专利名称：基于dft-s-gmc系统多天线分集方案的sinr估计方法
技术领域：
本发明涉及一种基于DFT-S-GMC系统多天线分集方案的SINR估计方法。
背景技术：
单载波频分多址(SC-FDMA)是近年来国际上提出来的一种既具备单载波通信峰均比特性，又具备多载波通信实现简单和资源调度灵活特性的新型频分多址通信系统，主要应用于宽带移动通信的上行链路解决方案。目前，SC-FDMA有两种实现方式，一种是基于OFDM(A)技术的SC-FDMA[5-8]，一种是基于滤波器组变换的SC-FDMA。对于基于OFDMA技术的SC-FDMA又有两种实现形式，一种是通过频域处理的SC-FDMA，也就是基于离散傅立叶变换扩频的正交频分复用多址(DFT-S-OFDMA)；另一种是通过时域处理的SC-FDMA。对于DFT-S-OFDMA系统，各个用户编码调制后的数据符号先经过一个较小点数(与分配的子载波数目相同)的DFT变换，然后将变换后的数据映射到分配的子载波上传输。由于DFT-S-OFDMA将每个数据符号扩频到所有分配的子载波上传输，使得其传输信号具有单载波信号的特性。因此，与OFDMA系统相比，该系统可明显降低传输信号峰均比。然而，由于DFT-S-OFDM也是基于OFDM传输的，因此也具有对同步误差导致的多址干扰敏感的缺陷。时域处理的SC-FDMA两种实现方法。一种是将已调制符号数据块直接添加循环前缀，经过成形滤波后，再通过用户特定的频谱搬移，实现频分多址，其传输信号具有连续频谱；另一种是将已调制符号数据块先重复级联，然后添加循环前缀。接着经过成形滤波后，再通过用户特定的频谱搬移，实现频分多址，其传输信号具有离散频谱。事实上，采用该实现方法的系统也称为交织频分复用多址(IFDMA)系统。时域处理的SC-FDMA比DFT-S-OFDMA具有更低的峰均比，但是相对于基于OFDM技术的DFT-S-OFDMA，其频谱利用率明显降低。此外，IFDMA对于对同步误差导致的多址干扰同样非常敏感。基于滤波器组变换的SC-FDMA，即基于离散傅立叶变换(DFT)的广义多载波(GMC)频分多址方案，与DFT-S-OFDM类似，采用DFT进行频域扩频，以降低传输信号峰均比。但是与DFT-S-OFDM不同的是，DFT-S-GMC采用逆滤波器组变换(IFBT)实现频分复用和频分多址，由于DFT-S-GMC每个子带的带宽相对于载波频偏和多普勒频移较大，同时每个子带之间具有一定的频域保护间隔，此外每个子带的频谱具有陡峭的带外衰减，这些特征使得该方案对载波频偏和定时误差引起的多用户间干扰具有较强的鲁棒性。
除了具有鲁棒的多址干扰性能外，DFT-S-GMC传输方案还可支持灵活的频域调度和自适应编码调制等链路自适应技术。然而，实现这些技术的关键是必须能在接收端(对于上行链路，为基站)准确估计接收信号的有效信干噪比。而在宽带无线通信系统中，由于信道为时间弥散的衰落信道，为了取得高的数据率，采用多天线技术，利用空间分集可以取得更好的传输性能，而针对DFT-S-GMC系统，使用的是类似Alamouti结构的空时块编码方案及单载波最小均方误差频域均衡(SC MMSE-FDE)技术，请参见图1至图3，其中，图1为DFT-S-GMC系统发送机结构示意图，图2为DFT-S-GMC系统接收机结构示意图，图3为DFT-S-GMC系统分集发射的发射结构示意图，假设第n个IFBT变换时刻输入的第k个已调制符号为ak(n)，0≤k≤K-1；0≤n≤D-1，K为当前用户占用的子带数目，D表示在每个传输的数据块中复用的IFBT符号数目。经过K点离散傅立叶变换，输出信号为 0≤k′≤K-1；0≤n≤D-1(1) 子带映射将DFT扩频输出信号序列中的每个元素映射到相应的子带上传输。映射方式可以为集中映射和分散映射两种方式。
对于分散映射，映射输出为 对于集中映射，映射输出为 其中，C是特定用户的子带偏移量，M是系统的子带总数，R为子带映射间隔。
