发射机、通信系统及发送方法

专利名称：发射机、通信系统及发送方法
技术领域：
本发明涉及一种在使用OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式的蜂窝系统中，向传输路径推定用子载波乘以码进行通 信的发射机、通信系统及发送方法。
本申请基于2005年10月28日在日本申请的专利申请2005 — 314429 号，主张优先权，这里引用其内容。
背景技术：
近年来，提出了使用从具备多个发送天线的发射机，对每个发送天线 提供不同的(循环)延迟并同时发送的CDT (Cyclic Delay Transmit:循环 延迟发送)分集的多载波传输(非专利文献1)。由于若使用该发送分集方 式，则可始终增强信道的频率选择性，所以可得到良好的平均BER (Bit Error Rate)特性。
并且，提出了在3GPP(3rd Generation Partnership Project)下的Evolved UTRA & UTRAN中，通过在作为具备多个扇区的发射机的基站从属于 各扇区的发送天线，尤其是向位于扇区边缘附近的同一接收机，采用同一 频率、同一时间发送信号，在接收机侧接收其合成波，可得到站点分集效 应的、称为软合并(Soft—combining)的方法中，通过釆用所述CDT分 集，得到良好的平均BER特性(非专利文献2)。
图16是表示从属于2个不同扇区的发射机具备的发送天线la、 lb向 接收机具备的天线2a发送信号的情况的概念图。如图所示，分别从发送 天线la和发送天线lb发送信号sl、 s2，通过接收天线2a接收其合成波。
图17表示作为发送天线la (图16)和接收天线2a (图16)之间的 传输路径的时域表现的延迟特性曲线(delay profile) hl，图17B表示作为 发送天线lb (图16)和接收天线2a (图16)之间的传输路径的时域表现 的延迟特性曲线h2。在图17A、图17B中，横轴表示时间，纵轴表示功率。
图17A的信号s11、 sl2是从发送天线la发送的信号sl，表示通过不 同的2条传输路径到达接收天线2a的信号。另夕卜，信号s21、 s22、 s23是 从发送天线lb发送的信号s2，表示通过不同的3条传输路径到达接收天 线2a的信号。
在从发送天线lb发送的信号s2是延迟了从发送天线la发送的信号 sl的信号时，即在发送天线la和发送天线lb之间，采用CDT分集的情 况下，如图18所示，可看作发送信号通过合成所述延迟特性曲线hl和h2 的传输路径，到达接收天线2a (图16)。但是，图18的时域tl对应于所 述延迟特性曲线hl (图17A)，时域t2对应于所述延迟特性曲线h2 (图 17B)。
另外，提出了在设置发射机的各个扇区间，通过向传输路径推定用子 载波乘以扇区固有的正交码，边使用同一频率、同一时间来发送传输路径 推定用子载波，边在接收机侧分离来自各扇区的传输路径推定用子载波， 单独进行传输路径推定(非专利文献3、 4)。
图19A表示从发送天线la (图16)发送的信号sl的结构。信号sl 由区域rl和区域r2构成。在区域rl配置作为己知符号(symbol)的传输 路径推定用符号，在区域r2配置作为数据符号的共用数据信道。
另外，图19B表示从发送天线lb (图16)发送的信号s2的结构。信 号s2由区域r3和区域r4构成。在区域rl (3)配置传输路径推定用符号， 在区域r4配置共用数据信道。
为了得到用于解调包含于区域r2、 r4的数据所需的传输路径信息，使 用包含于区域rl、 r3的传输路径推定用符号。
图20是从属于3个不同扇区的发射机向接收机发送的信号s3的结构 的图。信号s3由子信道scl scl2构成。子信道scl sc4、 sc5 sc8、 sc9 scl2分别包含于频率范围fl、 f2、 f3。信号s31 s33分别表示从配置于扇 区井l 井3的发射机发送的信号。对信号s31 s33分别乘以正交码CKl、 1、 1、 1)、 C2 (1、 —1、 1、 一l)、 C3 (1、 1、 一l、 一l)。
在频率范围fl中，相加结果中包含从配置于扇区井1的发射机发送的 信号s31，但来自分别配置于扇区弁2、 #3的发射机的信号s32、 s32为0，
既便使用同一频率、时间发送多个信号s31 s33，也可分离各信号。称这 种状况为"保持正交性"。
另外，对配置于扇区#1 #3间的发送天线，在适用所述CDT分集 的情况中，如上所述，为了解调区域r2、 r4 (图19A、图19B)，必需从包 含于区域rl、 r3 (图19A、图19B)的传输路径推定用符号得到传输路径 信息，所以通常从发送天线发送的信号在区域r3、 r4附加同一延迟。
但是，在对扇区间的发送天线适用所述CDT分集的情况下，由于所 述正交码间的正交性破坏，所以若使用传输路径推定用符号来分离并推定 各扇区的发送天线和接收天线间的传输路径，则有可能在传输路径推定结 果中产生误差。
图21是表示在图17A、图17B中设延迟特性曲线hl=h2=l时，即既 便不存在延迟波，就直达波而言，相位旋转、振幅变化也不存在时的发送 信号s4的结构的图。信号s4由子信道scl scl2构成。信号s41、 s42分 别表示从配置于扇区弁1、弁2的发射机发送的信号。对信号s41、 42分别 乘以码C4 (1、 1、 1、 1)。
这里，说明进行多载波传输，在图16的发送天线la、 lb之间，通过 后述的相位旋转附加符号的一半延迟的情况。另外，在这里说明在发送天 线la和发送天线lb之间使用基于软合并法的分集的情况。这里，仅考虑 暂时从发送天线la和发送天线lb发送的信号。这里，所谓软合并法是通 过从设置于2个扇区的发射机对同一接收机在同一定时下发送由同一数据 生成的同一信号，在增大接收机的信号分量的同时，抑制干扰分量的方法。
这时，从发送天线la (图16)发送的发送信号对第k个子载波乘以
以下式(1)的相位旋转。
θ＝2兀k T / N二2兀k . N/2 . 1 / N= k兀...(l)
