多频带电视调谐器及其相关方法

专利名称：多频带电视调谐器及其相关方法
技术领域：
本发明涉及调谐器，特别是涉及一种电视调谐器。
技术背景图1为现有技术的直接降频接收器的示意图。直接降频接收器100包含 有一前级滤波器110、 一低噪声放大器(LNA) 120、 一同相路径I以及一正 交相路径Q,其中同相路径I(正交相路径Q)包含有一混频器130_I( 130_Q)、 一低通滤波器140 — 1 ( 140-Q )以及一模拟数字转换器(ADC ) 150—I ( 150-Q )。 一般而言，输入讯号RF-IN为一宽带讯号，包含有许多不同的频谱成分，而 其中只有一窄频的频谱成分会被选取，而为了符合「直接降频」的定义，同 相振荡频率LO_I及正交相振荡频率LO—Q的频率都必须与欲选取的窄频频谱 成分的频率相同，且同相振荡频率LO—I与正交相振荡频率LO—Q间的相位差 也必须是90。。直接降频技术中的两个必要的混频器130-1及130—Q会导致的一个不可 避免的问题，被称为谐波混频(harmonic mixing),特别是实际上的混频器 容易产生输入射频讯号与本地振荡频率讯号L0的奇次谐波的频率间的寄生 混频输出，举例而言，若调谐器可选取的频道范围是从47MHz到862匪z，则 调谐器必须从多个频道中选择出 一个频道，假设调谐器利用直接降频技术选 择频率为100MHz的频道，同相振荡频率LO —I与正交相振荡频率LO-Q的频 率也必须为lOOHz，然而，除了名夂选取的频道(lO画Hz)会成功地转换出两 个基频讯号之外，不想要的30画Hz的频道讯号也会与本地振荡频率讯号L0 的第三谐波进行混频，所以不想要的30画Hz的频道讯号也会转换至两个基 频讯号中并成为两个基频讯号中的一部份讯号成分。 一般而言，利用乘法式 混频器(multiplying mixer)或切换式混频器(switching mixer)来作为 调谐器中的混频器都可无可避免地会遭遇到谐波混频的问题。

发明内容
因此本发明的目的之一在于提供一种接收一射频讯号的接收器以及相 关方法，以解决前述的问题。本发明的目的之一在于提供一种接收一射频讯号的接收器以及相关方 法，可降低谐波混频的问题。本发明的目的之一在于提供一种接收一射频讯号的接收器以及相关方 法，该接收器具有谐波抑制的效能。