经过逆滤波器组变换(IFBT)，发送的第n个IFBT符号的L个离散值为 0≤t≤L-1，0≤n≤D-1(3) 其中fp(t)为滤波器组原型滤波器的冲击响应，该原型滤波器满足移位正交条件 其中，N是原型滤波器的移位正交间隔，上标“*”表示共轭。逆滤波器组变换将宽带信道分割为若干子带传输信号，并且各子带之间是拟正交的。为减小各子带间干扰，原型滤波器满足频域拟正交条件 其中ξ为比1小得多的常数，表示各子带之间的最大干扰。若设计原型滤波器的移位正交间隔N大于系统子带总数M，可使得各子带之间存在一定的保护频带，以减小相邻子带之间的干扰。原型滤波器可采用根升余弦滤波器，通过尾部补零构成长度为L的滤波器，并且设计L为系统子带总数M的整数倍，则IFBT可用基于FFT的快速算法实现。
随后，按原型滤波器的移位正交间隔N，移位累加D个长度为L的IFBT符号，其输出为 0≤t≤(D-1)N+L-1(6) 为降低子带间的干扰，子带的频率响应的过渡带应尽量陡峭。此时，多子带滤波器组对应的原型滤波器系数将很长，从而导致移位累加输出的信号有很长的拖尾。如果将该信号直接发送出去，将极大降低系统的频谱利用率。为提高频谱效率，经过多子带滤波的信号必须先经过波形截短后再发送出去。如果直接将经过多子带滤波的信号中的拖尾截去，则一方面会导致信号失真，另一方面导致发射信号的频谱泄漏，造成信号的带外干扰。为克服上述缺陷，DFT-S-GMC系统采用循环数据成块方法，即先将移位累加输出的长度为(D-1)N+L的数据序列分割为长度分别为T1＝(L-N)/2，T2＝D×N和T3＝(L-N)/2的三段数据块；然后将第一段数据块累加到第二段数据块的尾部，将第三段数据块累加到第二段数据块的首部，获得的数据块，即S-GMC符号的有效部分，为一首尾连续的循环数据块。循环累加输出为 其中 最后，将生成的循环数据块所构成的完整的S-GMC符号，经成形滤波，将成形滤波后的信号使用两根天线在两个块时间内发送类似Alamouti结构的发送分集度为2的信号组，并在每块前添加循环前缀，具体的编码和加循环前缀方案如下 设天线i(i＝1，2)上第k个传输块的第n个符号表示为xi(k)(n)。在时刻k＝0，2，4，...，从成形滤波后得到的信号中读取一对长度为N的块x1k(n)和x2k(n)(0≤n≤N-1)。参考Alamouti的STBC结构，采用了如下的发射分集方案(如图3) x1(k+1)(n)＝-x2(k)((-n)N))和x2(k+1)(n)＝x1(k)((-n)N))，(9) n＝0，1，...，N-1；k＝0，2，4... 其中，(.)和(.)N分别代表复共轭和模N操作。即第一根天线在第k个块时间内发射长度为N的数据块x1k(n)(0≤n≤N-1)，而第二根天线在第k个块时间内发射长度为N的数据块x2k(n)(0≤n≤N-1)，而在第一根天线的第k+1的时间块内发送长度为N的x1(k+1)(n)(0≤n≤N-1)，在第二根天线的第k+1的时间块内发送长度为N的x2(k+1)(n)(0≤n≤N-1)。
另外，每个发送块前面添加长度为v的循环前缀，用来消除IBI(块间干扰)，并且当时域信道冲击响应在一定时间内保持不变时，对应的频域信道矩阵为循环的。最后，每根天线的发送功率为单天线情况下的一半，从而满足总发射功率固定。
最后，经过数模转换，将基带信号上变频到射频。经过射频发送模块和发送天线，发射机输出射频信号。
接收端通过射频接收将接收到的信号经过时频同步，去循环前缀，信道估计操作后，进行频域均衡，其中主要包括 对接收信号的采样信号进行傅利叶变换； 将接收信号的傅立叶变换进行线性变换； 利用两个时间块内估计的信道衰落系数对采样信号傅利叶变换后的信号进行单点均衡； 对均衡后的信号进行逆傅利叶变换； 接下去对均衡后且已变换到时域的信号完成的是与发射端相反的逆操作，这里就不在详细赘述。