这时，来自发送天线la (图16)的信号如图21所示，变成与来自发 送天线la (图16)的发送信号之间的正交性破坏的状态。
另夕卜，上述式(1)的N表示多载波调制时的IFFT (Inverse Fast Fourier Transform:快速傅立叶反变换)的点数，T表示2个发送天线间的延迟点 差(延迟时间差)。
并且，在非专利文献5中示出，既便扇区传输路径推定用的信号在进
行软合并时，也在扇区间以保持正交性的形式发送，仅对数据部添加延迟 (旋转)并发送的方法。另外，记载还可同时将该延迟量从基站通知至发 射机。
该技术如非专利文献5所示那样，前提在于由接收机接收未实施延迟 处理的传输路径推定用子载波，利用正交性，推定来自各发射机的传输路 径，根据从基站通知的延迟量，推定数据部中软合并时的传输路径。
根据该方法，由于保持前置部的正交性，所以可正确测定来自各个基 站的电波强度，且可得到软合并效果。
非专利文献1:信学技報RCS2004-392，"周波数領域等化全用V、3 DS-CDMA (D Cyclic Delay Transmit Diversity O適用効果"，卞土団法 人電子情報通信学会2005年3月発行
非专利文献2: 3GPP寄書，Rl-050795， "Intra-Node B Macro Diver sity based on Cyclic Delay Transmissions",[平成17年9月7日検 索]，<乂夕—氺7卜(URL: ftp:〃ftp. 3gpp. org/TSG—R認/WG1一RL1/TSG Rl一42/Docs/Rl-050795. zip) —
非专利文献3: 3GPP寄書，Rl-050704, "Orthogonal Common Pilot Channel and Scrambling Code in Evolved UTRA Downlink",[平成17 年9月7日検索]，^:/夕一冲、:y卜(URL: ftp:〃ftp. 3gpp. org/TSG_RAN /WGl—RLl/TSGRl—42/Docs/Rl-050704. zip)
非专利文献4: 3GPP寄書，Rl-050700， "Intra-Node B Macro Diver sity Using Simultaneous Transmission with Soft-combining in Evo lved UTRA Downlink",[平成17年9月7日検索]，0^夕一氺、乂卜(UR L: ftp:〃ftp. 3gpp. org/TSG—RAN/WGl—RLl/TSGRl—42/Docs/Rl-050700. z
ip)
非专利文献5: 3GPP寄書，R卜051046， "Further Details on Adapt ive Cyclic Delay Diversity Scheme",[平成17年9月7日検索]，一 y夕一冲…7卜(URL: ftp:〃ftp. 3gpp. org/TSG一RAN/WGl一RLl/TSGR1—42bi s/Docs/Rl-051046. zip)
但是，在使用非专利文献5示出的方法的情况下，软合并时必需通过 在接收机中迸行与通常的数据接收时不同的处理，来推定数据部的传输路
径。并且，在适当变化延迟量的系统中也必需将延迟量通知给接收机。

发明内容
本发明鉴于上述问题作出，其目的在于提供一种以简单的结构可推定 每个发射机的功率，并且发送可高精度推定传输路径的已知符号的发射 机。而且，提供一种对同一接收机发送相同数据的软合并时，不需要无用 的接收处理就可发送数据的发射机、通信系统及发送方法。
本发明的发射机为了解决上述问题而作出，是使用OFDM方式，所
述发射机具有相位旋转部，对于由通过数据或已知信号来调制的连续的 多个子载波构成的群组，向每个所述群组提供同一相位旋转量；和旋转量 确定部，对每个天线系列或对每个发射机设定所述相位旋转。
本发明的发射机是使用利用由多个子信道构成的频带的OFDMA方 式，所述发射机具有
相位旋转部，对于在所述子信道的一部分或全部中由通过数据或已知 信号来调制的连续的多个子载波构成的群组，向每个所述群组提供同一相 位旋转量；旋转量确定部，对每个天线系列或对每个发射机设定所述相位 旋转；和调度部，将数据分配至子信道，确定相位旋转的有无。
本发明的发射机在所述群组中包含通过用于推定至少1个传输路径的 已知信号来调制的子载波。
本发明的发射机使所述群组中包含的子载波的个数在全部频带中相同。
本发明的发射机的所述相位旋转部使对每个所述群组提供的相位旋 转量的相邻群组间之差恒定。
本发明的发射机的所述相位旋转部将群组中的1个设为基准群组，由 接收机的状态来确定该群组的相位旋转量的绝对值。
本发明的发射机的所述相位旋转部将所述群组间的相位旋转量之差 设为对每个发射机固有的值。
本发明的发射机在生成所述群组的子载波间施加了需要正交关系的 子载波调制。
本发明的发射机的所述正交关系是传输路径推定用子载波的正交关
系。
本发明的通信系统是使用OFDM方式在发射机与接收机之间进行通 信，所述接收机具有:FFT部，通过FFT对包含所接收的已知符号的OFDM 符号进行频率转换；传输路径推定部，以在发射机侧保持正交性的传输路 径推定用子载波为单位，对于多个发送天线推定作为与发送天线的频率响 应的传输路径；品质推定部，按每个发送天线推定电波品质；和品质计算 部，根据各发送天线的频率响应，计算出向从各发送天线发送的OFDM符 号的子载波提供了规定的相位旋转时结合的传输路径的品质。
本发明的发送方法是使用OFDM方式的发送方法，对于由通过数据 符号或已知符号来调制的连续的多个子载波构成的群组，向每个群组提供 同一相位旋转量，按每个天线系列或按每个发射机确定所述相位旋转量， 除了调制以外，还施加所述相位旋转后进行发送。
本发明的发送方法是使用OFDMA方式的发送方法，对于由通过数据 符号或已知符号来调制的连续的多个子载波构成的群组，向每个所述群组 提供同一相位旋转量，按每个天线系列或按每个发射机确定所述相位旋转 量，确定相位旋转的有无，对所述相位旋转的有无，除了调制以外，还施 加所述相位旋转后进行发送。
本发明的发送方法设进行所述群组化的基准为子载波的正交性。
本发明发送方法的所述正交性是传输路径推定用子载波的正交性。
发明效果
在本发明中，对于通过由数据符号或已知符号调制的连续多个子载波 构成的群组，由相位旋转部向每个群组提供同一相位旋转量，由旋转量确 定部确定相位旋转量，由调度部确定有无相位旋转。
由此，由于对由多个子载波构成的群组，提供同一相位旋转，所以可 减小相位旋转所需的电路规模。
另外，在向传输路径推定用符号分配正交码时，可通过使被分配正交 码的子载波数和形成所述群组的子载波数相同，维持接收机中接收的传输 路径推定用符号的正交性，所以可分离从多个发射机发送的正交码，可利 用正交性推定传输路径，并且，既便是在从多个发送天线发送同一信号时 合成的传输路径，也不用事先通知相位旋转量等，可通过简易运算求得。
并且，也可推定从发送保持正交性的符号的发射机或同一发射机的不 同发送天线发送的电波品质。
并且，通过使数据符号的相位旋转量与作为已知符号的传输路径推定 用符号的相位旋转量相同，可得到循环延迟发送分集的效果。


图IA是发射机和接收机进行通信时的示意图。 图1B是表示从发射机3a发送的信号s5的结构的图。 图1C是表示从发射机3b发送的信号s6的结构的图。 图2A是表示从发射机3a(图1A)发送的OFDM信号s7的结构的图。 图2B是表示从发射机3b(图1A)发送的OFDM信号s8的结构的图。 图3是表示在本实施方式下分配的正交码和子载波的关系的图。 图4是表示基于本发明第1实施方式的发射机的结构的方框图。 图5是基于本发明第1实施方式的旋转部14一1 (图4)的结构的图。 图6是表示基于本发明第1实施方式的接收机的结构的方框图。 图7是基于本发明第1实施方式的传输路径推定部37 (图6)的结构 的图。
图8是基于本发明第1实施方式的解扩频部40—1 (图7)的结构的图。
图9是表示本发明第2实施方式的传输路径推定用子载波的结构的图。
图10是表示基于本发明第2实施方式的发射机的结构的方框图。 图11是基于本发明第2实施方式的旋转部141 (图IO)的结构的图。 图12是表示在本发明的第2实施方式下使用的信号的帧结构的图。 图13是表示基于本发明第3实施方式的发射机的结构的方框图。 图14A是表示发射机3a (图1A)的传输路径的图。 图14B是表示发射机3b (图1A)的传输路径的图。 图14C是表示在从发射机3a、 3b (图1A)发送相同数据时的模拟的 传输路径的图。
图15是表示基于本发明第3实施方式的接收机的结构的方框图。
图16是表示从属于2个不同扇区的发射机具备的发送天线la、 lb，
向接收机具备的接收天线2a发送信号的状态的概念图。
图17A是表示作为发送天线la (图16)和接收天线2a (图16)之间 的传输路径的时域表现的延迟特性曲线hl的图。
图17B是表示作为发送天线lb (图16)和接收天线2a (图16)之间 的传输路径的时域表现的延迟特性曲线h2的图。
图18是表示由接收天线2a接收的信号的图。
图19A是表示从发送天线la (图16)发送的信号sl的结构的图。
图19B是表示从发送天线lb (图16)发送的信号s2的结构的图。
图20是从发射机向接收机发送的信号S3的结构的图。
图21是表示设延迟特性曲线hl-h2-l时的发送信号s4的结构的图。
标记说明
la、 lb发送天线
2a接收天线
3a、 3b发射机
4a 4e接收机
10调度部
11一1 11一12传输路径推定用符号生成部 12—1 12—12数据映射部 13 — 1 13 — 12多路复用部 14一1 14一12旋转部 15IFFT部
16GI插入*P/S转换部
17D/A转换部
18RF部
19发送天线
20旋转量确定部
21 — 1 21—64复数乘法部
30接收天线
31 RF部 32A/D转换部 33符号同步部 34 FFT部
35传输路径推定用符号提取部 36传输路径补偿部 37传输路径推定部 38子信道提取部
39— 1 39 — 12解调部
40— 1 40—12、 41一1 41一12解扩频部
42 — 1 42 — 12、 43 — 1 43 — 12子信道品质推定部 44选择 合成部
45— 1 45 — 12子信道品质推定部
46— 1 46 — 12虚拟子信道品质推定部 47 —1 47—4正交码设定部 48—1 48 — 4复数乘法部
49和运算部
50控制信号生成部
60时间旋转部
111传输路径推定用符号生成部
131多路复用部
141旋转部
201旋转量确定部
211 — 1 211—768复数乘法部
具体实施例方式
下面，参照附图，说明本发明的实施方式。另外，在本发明的实施方 式下使用的频率子信道数量的数值等只不过是一实例。
在本发明的第1 第3实施方式中，说明设频率子信道数为12、子载 波数为768、FFT点数为1024时的OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access)系统。另外，设实现路径分集的频率子信道在每个帧中 不同。即，说明是否对每个频率子信道进行软合并，或独立确定其延迟量 的情况，但不限定于此。 (第1实施方式)
首先，说明本发明的第1实施方式。在本实施方式中示出2个不同的
发射机使用OFDMA与某台接收机进行通信的实例。图1A是发射机和接 收机进行通信时的示意图。在发送作为说明对象的OFDMA帧的时间中， 接收机4a 4c对发射机3a进行通信。另外，接收机4b 4e对发射机3b 进行通信。即，接收机4b、 4c通过软合并从两个的发射机3a、 3b合成并
接收同一信号。
图1B、图1C是表示从发射机3a、 3b发送的信号s5、 s6的结构的图。 在这些图中，纵轴表示频率，横轴表示时间。这里，表示信号s5、 s6分别 由12个子信道scl scl2构成的情况。
这里，作为一例，如图1B所示，说明使用子信道scl，将信号从发射 机3a向接收机4b发送的情况。另夕卜，使用子信道sc2 sc4，将信号从发 射机3a向接收机4c发送。另外，使用子信道sc5 sc12，将信号从发射机 3a向接收机4a发送。