由上所述，对于DFT-S-GMC系统采用的多天线分集传输方案，为了支持链路自适应技术，需要在接收端准确估计接收信号的有效信干噪比，因此准确估计出接收信号的有效信干噪比已成为本领域技术人员亟待解决的技术课题。
发明内容
本发明的目的在于提供一种基于DFT-S-GMC系统多天线分集方案的SINR估计方法，以实现准确计算DFT-S-GMC系统多天线分集方案的的信干噪比，满足链路自适应的需要。
为了达到上述目的，本发明提供的基于DFT-S-GMC系统多天线分集方案的SINR估计方法，包括步骤1)建立所述DFT-S-GMC系统的信号输入输出之间的数学模型；2)根据所述DFT-S-GMC系统的信道频率响应、信道噪声方差和均衡方法，设定所述DFT-S-GMC系统的频域均衡子载波的均衡系数；3)根据所述数学模型及所述频域均衡系数计算所述DFT-S-GMC系统接收端有用信号的平均功率；4)根据所述接收端有用信号的平均功率计算所述接收端信号间干扰的平均功率；5)根据所述数学模型及所述频域均衡系数计算所述接收端相应噪声的噪声方差；6)根据所述接收端有用信号的平均功率、所述接收端信号间干扰的平均功率、所述接收端噪声方差计算所述SINR。
其中，所述DFT-S-GMC系统为包括2个发射天线多个接收天线的系统，所述数学模型为
其中，上标“T”表示转置，上标“H”表示共轭转置； Y为接收信号的频域表示，
Z是方差为σ2的时域AWGN噪声矢量的N点DFT变换输出矢量； DK为所述DFT扩频的广义多载波传输系统发送端传输的长度为K的调制符号矢量，K亦为发射端占用的子带数目； FK为K×K DFT扩频矩阵，并且IK为K×K单位矩阵； TM，K为M×K子带映射矩阵，其M×K个元素中只有K个元素为“1”，其余为“0”，当希望将经过K点FFT变换输出的第k个元素映射到第m个子带上传输，则将TM，K的第m行第k列的元素置为“1”； ΥLΓL，MFMH为M点逆滤波器组变换(IFBT)矩阵，其中，FM是M点FFT变换酉矩阵，并且ΓL，M为L×M的级联扩展矩阵，并且ΓL，M＝[IM，IM，…，IM]T，IM为M×M的单位矩阵，L为M的整数倍，ΥL为L×L为对角矩阵，其对角元素为多子带滤波器组原型滤波器L点系数fp(t)，t＝0，1，...，L-1； IL为L×L的单位矩阵，0(N-L)×L为(N-L)×L零矩阵；
为N×N对角矩阵，其对角元素矢量其中而Λmi，r表示第i根发射天线到第r根接收天线之间第m个频域均衡子载波的信道频率响应；W为N×N对角矩阵，其对角元素矢量[ω0 ω1 … ωm … ωN-1]T为频域均衡系数；FMΓL，MTΥLH为M点滤波器组变换(FBT)矩阵；TM，KT为K×M子带解映射矩阵；FKH为K×K IDFT解扩矩阵。
当所述DFT-S-GMC系统采用迫零均衡，所述步骤2)中设定第m个频域均衡子载波对应的均衡系数ωm为其中，Λmi，r为第i根发射天线到第r根接收天线之间第m个频域均衡子载波的信道频率响应，当所述DFT-S-GMC系统采用最小均方误差均衡，则所述步骤2)中设定第m个频域均衡子载波对应的均衡系数ωm为其中，Λmi，r为第i根发射天线到第r根接收天线之间第m个频域均衡子载波的信道频率响应，σ2为频域均衡子载波的噪声方差。
所述步骤3)包括步骤 (1)根据第i根发射天线到第r根接收天线之间多径信道中频域均衡子载波的信道频率响应[Λ0i，r Λ1i，r...Λmi，r...ΛN-1i，r]T ，i＝1，2；r＝1，2，...，Nr，计算对角矩阵其中diag{A}表示以矢量A为对角元素的对角矩阵； (2)根据设定的均衡系数[ω0 ω1 … ωm … ωN-1]T，计算对角矩阵 (3)计算矩阵其中，ΛN为对角阵，h为一循环对称矩阵，并且h第一列元素矢量为 h的其余列矢量可由h0循环移位获得； (4)截取矩阵h左上角的前L行和前L列，构成的L×L矩阵 (5)将矩阵