另外，如图1C所示，使用子信道scl,将信号从发射机3b向接收机 4b发送。另外，使用子信道sc2 sc4，将信号从发射机3b向接收机4c发 送。另外，使用子信道sc5 sc10，将信号从发射机3b向接收机4d发送。 另外，使用子信道scll、 scl2，将信号从发射机3b向接收机4e发送。
因此，在子信道scl的频带中，从发射机3a、 3b向接收机4b发送同 一信号。另外，在子信道sc2 sc4中，从发射机3a、 3b向接收机4c发送 同一信号。
图2A是表示从发射机3a(图1A)发送的OFDM信号s7的结构的图。 另外，图2B是表示从发射机3b (图1A)发送的OFDM信号s8的结构的 图。在这些图中，横轴表示时间，纵轴表示频率。
包含于OFDM信号s7、 s8的区域r5、 r7是由1个OFDM符号构成的 传输路径推定用子载波。另外，这里，说明由1个OFDM符号构成传输 路径推定用子载波的情况，但也可由多个OFDM符号构成传输路径推定 用子载波。另外，这里，设全部的子载波为传输路径推定用子载波，但也
可每隔l条等、留间隔地配置。
另外，包含于OFDM信号s7、 s8的区域r6、 r8是发送数据的OFDM 符号，通常由多个OFDM符号构成。在区域r5和区域r7中，将作为各自 正交的码的正交码C5、 C6分配给各子载波。
图3是表示本实施方式中分配的正交码和子载波的关系的图。在发射 机la (图1A)中，将正交码C5二 (1、 1、 1、 1)反复分配给768个子载 波。即，将1个正交码反复分配给子载波。另外，在本实施方式中，每个 乘以正交码的群组的子载波数都为4个。另外，也可使l个或多个子信道 内的每个群组的子载波数相同。
另外，在发射机lb (图1A)中，将正交码C6-(1、 1、 一l、 一l) 反复分配给768个子载^:。由于这些正交码C5、 C6若计算并相加C5X C6* (*表示复共轭)则为0，所以为正交关系。
另外，由于若直接将这些正交码C5、 C6分配给传输路径推定用子载 波，则生成的OFDM信号的PAPR (Peak—Average Power Ratio)非常高， 所以可将相同的特定码(例如，10次M系列的一部分)再乘以全部的子 载波。
另外，在分配给第p个(1《p《子载波的总数)的子载波的码为Ck、 Ck，时，也可设定码Ck、 Ck，，以存在满足Ck， =CkXe—"2><|5><"^的关系的 m。
图4是表示基于本发明第l实施方式的发射机的结构的方框图。该发 射机具有调度部10、传输路径推定用符号生成部11一1 11一12、数据 映射部12—1 12—12、多路复用部13 — 1 130—12、旋转部14一1 14 —12、 IFFT部15、 GI (Guard Interval)插入 P/S (Parallel/Serial)转换 部16、 D/A (Digital/Analog)转换部17、 RF (Radio Fr叫uency)部18、 发送天线19。
调度部10将输入到发射机的数据分配给各子信道。这里，说明子信 道为12个的情况。另外，调度部10将控制信号输出至旋转部14一1 14 一12。
传输路径推定用符号生成部11一1 11一12生成各个子信道的传输路 径推定用符号。数据映射部12 — 1 12—12或对发送的数据进行纠错、或 对每个所分配的子载波进行调制。另外，传输路径推定用符号生成部11 一1 11一12的码分配部(图示省略)将与其他发射机正交的码长度的码 分配给每个子载波。
多路复用部13 — 1 13 — 12选择作为输入的数据符号或已知符号的传
输路径推定用符号之一。
旋转部14一1 14一12根据从调度部10输出的控制信号，向各子载 波提供旋转。IFFT部15通过对从旋转部14一1 14一12输出的信号进行 快速傅立叶反变换处理，将频率区域的信号转换成时域的信号。这里，在 处理768个子载波的情况下，快速傅立叶反变换的点数使用1024。
GI插入 P/S转换部16为了谋求降低符号间干扰，插入保护间隔。 另外，将并行信号转换成串行信号。D/A转换部17将数字信号转换成模 拟信号。RF部18将模拟信号转换为发送的频带，并整形波形。发送天线 19对接收机发送电波。
图5是基于本发明第1实施方式的旋转部14一1 (图4)的结构的图。 该旋转部14一1具有旋转量确定部20、复数乘法部21 — 1 21—6。
旋转量确定部20根据从调度部10 (图4)输出的控制信号，确定每4 个子载波的旋转量Wl至W16 (Wl至W16是振幅为1的实数或复数)。 另外，旋转量确定部20也可控制成使相邻群组间的相位旋转量差相同。 另外，也可使在1个或多个子信道内的相邻群组间的相位旋转量差相同。 另外，也可将相位旋转量差设定成相同的子信道内的1个群组设为基准群 组，根据接收机的传输路径状态确定该群组的相位旋转量的绝对值。另外， 旋转量确定部20也可向每个发射机提供固有的相位旋转量差，使用该旋 转量向全部OFDM符号的子载波提供相位旋转。
另外，可通过设W1=W2、 W3=W4、…、W15=W16，来变更生成群 组的子载波数量。
复数乘法部2I — l 21 — 64将输入信号fkl fk64和旋转量Wl W16 相乘。这里，输入信号(fkl fk64)有64个是因为由于将768个子载波 作为12个子信道来使用，所以每1个子信道的子载波数为64个。另外， 对每4个子载波确定旋转量(W1 W16)是因为由于传输路径推定用子 载波对每4个子载波满足正交关系，所以可通过在4个子载波间设为相同
来保持正交关系。
接着，说明基于本发明第1实施方式的发射机3a (图IA)的动作。 但是，由于发送至接收机4b、 4c的信号也从发射机3b发送，所以设对从 发射机3a发送的信号提供旋转。这里，说明发送至接收机4b的信号的旋 转量为l，发送至接收机4c的信号的旋转量为2的情况。
若将数据输入至发射机3a，则通过调度部IO (图4)，将发送至接收 机4b的数据输出至数据映射部12 — 1，将发送至接收机4c的数据从数据 映射部12 — 2输出至12—4，将发送至接收机4a的数据从数据映射部12 一5输出至12—12。
在发送数据之前，根据图2A和图2B的信号结构，由多路复用部13 一1 13 — 12选择传输路径推定用符号，输出至旋转部14一1 14一12。 在发射机3a的情况下，由传输路径推定用符号生成部11一1 11一12生 成的传输路径推定用符号为16次重复正交码C5的符号，传输路径推定用 符号生成部11一1 11一12全部使用同一正交码C5。
将控制信号从调度部10输出至旋转部14一1 14一12，向旋转部14 一l输入l，作为旋转量，向旋转部14一2至14一4输入2，作为旋转量， 向旋转部14一5至14—12输入0，作为旋转量。
在图5示出的旋转部14一1中，根据从调度部10输出的控制信号， 确定旋转量W1 W16。由于为了实现旋转量为m的情况，只要设各子载 波间的相位旋转量为2X;:Xm/(IFFT的点数)既可，所以由于旋转量W1 和W2的差为4个子载波，所以确定为再乘以4，变为2X7rXmX4/1024。
若将应用到前面例子，则旋转部14一1的Wk及Wk+1 (k为1至15 的整数)的相位差为2X兀X4/1024，旋转部14一2 14一4 (图4)的Wk 及Wk+1的相位差为2XttX2X4/1024,旋转部14一5 14一U的Wk及 Wk+1的相位差为0。
就各旋转部的旋转量Wl的绝对相位而言未特别限定。
但是，期望如发送至接收机4c (图1A)的信号那样，在使用多个子 信道的情况下，使相邻子信道的旋转量相同。即，期望旋转部14一2的旋 转量W16和旋转部14一3的旋转量Wl的绝对相位差为2XnX2X4/ (1024)。
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并且，在可从接收机取得信息的系统中，可参照从接收机发送的数据 确定旋转量Wl的绝对相位。
之后，就数据而言，也将与传输路径推定用子载波发送时的相同的旋 转量提供给全部的子载波。
在该图5中，对每个提供相同旋转的子载波，示出个数对应于子载波 数量的用于提供相位旋转的乘法器，但这是为了容易理解该说明，可由1 个乘法器通过串行处理来谋求削减电路规模。
下面，说明接收机。
图6是表示基于本发明第1实施方式的接收机的结构的方框图。该接
收机具有接收天线30、 RF部3K A/D (Analog/Digital)转换部32、符 号同步部33、 FFT部34、传输路径推定用f夺号提取部35、传输路径补偿 部36、传输路径推定部37、子信道提取部38、解调部39—I 39—12。
接收天线30接收从发射机发送的信号。RF部31整形接收天线30接 收的信号，将频率降低至可A/D转换的频带。A/D转换部32将模拟信号 转换成数字信号。
符号同步部33对OFDM信号取同步。FFT部34对接收的OFDM符 号执行高速傅立叶转换处理。传输路径推定用符号提取部35将频率转换 后的OFDM信号分离成传输路径推定用符号和数据符号，将传输路径推 定用符号输出至传输路径推定部37，将数据符号输出至传输路径补偿部 36。
传输路径补偿部36以传输路径推定信息为基础，补偿数据的传输路 径。传输路径推定部37根据传输路径推定用符号推定传输路径信息，推 定每个发送天线的品质。子信道提取部38以来自省略图示的控制部的使 用子信道信息为基础，提取接收机解调的信号。
解调部39 — 1 39 — 12以使用的子信道数量为基础，以子信道为单位 进行解调。该接收机构成为暂时解调OFDMA中使用的全部频带，之后， 仅提取所需的子信道，但未限定于该结构。
图7是基于本发明第1实施方式的传输路径推定部37 (图6)的结构 的图。传输路径推定部37具有解扩频部40 — 1 40 — 12、 41一1 41一 12、子信道品质推定部42—1 42 — 12、 43 — 1 43 — 12、选择 合成部 44、子信道品质推定部45 — 1 45 — 12、虚拟子信道品质推定部46 — 1 46—12。
设置2组解扩频部(解扩频部40 — 1 40—12、解扩频部41一1 41 一12)是因为从2个发射机3a、 3b (图1A)发送信号。
解扩频部40—I 40 — 12推定从发射机3a (图1A)发送的信号的传 输路径。解扩频部41一l 41一12推定从发射机3b (图1A)发送的信号 的传输路径。将由解扩频部40—1 40—12、 41一1 41一12得到的复数 信号输入至选择，合成部44。
选择，合成部44在当前进行的通信仅来自一个发射机时(图1A中的 接收机4a、 4d、 4e)，选择正在通信中的一侧的解扩频结果。如果是接收 机4a，则选择解扩频部40 — 1 40 — 12输出，如果是接收机4d、 4e，则 选择解扩频部41 一 1 41 一 12输出。
另外，如接收机4b、 4c (图1A)那样，在接收来自两个发射机3a、 3b的信号的接收机中，选择 合成部44合成接收的信号。这可通过将解 扩频部40—1 40—12的输出和解扩频部41 一 1 41 一 12的输出矢量相加 得到。
子信道品质推定部42 —1 42—12根据解扩频部40 —1 40 —12的输 出，推定分别从发射机3a、 3b发送的信号品质。另外，子信道品质推定 部43 —1 43 —12根据解扩频部41 —1 41 一 12的输出，推定分别从发射 机3a、 3b发送的信号品质。在本实施方式的情况下，向子信道品质推定 部42—1 42 — 12、 43 — 1 43 — 12分别输入各子信道中使用的64个子载
波的传输路径推定结果。
子信道品质推定部45 — 1 45 — 12根据选择 合成部44的输出，进 行从发射机3a、 3b (图1A)发送的信号合成后的品质推定。
虚拟子信道品质推定部46 —1 46—12在接收到在发射机侧未添加旋 转的传输路径推定用子载波时，推定对哪个传输路径信息提供旋转，在进 行旋转时的子信道的品质。由此，可在从与1台发射机通信移动至与2台 发射机通信时，从接收机请求最佳的子信道。