分割成(L/M)×(L/M)的块矩阵，每个矩阵块的大小为M×M，其中第i行和前j列的矩阵块为
i，j＝0，1，…L/M-1， 其中hi，j中的元素
为矩阵
第iM行第jM列元素； (6)分别计算Pihi，jPj第一列向量其中Pi为M×M对角阵，其对角元素为{fp(i×M)，fp(i×M+1)，…，fp(i×M+M-1)}，fp(t)，t＝0，1，...，L-1为多子带滤波器组原型滤波器系数，0(M-1)×1为(M-1)×1零列向量。
(7)叠加bi，j，并进行M点DFT变换以得列向量 (8)经过子带解映射，提取占用子带上的信号分量 (9)计算有用信号平均功率 所述接收端信号间干扰的平均功率计算式为 所述步骤5)包括步骤 (1)由第i根发射天线到第r根接收天线之间多径信道中频域均衡子载波的信道频率响应[Λ0i，r Λ1i，r...Λmi，r...ΛN-1i，r]T，i＝1，2；r＝1，2，...，Nr，计算对角矩阵其中，diag{A}表示以矢量A为对角元素的对角矩阵； (2)根据设定的均衡系数[ω0 ω1 … ωm … ωN-1]T，计算对角矩阵 (3)计算矩阵其中，Λ′N为对角阵，h′为一循环对称矩阵，并且h’第一列元素矢量为h’的其余列矢量可由h’0循环移位获得； (4)截取矩阵h’左上角的前L行和前L列，构成的L×L矩阵 (5)将矩阵
分割成(L/M)×(L/M)的块矩阵，每个矩阵块的大小为M×M，其中第i行和前j列的矩阵块可表示为
i，j＝0，1，…L/M-1， 其中hi，j为矩阵
第i行第j列元素； (6)分别计算Pih′i，jPj第一列向量其中Pi为M×M对角阵，其对角元素为{fp(i×M)，fp(i×M+1)，…，fp(i×M+M-1)}，fp(t)，t＝0，1，...，L-1为多子带滤波器组原型滤波器系数，0(M-1)×1为(M-1)×1零列向量； (7)叠加b′i，j，并进行M点DFT变换以得到 (8)经过子带解映射，提取占用子带上的噪声分量 (9)计算噪声方差 所述SINR为 综上所述，本发明的基于DFT-S-GMC系统多天线分集方案的SINR估计方法针对基于DFT扩频的广义多载波传输方案，提出了基于该系统的多天线分集传输方案的有效信干噪比(SINR)估计方法，实现了对有效信干噪比(SINR)估计，满足自适应的需要。
图1为DFT-S-GMC系统的发送机的结构示意图。
图2为DFT-S-GMC系统的接收机的结构示意图。
图3为DFT-S-GMC系统分集发射的发射结构示意图。
图4为本发明的基于DFT-S-GMC系统多天线分集方案的SINR估计方法的1个子带有效信干噪比映射性能示意图。
图5为本发明的基于DFT-S-GMC系统多天线分集方案的SINR估计方法的8个子带有效信干噪比映射性能示意图。
具体实施例方式 在本发明的基于DFT-S-GMC系统多天线分集方案的SINR估计方法，主要以2个发射天线Nr个接收天线的DFT-S-GMC系统为例进行详细说明，所述方法主要包括以下步骤 第一步建立所述DFT-S-GMC系统的信号输入输出之间的数学模型 由现有DFT-S-GMC传输方案可知，每个接收的数据块是由若干个时域波形符号移位累加(复用)而得(见6式)。但由于原型滤波器满足移位正交性(见4式)，所以可以近似认为均衡后的数据块中复用的各时域波形符号是互不干扰的，这可以在后续仿真中得以证实。因此，为分析简便，在此仅考虑一个时域波形复用的情况。
假设，在发送端，长度为K的调制符号矢量DK，可以表示为 所以DK经过K点DFT扩频，子带映射，M点逆滤波器组变换(IFBT)后，形成长度为L点的并行序列
这里，FK为K×K DFT扩频矩阵，并且 其中IK为K×K的单位矩阵，上标“H”表示共轭转置； TM，K为M×K子带映射矩阵，其M×K个元素中只有K个元素为“1”，其余为“0”。如果希望将经过K点FFT变换输出的第k个元素映射到第m个子带上传输，则将TM，K的第m行第k列的元素置为“1”； ΥLΓL，MFMH为M点逆滤波器组变换(IFBT)矩阵，其中 FM是M点FFT变换酉矩阵，并且 ΓL，M为L×M的级联扩展矩阵，并且ΓL，M＝[IM，IM，…，IM]T，IM为M×M的单位矩阵，L为M的整数倍； ΥL为L×L为对角矩阵，其对角元素为多子带滤波器组原型滤波器L点系数fp(t)，t＝0，1，...，L-1。
由于只考虑一个时域波形复用的情况，输出的数据矢量为IFBT变换输出数据矢量尾部添加N-L个零，以形成长度为N的并行数据矢量
其中，IL为L×L的单位矩阵，0(N-L)×L为(N-L)×L零矩阵。
最后序列x经类Aloumouti发送结构的编码方案即(9)式进行空时编码并添加循环前缀后发射输出。
经过多径信道后，在接收端，首先将接收到的数据去除循环前缀后，对于接收天线r(r＝1，2，...，Nr)而言 j＝k，k+1(14) 其中，H1r(j)和H2r(j)分别为块j上从发送天线1和2到接收天线r的信道矩阵。对yr(j)进行经过N点DFT变换，得到频域数据矢量Yr(j)，因为于是可表示为 其中，i＝1，2，FN是N点DFT变换矩阵，并且IN为N×N的单位矩阵，Λ为信道频率响应； 因为发送结构的编码准则，可得 X1(k+1)(n)＝-X2(k)(n)和X2(k+1)(n)＝X1(k)(n)，n＝0，1，...，N-1；k＝0，2，4...(16) 在慢时变信道中，假设信道矩阵在两个连续块内是不变的，即 Hir(k+1)＝Hir(k)＝Hir，i＝1，2
Λir(k+1)＝Λir(k)＝Λir，i＝1，2(17) 结合(15)-(17)式，得到 于是对于Nr根接收天线合起来表示就可以写成下式
其中Z是方差为σ2的时域AWGN噪声矢量的N点DFT变换输出矢量。
于是我们可以将上式两边乘以ΛH分解出符号X1(k)和X2(k)，即 其中
为N×N对角矩阵，其对角元素矢量其中而Λmi，r表示第i根发射天线到第r根接收天线之间第m个频域均衡子载波的信道频率响应。
信道频率响应在实际的系统中可通过导频估计得到，而在仿真中认为完全已知，这样就可以通过MMSE方法在频域中恢复出来。
经过频域均衡后，可得时域数据矢量 其中，W为N×N对角矩阵，其对角元素矢量[ω0 ω1 … ωm … ωN-1]T为频域均衡系数。对频域均衡后的数据矢量，先截取前L点数据，并对该L点数据进行M点滤波器组变换(FBT)后，子带解映射，再经过K点IDFT解扩，可得估计的K点数据符号矢量
上式中第一项为有用信号和符号间干扰分量，第二项为噪声分量。
并且(17)式中，与发送端相对应 FMΓL，MTΥLH为M点滤波器组变换(FBT)矩阵； TM，KT为K×M子带解映射矩阵； FKH为K×K IDFT解扩矩阵。
第二步根据所述DFT-S-GMC系统的信道频率响应、信道噪声方差和均衡方法，设定所述DFT-S-GMC系统的频域均衡子载波的均衡系数 对于迫零(ZF)均衡，第m个频域均衡子载波对应的均衡系数ωm可设为 对于最小均方误差(MMSE)均衡，第m个频域均衡子载波对应的均衡系数ωm可设为 其中，σ2为频域均衡子载波的噪声方差。
第三步根据所述数学模型及所述频域均衡系数计算所述DFT-S-GMC系统接收端有用信号的平均功率，由(24)式第一项可得
有用信号平均功率计算步骤如下 (1)由第i根发射天线到第r根接收天线之间多径信道中频域均衡子载波的信道频率响应 [Λ0i，r Λ1i，r...Λmi，r...ΛN-1i，r]T，i＝1，2；r＝1，2，...，Nr，计算对角矩阵 diag{A}表示以矢量A为对角元素的对角矩阵。
(2)由频域均衡子载波对应的均衡系数[ω0 ω1…ωm…ωN-1]T，计算对角矩阵 (3)计算矩阵 由于ΛN为对角阵，所以h为一循环对称矩阵，并且h第一列元素矢量为 h的其余列矢量可由h0循环移位获得。