传输路径推定方法的最简单的方法是对频率转换所接收的传输路径 推定用子载波的信号，乘以针对在发射机侧使用的传输路径推定用子载波的各子载波的码的复共轭信号的方法。但是，这里，由于在传输路径推定 用子载波在不同的发送天线间使用正交码，所以说明基于解扩频的传输路 径推定方法。
图8是基于本发明第1实施方式的解扩频部40—1 (图7)的结构图。
解扩频部40—1具有正交码设定部47—1 47—12、复数乘法部48 — 1 48 — 4、和运算部49。
例如，在将从发射机3a (图1A)发送的传输路径推定用子载波解扩 频时，在正交码设定部47 — 1中设定作为正交码C1的复共轭的(1、 1、 1、 1)。另外，在将从发射机3b发送的传输路径推定用子载波解扩频时，在 正交码设定部47—2中设定作为正交码C2的复共轭的(1、 1、 一l、 一l)。
在复数乘法部48—1 48—4中，可通过对输入的信号fl f4，复数 相乘这些正交码，在和运算部49中相加，并除以4，得到该频带内的传输 路径。
如上所述，如果使用基于本实施方式的发射机及接收机，构成OFDM 通信系统，则既便未将在发射机侧使用的旋转量信息通知到接收机侧，或 预先未确定，也可简单地解调来自双方的发送信号。另外，由于传输路径 推定用子载波维持正交性，所以可简单地进行来自各发送天线的每个子信 道的品质推定或合成后的品质推定。另外，可通过在接收机设置虚拟地推 定合成后的每个子信道的品质的功能，在开始合成接收时，幵始高精度地 接收。
在上述第1实施方式中，作为使用利用由多个子信道构成的频带的 OFDMA方式的发射机，通过传输路径推定用符号生成部11一1 11一12 的码分配部，将与其他发射机正交的码长度Mk的码Ck分配给每n个子 载波(n为1以上的整数)，通过复数乘法部21 — 1 21 — 64(相位旋转部)， 将nXMk个子载波设为群组，向每个群组提供同一相位旋转，由旋转量 确定部20以子信道为单位确定该相位旋转量，通过调度部10以子信道为 单位确定有无相位旋转。
通过釆用这种结构，在使用OFDMA方式时，由于可通过旋转量确定 部20向1个群组的每个子载波分配正交的码，以使按每个群组保持正交 性，所以可防止群组间的子载波干扰，接收机的接收品质恶化。另外，由
于向每个群组分配正交码，所以可比与向每个子载波分配正交码的情况简 化接收机侧的处理。
另外，作为使用OFDM方式的发射机，也可通过传输路径推定用符
号生成部11一l ll一12的码分配部将与其他发射机正交的码长度Mk的 码Ck分配给每n个子载波(n为1以上的整数)，通过复数乘法部21 — 1 21 — 64 (相位旋转部)将nXMk个子载波设为群组，向每个群组提供同 一相位旋转，通过旋转量确定部20确定相位旋转量，通过调度部10确定 有无相位旋转。
通过采用这种结构，在使用OFDM方式的情况下，由于通过旋转量 确定部20将与其他发射机发送的群组不同的旋转量分配给群组，所以可 对从多个发射机发送的信号附加延迟差，可得到多用户分集效应或频率分 集效应。
另外，这里，由于示出将码长度Mk的码作为传输路径推定用符号、 分配给每n个子载波的实例，所以设提供同一相位旋转的群组为nXMk， 但在使用未利用正交性的传输路径推定方法的情况中，为了得到如上述的 效果，不需要这种限定。在这种情况下，也可不将nXMk个子载波设为1 个群组，而将其他个数的子载波设定为1个群组。 (实施方式2)
下面，说明本发明的第2实施方式。本实施方式相对于第1实施方式， 可更加简化接收机的结构。
图9是表示本发明第2实施方式的传输路径推定用子载波的结构的 图。在本实施方式中，每隔1个子载波分配作为配置传输路径推定用符号 的子载波的传输路径推定用子载波。未分配传输路径推定用子载波的子载 波用于控制信号(SA1 SA384、 SB1 SB384)的通信。另外，传输路径 推定用符号中使用特定的已知符号(P1 P384)、在发射机3a、 3b中，对 已知符号分别乘以正交码(1、 1、 1、 1)、 (1、 1、 一l、 一l)。
图10是表示基于本发明第2实施方式的发射机的结构的方框图。就 采用与在第1实施方式中示出的发射机(图4)相同结构的部分而言，附 加相同的符号，省略其说明。基于本实施方式的发射机在具有控制信号生 成部50的方面与基于第1实施方式的发射机不同。
设置控制信号生成部50是因为相对于第1实施方式，变更传输路径 推定用子载波的结构。另外，在第1实施方式中说明传输路径推定用符号 生成部按每个子信道生成的情况，但在本实施方式中，示出未以子信道为 单位提供旋转的情况，所以由1个传输路径推定用符号生成部111构成传 输路径推定用符号生成部11一1 11一12 (图4)。同样，由l个多路复用
部131构成多路复用部13 — 1 13 — 12 (图4)。并且，由1个旋转部141 构成旋转部14一1 14一12 (图4)。
图11是基于本发明第2实施方式的旋转部141 (图10)的结构图。 旋转部141具有旋转量确定部201、复数乘法部211 — 1 211—8、 211 一9 211 — 16 211—761 211—768。
旋转量确定部201根据由OFDM通信系统定义的旋转量，确定每8 个子载波的旋转量W1 W96 (W1 W96是振幅为1的实数或复数)。
复数乘法部211 — 1 211 — 768使输入信号fld fk768和旋转量Wl W96相乘。例如，若设图11示出的接收机的旋转部141中的各相位旋转 量W1 W96之差为0，发射机3b (图1A)的相位旋转量差为2X;tXlX 8/1024，则当通过各发射机3a、 3b的相同子信道发送相同信号时，可由接 收机接收合成后的信号。
另外，由于与第1实施方式一样保持传输路径推定用子载波的正交性， 所以不仅进行发射机的每个子信道的品质推定，而且也可进行合成后的品 质推定。即，不必设置在基于第I实施方式的接收机中说明的虚拟子信道 品质推定部46 — 1 46—12 (图7)，可简单地推定合成前的每个发射机的 品质及合成后的品质。