(4)截取矩阵h左上角的前L行和前L列，构成的L×L矩阵 (5)将矩阵
分割成(L/M)×(L/M)的块矩阵，每个矩阵块的大小为M×M，其中第i行和前j列的矩阵块可表示为
i，j＝0，1，…L/M-1(30) 其中hi，j中的元素
为矩阵
第iM行第jM列元素； (6)分别计算Pihi，jPj第一列向量 其中Pi为M×M对角阵，其对角元素为{fp(i×M)，fp(i×M+1)，…，fp(i×M+M-1)}，fp(t)，t＝0，1，...，L-1为多子带滤波器组原型滤波器系数，0(M-1)×1为(M-1)×1零列向量。
(7)叠加bi，j，并进行M点DFT变换，可得列向量 (8)经过子带解映射，提取占用子带上的信号分量 (9)计算有用信号平均功率 事实上，矩阵
可近似为循环矩阵，则为M×M对角阵，其对角元素矢量与B相同，并且 由DFT变换性质可知，FKHΛKFK为循环矩阵。令 其中 这样，(18)式可表示为
假设发射的信号矢量中每个调制符号元素的能量已归一化，即其平均功率Es＝E[|dk|2]＝1，k＝1，2，...，K，这样，有用信号的平均能量为 E′s＝|h0|2Es＝|h0|2(39) 由(29)式可得 第四步根据所述接收端有用信号的平均功率计算所述接收端信号间干扰的平均功率，符号间干扰平均功率可估计为 事实上，由(30)式可知，对于独立同分布，能量归一化调制符号矢量DK，所有解调符号上的平均符号间干扰分量相同，并且符号间干扰能量为 又由(29)式可得 即 第五步根据所述数学模型及所述频域均衡系数计算所述接收端相应噪声的噪声方差
其中z为时域噪声矢量，其方差为σ2。
所以噪声矢量协方差矩阵为
噪声方差计算步骤如下 (1)由第i根发射天线到第r根接收天线之间多径信道中频域均衡子载波的信道频率响应 [Λ0i，r Λ1i，r...Λmi，r...ΛN-1i，r]T，i＝1，2；r＝1，2，...，Nr，计算对角矩阵 diag{A}表示以矢量A为对角元素的对角矩阵。
(2)由频域均衡子载波对应的均衡系数[ω0 ω1…ωm…ωN-1]T，计算对角矩阵 (3)计算矩阵 由于Λ’N为对角阵，所以h’为一循环对称矩阵，并且h’第一列元素矢量为 h’的其余列矢量可由h0’循环移位获得。
(4)截取矩阵h′左上角的前L行和前L列，构成的L×L矩阵 (5)将矩阵
分割成(L/M)×(L/M)的块矩阵，每个矩阵块的大小为M×M，其中第i行和前j列的矩阵块可表示为
i，j＝0，1，…L/M-1(51) 其中hi，j为矩阵
第i行第j列元素； (6)分别计算Pih’i，jPj第一列向量 其中Pi为M×M对角阵，其对角元素为{fp(i×M)，fp(i×M+1)，…，fp(i×M+M-1)}，fp(t)，t＝0，1，...，L-1为多子带滤波器组原型滤波器系数，0(M-1)×1为(M-1)×1零列向量。
(7)叠加b’i，j，并进行M点DFT变换，可得 (8)经过子带解映射，提取占用子带上的噪声分量 (9)计算噪声方差 事实上，矩阵
可近似为循环矩阵，则为M×M对角阵，其对角元素矢量与B’相同，并且 由DFT变换性质可知，FKHΛ’KFK为循环矩阵。令 其中 这样 噪声矢量协方差矩阵对角元素即为噪声方差。
第六步根据所述接收端有用信号的平均功率、所述接收端信号间干扰的平均功率、所述接收端噪声方差计算所述SINR，有效SINR表达式为 根据表1的仿真参数对本发明的基于DFT-S-GMC系统多天线分集方案的SINR估计方法进行仿真所得到的结果请参见图4及图5，其比较了不同占用子带数目(1和8个)，采用两个发射天线和两个接收天线(2x2)配置的分集传输方案，DFT-S-GMC在PB-3km/h信道下对有效信噪比(有效Eb/N0)的误块率(BLER)与其在加性高斯白噪声(AWGN)信道下对信噪比(Eb/N0)的BLER性能。需要说明的是本发明方法估计的DFT-S-GMC多天线分集方案系统的有效信干噪比相当于符号信噪比，即，Es/N0。因此可以调制编码方式直接求出相应的比特信噪比Eb/N0。由仿真结果可知，利用本发明方法估计的DFT-S-GMC多天线分集方案系统有效信干噪比，其多径信道下的性能曲线可以很好地匹配其在高斯白噪声信道下的性能曲线，两者的信噪比误差约为0.1dB左右。