在将该系统适应于构成扇区的小区的基站的情况下，如果每个扇区的 旋转量各不相同，则无论哪个扇区边缘，均可容易推定来自各扇区的每个 子信道的品质及合成后的品质。
但是，在本实施方式中，存在对每个发射机已固定旋转量的可能性。 不限于旋转量为l，可向全部的接收机提供多用户分集效应。
该问题可通过使用具有图12结构的信号来解决。图12的横轴表示时 间，纵轴表示频率。l帧的结构与已述的帧的结构(图2A、图2B)相同， 最先由作为已知符号的传输路径推定用子载波、接着由多个数据符号构
成。在图12中，示出由9个帧F1 F9构成1个超级帧(super frame)的情况。
作为一例，说明将2个发射机的旋转量的差按1、 2、 3设定的情况。 若设发射机3a(图1A)的旋转量始终为0，则在发射机3b中，通过帧F1 F3中设定旋转量为1，帧F4 F6中设定旋转量为2、帧F7 F9中设定旋 转量为3，可实现3个旋转量的差。
在接收机中，通过从这些帧中选择最佳的帧和子信道，可实现更高性 能的OFDM通信系统。
另外，如果上述的旋转量变大，则该帧可期待频率分集效应。如上所 述，如果将设定成l、 2、 3的旋转量设定成1、 2、 16;将帧F1 F4的旋 转量设定成1;将帧F5 F8的旋转量设定成2;将帧F9的旋转量设定成 16，则由于仅帧F9可期待频率分集效应，所以可通过设定成优先向该帧 分配接收品质极端恶化的接收机或高速移动的接收机等，改善在整个区域 的性能。
另外，由于可通过将正交码与分成群组的每个子载波相乘，维持正交 性，所以从多个发射机发送的信号未因干扰而恶化，可提高传输路径推定 精度。
就第2实施方式中使用的接收机而言，可使用具有与第1实施方式中 使用的接收机(图6)大致相同结构的接收机。不同点在于向解扩频中 设定的码是Pk (k为从1至768的整数)的复共轭乘以Cl或C2。 (
实施方式3)
下面，说明本发明的第3实施方式。在第1实施方式及第2实施方式 中，对使用的正交码未加限定，但在本实施方式中，说明通过对使用的正 交码加以限定，在发射机间移动的接收机可快速越区切换(handover)的情况。
在基于本实施方式的OFDM通信系统中，将码C1反复分配给全部的 子载波，若256次抽样旋转，则(1、 j、 一l、 一j)反复出现于全部的子 载波。将其设为码C12。另外，同样，若512次旋转，则变成(1、 一l、 1、 一l)，将其设为码C13。另外，若768次旋转，则变成(1、 一j、 j、 —1)，将其设为码C14。
另外，若Cl-Cll，则C11 C14全部满足正交关系。在本实施方式 中，说明使用这些码的情况。
在构成上述第2实施方式的超级帧的实例的后者中，将用于发射机3a (图1A)的正交码设为Cll，将用于发射机3b (图1A)的正交码设为 C12。但是，在第2实施方式中，由于在传输路径推定用子载波使用的载 波间插入数据，所以旋转量变成先前示出值的一半。
图13是表示基于本发明第3实施方式的发射机的结构的方框图。就 采用与基于第2实施方式的发射机(图10)相同结构的部分而言，附加相 同的符号，省略其说明。基于本实施方式的发射机在具有时间旋转部60 的方面，与基于第2实施方式的发射机(图IO)不同。
时间旋转部60使从IFFT部15输出的信号旋转。另夕卜，调度部10控 制是否驱动旋转部141和时间旋转部60。在由9个帧构成的超级帧中，第 8帧之前和第9帧的传输路径推定用子载波之前进行与第2实施方式相同 的动作。然后，在第9帧的数据部中，停止驱动旋转部141，而驱动时间 旋转部60。
在发射机3a(图lA)中，将时间旋转设定为O;在发射机3b中，将 时间旋转设定为128。通过该操作，在各个发射机中作为数据符号和已知 符号的传输路径推定用符号的旋转量变成一致。当在该帧中从发射机发送 相同数据时，得到图14示出的模拟的传输路径，得到频率分集效应。图 14A是发射机3a (图1A)的传输路径，图14B是发射机3b (图1A)的 传输路径。
接收该帧的接收机未限于解扩频的构成，执行现有的乘以传输路径推 定用子载波的复共轭形式的解调。这是因为由于传输路径推定用符号基本 由相同的码生成，所以含有传输路径推定用符号的全部数据符号成为同一 数据。
这样，通过对正交码使用特殊的码，既便接收机正在发射机间移动， 接收机也可未意识地实现越区切换。
图15是表示基于本发明第3实施方式的接收机的结构的方框图。就 与基于第1实施方式的接收机(图6)采用相同结构的部分而言，附加相 同的符号，省略其说明。在本实施方式中，在具有传输路径推定部70的
方面与基于第1实施方式的接收机不同。
传输路径推定部70通过向传输路径推定用子载波的接收频率的数据 乘以生成传输路径推定用符号所使用的码的复共轭，求出传输路径。另外， 在频率分集用的帧中，由于不必测定每个子信道的功率，所以该帧仅推定 传输路径，解调数据。
另外，在接收机中，除通过FFT对包含接收到的已知符号的OFDM 符号进行频率转换的FFT部34;和在发射机侧，以保持正交性的已知符 号为单位，对多个天线推定作为与发送天线的频率应答的传输路径的传输
路径推定部37等之外；也可设置按每个天线推定电波品质的品质推定 部(省略图示)；和根据每个天线的电波品质，计算出向从各天线发送的 OFDM符号的子载波提供规定的相位旋转对结合的传输路径品质的品质 计算部(省略图示)。
在上述的第1 第3实施方式中，作为使用利用由多个子信道构成的 频带的OFDMA方式的发射机，通过复数乘法部21 — 1 21 — 64或211 — 1 211 — 768 (相位旋转部)、对由利用数据符号或己知符号调制后的连续 多个子载波构成的群组，向每个群组提供同一相位旋转，通过旋转量确定 部20或旋转量确定部201以子信道为单位确定相位旋转量，通过调度部 10以子信道为单位确定有无相位旋转。
通过采用这种结构，在采用OFDMA方式的情况下，由于可执行通过 旋转量确定部20，对乘以作为已知符号的传输路径推定用符号的子信道提 供旋转的同时，对乘以数据符号的子信道不提供旋转的处理，所以发射机 不必对全部的子信道提供旋转，可减小发射机的负荷。