表1仿真系统参数
权利要求
1.一种基于DFT-S-GMC系统多天线分集方案的SINR估计方法，其中，DFT-S-GMC系统即DFT扩频的广义多载波传输系统，SINR即有效信干噪比，其特征在于包括步骤
1)建立所述DFT-S-GMC系统的信号输入输出之间的数学模型；
2)根据所述DFT-S-GMC系统的信道频率响应、信道噪声方差和均衡方法，设定所述DFT-S-GMC系统的频域均衡子载波的均衡系数；
3)根据所述数学模型及所述频域均衡系数计算所述DFT-S-GMC系统接收端有用信号的平均功率；
4)根据所述接收端有用信号的平均功率计算所述接收端信号间干扰的平均功率；
5)根据所述数学模型及所述频域均衡系数计算所述接收端相应噪声的噪声方差；
6)根据所述接收端有用信号的平均功率、所述接收端信号间干扰的平均功率、所述接收端噪声方差计算所述SINR。
2.如权利要求1所述的基于DFT-S-GMC系统多天线分集方案的SINR估计方法，其特征在于所述DFT-S-GMC系统为包括2个发射天线多个接收天线的系统。
3.如权利要求2所述的基于DFT-S-GMC系统多天线分集方案的SINR估计方法，其特征在于所述数学模型为
其中，上标“T”表示转置，上标“H”表示共轭转置；
Y为接收信号的频域表示，
Z是方差为σ2的时域AWGN噪声矢量的N点DFT变换输出矢量；
DK为所述DFT扩频的广义多载波传输系统发送端传输的长度为K的调制符号矢量，K亦为发射端占用的子带数目；
FK为K×K DFT扩频矩阵，并且IK为K×K单位矩阵；
TM，K为M×K子带映射矩阵，其M×K个元素中只有K个元素为“1”，其余为“0”，当希望将经过K点FFT变换输出的第k个元素映射到第m个子带上传输，则将TM，K的第m行第k列的元素置为“1”；
ΥLΓL，MFMH为M点逆滤波器组变换(IFBT)矩阵，其中，FM是M点FFT变换酉矩阵，并且ΓL，M为L×M的级联扩展矩阵，并且ΓL，M＝[IM，IM，…，IM]T，IM为M×M的单位矩阵，L为M的整数倍，ΥL为L×L为对角矩阵，其对角元素为多子带滤波器组原型滤波器L点系数fp(t)，t＝0，1，...，L-1；
IL为L×L的单位矩阵，0(N-L)×L为(N-L)×L零矩阵；
为N×N对角矩阵，其对角元素矢量其中
而Λmi，r表示第i根发射天线到第r根接收天线之间第m个频域均衡子载波的信道频率响应；
W为N×N对角矩阵，其对角元素矢量[ω0 ω1…ωm…ωN-1]T为频域均衡系数；
FMΓL，MTΥLH为M点滤波器组变换(FBT)矩阵；
TM，KT为K×M子带解映射矩阵；
FKH为K×K IDFT解扩矩阵。
4.如权利要求2所述的基于DFT-S-GMC系统多天线分集方案的SINR估计方法，其特征在于所述DFT-S-GMC系统采用迫零均衡，所述步骤2)中设定第m个频域均衡子载波对应的均衡系数ωm为其中，Λmi，r为第i根发射天线到第r根接收天线之间第m个频域均衡子载波的信道频率响应。
5.如权利要求2所述的基于DFT-S-GMC系统多天线分集方案的SINR估计方法，其特征在于所述DFT-S-GMC系统采用最小均方误差均衡，则所述步骤2)中设定第m个频域均衡子载波对应的均衡系数ωm为其中，Λmi，r
为第i根发射天线到第r根接收天线之间第m个频域均衡子载波的信道频率响应，σ2为频域均衡子载波的噪声方差。
6.如权利要求4或5所述的基于DFT-S-GMC系统多天线分集方案的SINR估计方法，其特征在于所述步骤3)包括步骤
(1)根据第i根发射天线到第r根接收天线之间多径信道中频域均衡子载波的信道频率响应[Λ0i，rΛ1i，r…Λmi，r…Λn-1i，r]T，i＝1，2；r＝1，2，...，Nr，计算对角矩阵
其中
diag{A}表示以矢量A为对角元素的对角矩阵；
(2)根据设定的均衡系数[ω0 ω1…ωm…ωN-1]T，计算对角矩阵
(3)计算矩阵其中，ΛN为对角阵，h为一循环对称矩阵，并且h第一列元素矢量为
h的其余列矢量可由h0循环移位获得；
(4)截取矩阵h左上角的前L行和前L列，构成的L×L矩阵
(5)将矩阵
分割成(L/M)×(L/M)的块矩阵，每个矩阵块的大小为M×M，其中第i行和前j列的矩阵块为
其中hi，j中的元素
为矩阵
第iM行第jM列元素；
(6)分别计算Pihi，jPj第一列向量其中Pi为M×M对角阵，其对角元素为{fp(i×M)，fp(i×M+1)，…，fp(i×M+M-1)}，fp(t)，t＝0，1，...，L-1为多子带滤波器组原型滤波器系数，0(M-1)×1为(M-1)×1零列向量；
(7)叠加bi，j，并进行M点DFT变换以得列向量
(8)经过子带解映射，提取占用子带上的信号分量
(9)计算有用信号平均功率
7.如权利要求6所述的基于DFT-S-GMC系统多天线分集方案的SINR估计方法，其特征在于所述接收端信号间干扰的平均功率计算式为
8.如权利要求7所述的基于DFT-S-GMC系统多天线分集方案的SINR估计方法，其特征在于所述步骤5)包括步骤
(1)由第i根发射天线到第r根接收天线之间多径信道中频域均衡子载波的信道频率响应[Λ0i，rΛ1i，r…Λmi，r…ΛN-1i，r]T，i＝1，2；r＝1，2，...，Nr，计算对角矩阵其中，
diag{A}表示以矢量A为对角元素的对角矩阵；
(2)根据设定的均衡系数[ω0 ω1…ωm…ωN-1]T，计算对角矩阵
(3)计算矩阵其中，Λ′N为对角阵，h′为一循环对称矩阵，并且h′第一列元素矢量为
，h′的其余列矢量可由h′0循环移位获得；
(4)截取矩阵h′左上角的前L行和前L列，构成的L×L矩阵
(5)将矩阵
分割成(L/M)×(L/M)的块矩阵，每个矩阵块的大小为M×M，其中第i行和前j列的矩阵块可表示为
其中hi，j为矩阵
第i行第j列元素；
(6)分别计算Pih′i，jPj第一列向量其中Pi为M×M对角阵，其对角元素为{fp(i×M)，fp(i×M+1)，…，fp(i×M+M-1)}，fp(t)，t＝0，1，...，L-1为多子带滤波器组原型滤波器系数，0(M-1)×1为(M-1)×1零列向量；
(7)叠加b′i，j，并进行M点DFT变换以得到
(8)经过子带解映射，提取占用子带上的噪声分量
(9)计算噪声方差
9.如权利要求8所述的基于DFT-S-GMC系统多天线分集方案的SINR估计方法，其特征在于所述SINR为
全文摘要
一种基于DFT-S-GMC系统多天线分集方案的SINR估计方法，其通过首先建立所述DFT-S-GMC系统的信号输入输出之间的数学模型，然后根据信道频率响应、信道噪声方差和均衡方法，设定所述DFT-S-GMC系统的频域均衡子载波的均衡系数，再根据数学模型及频域均衡系数分别计算DFT-S-GMC系统接收端有用信号的平均功率、信号间干扰的平均功率以及噪声方差，再计算有效信干噪比，如此可实现对DFT-S-GMC系统的多天线分集方案的有效信干噪比的准确计算，本发明不仅可用于DFT-S-GMC多天线分集传输方案的链路级仿真到系统级仿真的映射接口，还可用于支持基于该传输方案的自适应编码调制等链路自适应技术和无线资源调度技术。
文档编号H04B7/04GK101335551SQ200710042978
公开日2008年12月31日 申请日期2007年6月28日 优先权日2007年6月28日
发明者赟 芮, 李明齐, 张小东, 李元杰, 勇 熊, 周秦英 申请人:上海无线通信研究中心