另外，作为使用OFDM方式的发射机，也可通过复数乘法部21 — 1 21 — 64或复数乘法部211 — 1 211—768 (相位旋转部)、对由利用数据符 号或已知符号调制后的连续多个子载波构成的群组，向每个群组提供同一 相位旋转量，通过旋转量确定部20或旋转量确定部201确定相位旋转量， 通过调度部10确定有无相位旋转。
通过釆用这种结构，在使用OFDM方式的情况下，由于可对按多个 群组的每个分割的子载波提供相位旋转，所以不必对每个子载波进行接收 处理，可减小接收机侧的处理负担。
另外，在上述说明的实施方式中，也可将用于实现图4、图10、图13 的调度部10;传输路径推定用符号生成部11一1 11一12、 111;数据映
射部12—1 12 — 12;多路复用部13 — 1 13 — 12、 131;旋转部14一1 14—12、 141; IFFT部15; GI插入 P/S转换部16; D/A转换部17; RF 部18;控制信号生成部50;时间旋转部60;图6、图5的RF部31; A/D 转换部32;符号同步部33; FFT部34;传输路径推定用符号提出部35; 传输路径补偿部36;传输路径推定部37;子信道提取部38;解调部39 — 1 39—12等功能的程序记录于计算机可读取的记录介质，通过将记录于
该记录介质的程序输入计算机系统来执行，控制发射机或接收机。另外，
这里所谓的"计算机系统"包含os或外围设备等的硬件。
另外，所谓"计算机可读取的记录介质"是软盘、光磁盘、R0M、 CD—ROM等可移动介质；内置于计算机系统的硬盘等存储装置。并且， 所谓"计算机可读取的记录介质"还包含如经互联网等网络或电话线路等 通信线路发送程序时的通信线那样，在短时刻之间动态地保存程序的部 件，如构成这时的服务器或客户机的计算机系统内部的易失性存储器等在 规定时刻保持程序的部件。另外，上述程序也可用于实现所述功能的一部 分，并且，也可通过与已记录于计算机系统的程序组合来实现所述功能。
以上，参照附图详述本发明的实施方式，但具体的结构不限于本实施 方式，也包含不脱离本发明宗旨范围的设计等。
产业上的可利用性
本发明是可适用于使用OFDM方式的发射机、通信系统及发送方法， 可得到发送分集效应的方式。这可通过对由多个子载波构成的群组，提供 按每个发射机不同的同一相位旋转量，实现时可削减相位旋转所需的电路 规模。另外，通过向每个群组配置传输路径推定用子载波，可保持传输路 径推定精度高。尤其是，通过提供满足正交关系的码，该效果变得显著。
权利要求
1、一种发射机，使用OFDM方式，所述发射机具有相位旋转部，对于由通过数据或已知信号来调制的连续的多个子载波构成的群组，向每个所述群组提供同一相位旋转量；和旋转量确定部，对每个天线系列或对每个发射机设定所述相位旋转。
2、 一种发射机，使用利用由多个子信道构成的频带的OFDMA方式，所述发射机具有相位旋转部，对于在所述子信道的一部分或全部中由通过数据或已知 信号来调制的连续的多个子载波构成的群组，向每个所述群组提供同一相位旋转量；旋转量确定部，对每个天线系列或对每个发射机设定所述相位旋转；和调度部，将数据分配至子信道，确定相位旋转的有无。
3、 根据权利要求1或2所述的发射机，其特征在于在所述群组中包含通过用于推定至少1个传输路径的已知信号来调制 的子载波。
4、 根据权利要求1或2所述的发射机，其特征在于使所述群组中包含的子载波的个数在全部频带中相同。
5、 根据权利要求1或2所述的发射机，其特征在于所述相位旋转部使对每个所述群组提供的相位旋转量的相邻群组间 之差恒定。
6、 根据权利要求5所述的发射机，其特征在于所述相位旋转部将群组中的1个设为基准群组，由接收机的状态来确 定该群组的相位旋转量的绝对值。
7、 根据权利要求1或2所述的发射机，其特征在于 所述相位旋转部将所述群组间的相位旋转量之差设为对每个发射机固有的值。
8、 根据权利要求1或2所述的发射机，其特征在于 在生成所述群组的子载波间施加了需要正交关系的子载波调制。
9、 根据权利要求8所述的发射机，其特征在于 所述正交关系是传输路径推定用子载波的正交关系。
10、 一种通信系统，使用OFDM方式在发射机与接收机之间进行通信，所述发射机是权利要求9所述的发射机，所述接收机具有FFT部，通过FFT对包含所接收的己知符号的OFDM符号进行频率 转换；传输路径推定部，以在发射机侧保持正交性的传输路径推定用子载波 为单位，对于多个发送天线推定作为与发送天线的频率响应的传输路径；品质推定部，按每个发送天线推定电波品质；和品质计算部，根据各发送天线的频率响应，计算出向从各发送天线发 送的OFDM符号的子载波提供了规定的相位旋转时结合的传输路径的品 质。
11、 一种发送方法，使用OFDM方式，对于由通过数据符号或已知符号来调制的连续的多个子载波构成的 群组，向每个群组提供同一相位旋转量，按每个天线系列或按每个发射机确定所述相位旋转量， 除了调制以外，还施加所述相位旋转后进行发送。
12、 一种发送方法，使用OFDMA方式，对于由通过数据符号或己知符号来调制的连续的多个子载波构成的 群组，向每个所述群组提供同一相位旋转量，按每个天线系列或按每个发射机确定所述相位旋转量， 确定相位旋转的有无，对所述相位旋转的有无，除了调制以外，还施加所述相位旋转后进行 发送。
13、 根据利用要求11或12所述的发送方法，其特征在于 设进行所述群组化的基准为子载波的正交性。
14、 根据利用要求13所述的发送方法，其特征在于所述正交性是传输路径推定用子载波的正交性。
全文摘要
一种使用OFDM方式的发射机，具有对通过由数据符号或已知符号调制后的连续的多个子载波构成的群组，向每个群组提供同一相位旋转量的相位旋转部；确定相位旋转量的旋转量确定部；和确定有无相位旋转的调度部。
文档编号H04B7/06GK101346917SQ200680049019
公开日2009年1月14日 申请日期2006年10月27日 优先权日2005年10月28日
发明者今村公彦, 浜口泰弘 申请人:夏普株式会社