图1为现有技术的直接降频接收器的示意图。 图2为一三态斩波器的时序图。 图3为一三态斩波器的示意图。图4为一三态斩波器中的MLT-3讯号波形的时序图。 图5A为一频率转换器的一实施例示意图。 图5B为另一频率转换器的一实施例示意图。图6为控制讯号及图5A或5B所示的频率转换器的相关MLT-3讯号波形 及一合成波形的时序图。图7为图6所示的控制讯号的产生装置的一实施例示意图。图8为一正交频率转换器的一实施例示意图。图9为图8所示的正交频率转换器的控制讯号的时序图。图IO为图9所示的控制讯号的产生装置的一实施例示意图。图11为一直接降频接收器的一实施例示意图。图12A为一多频带电视调谐器的一实施例示意图。图12B为一多频带电视调谐器的另一实施例示意图。图13为一多频带电视调谐器的一实施例示意图。图14为一多频带电视调谐器的另一实施例示意图。附图符号说明 100、 1100 110、 1110、 1210 120、 1120 130丄130-Q接收器 前级滤波器 低噪声放大器 混频器 140_I、 140—Q、 1140—1、 1140—Q、 1240—I、 1240_Q150—1、 150—Q、 1150—1、 1150-Q、 1250—1、 1250-Q 122310、 320、 330、 710、 720、 730、 1010、 1020、 1030341、 342、 343、 351、 352、 353、 354、 741、 742、 743、 751、 752、 753、 754、1041、 1042、 1043、 1044、 1045、 1046、 1051、 1052、 1 053、 1054、 1 055 、 1056、 1057、 1058500A、 500B、 800510—1、 510—2、 510—N、 810—11、 810—21、 810_NI、 810一1Q、 810一2Q、 810—NQ520—1、 520—2、 520』、820—11、 820 — 21、 820_NI、 820-lQ、 820—2Q、 820—NQ530、 8301、 830Q1125、 1125 — 1、 1125 — 2、 1225」、1225-21130、 1230、 1230—1、 1230-21160、 12601170、 12701200A、 1200B12201227、 1227—1、 1227—2低通滤波器 模拟数字转换器射频讯号 除二计数器数据触发器正交频率转换器 增益组件三态斩波加总组件 滤波器正交频率转换器锁相回路控制讯号产生器 多频带电视调谐器 宽带低噪声放大器多路转换器具体实施方式
以下所述的范例仅为本发明实施的较佳实施例，而应了解到本发明亦可技术特征的特定作法，此外，为避免模糊本发明的技术重点所在，关于所属 领域中本领域的技术人员熟知的技术细节便不显示或详述。
依据本发明相同发明人所申请的美国专利申请(申请号11/419， 507)的 披露， 一三态斩波器(tri-state chopper, TSC)是接收一输入讯号及一组 控制讯号(在本发明中称为三态控制讯号)，并产生一输出讯号。在以下的 说明中，两组控制讯号SN (sign)及ZR (zero)用来代表控制一三态斩波 器的控制讯号，其中当控制讯号SN位于一高电平而控制讯号ZR位于一低电 平时，输出讯号正比于输入讯号；当控制讯号SN位于一低电平而控制讯号 ZR也位于一低电平时，输出讯号正比于输入讯号的反相讯号；以及当控制讯 号ZR位于一高电平时，无论输入讯号为何，则输出讯号均为零。三态斩波 器的详细说明可参阅相关的台湾专利申请(申请号未知)，其内容应为本 说明书的一部分，且是与上述美国专利申请(申请号11/419， 507)技术内容 相同。当控制讯号为周期性讯号时(亦即控制讯号SN与ZR皆为周期性讯号)， 三态斩波器电路可用来作为一频率转换器，特别是当控制讯号SN的周期为T 而另一控制讯号ZR的周期为其一半(亦即T/2)时，可有效地合成出一MLT-3 (multi-level transmit, 3-level )讯号波形，而藉由适当地选耳又控制讯 号ZR的工作周期因子(duty cycle factor),该讯号波形便可有选4奪性进 行谐波抑制(harmonics rejection )。为了进一步改善谐波抑制的效能，可 先利用由多个三态斩波器及多个不同时间偏移量的周期性控制讯号所构成 的频率转换器来将依据一共模输入讯号产生多个转换讯号，然后对该多个转 4灸i凡号作力口4又总和(weighted sura)的运算。由周期为T的三态控制讯号所合成的MLT-3讯号波形而言，可利用三个 参数T1、 TO及T-1来描述其特性，其中Tl代表MLT-3讯号波形每次维持在 'T，(亦即控制讯号SN位于一高电平，以及控制讯号ZR位于一低电平) 的持续时间；T-1代表MLT-3讯号波形每次维持在"-1"(亦即控制讯号 SN位于一低电平，以及控制讯号ZR位于一低电平)的持续时间；TO代表MLT-3 讯号波形每次维持在"O"(亦即控制讯号ZR位于一高电平)的持续时间。 三态斩波器电路中的MLT-3讯号波形的时序显示于图4中。一例子，其中丁1/丁 = 1/3、 T-1/T-1/3且T0/T:1/6,而一频率转换器 基于利用了三个具有适当时间偏移的MLT- 3讯号波形的一加权总和便能够 排除高达至第九谐波的混频。在某些应用下，为了降低电路复杂度，稍微牺 牲谐波抑制的效能仍是可被接受的。 当丁1/丁=1/3、 T-1/T= 1/3 iT0/T= 1/6,则MLT-3讯号波形可用傅里 叶级数来表示翻(/) = 4—8) si+,)+4cOS(3;r/8). si如)—4c+/8). si如)十.. 利用适当时间偏移的MLT-3讯号波形的加权总和，可构成能够排除高达 第五谐波的频率转换器，该频率转换器包含有三个三态斩波器(请参阅图5A 或图5B，并使N= 3,此外控制讯号及图5A或5B所示的频率转换器的相关 MLT-3讯号波形及其合成波形的时序显示于图6)，这三个三态斩波器能有效 地分别利用Tl/T= 1/4、 T-1/T= 1/4且了0/了= 1/8的MLT-3讯号波形来进行 加法运算，这三个MLT- 3讯号波形拥有相同的频率U/T)，但是彼此的相 位并不同，第一个MLT- 3讯号波形的时序(对应于图5A或图5B中的第一三 态斩波器520—1)比第二个MLT-3讯号波形(对应于图5A或图5B中的第二三 态斩波器520-2)的时序提早T的时间，同样地，第二个MLT-3讯号波形的 时序比第三个MLT-3讯号波形(对应于图5A或图5B中的第三三态斩波器 520—3)的时序提早T的时间，而此三个MLT-3讯号波形可用下面三个式子表示M,(,)=4C。S(;r/4)'M2(/):4cos(;r/4)sin(titf +肌)—会 sin(3arf + 3wr)一 | ■ sin(5(D/1 + 5肌)+'4cos(;r/4)sin(ty/1) 一会.sin(3欲) 一 会.sin(5欣)H——sin(w/ — wr) —丄.sin(3wf — 3肌)一 丄'sin(5wf — 5o>r) +其中03=2丌/丁。若选择t- T/8,亦即t-tt/(4co), G2=2, cos(tt/4) G1及G3:G1,并把三个MLT-3讯号波形迭加时可得到一合成波，可得下面 式子<formula>formula see original document page 9</formula>由上可知，第三与第五谐波被消除。图2 (A)为三个三态斩波器与其对应的MLT-3讯号波形的时序图。如图
所示，三个控制讯号SN-1 、 SN—2、 SN_3均具有周期为T及工作周期为50 %的方波，然而其时序分别间隔T/8，也就是说控制讯号SN—2的时序相对于 控制讯号SN—l的时序延迟了 T/8,控制讯号SN—3的时序相对于控制讯号Sl2 的时序延迟了 T/8;三个控制讯号ZR-1 、 ZR—2、 ZR_3均具有周期为T/2及 工作周期为50 0/。的方波，然而其时序分别间隔T/8，也就是说控制讯号ZL2 的时序相对于控制讯号ZR—1的时序延迟了 T/8,控制讯号ZR_3的时序相对 于控制讯号ZR_2的时序延迟了 T/8; Ml、 M2、 M3分别代表三个三态斩波器 的三个MLT-3讯号波形，根据各自的增益(gain)来将每一 MLT-3讯号波形缩 放，并把缩放后的三个MLT-3讯号波形相加便可合成出一个近似于一正弦波 的波形，如图2 (B)所示，由于该合成波形相当近似于理想的正弦波，相较 于方波或单一MLT-3讯号波形，便可大大地抑制谐波。请注意，缩放操作是 利用增益组件来加以实现，而加总操作则是利用 一加总电路来实现。图3为产生图2 (A)中所需的控制讯号的实施例。首先，由一锁相回路 (PLL)提供周期为T/8的第一频率CLK,第一频率CLK接着经过一除二计数 器(divide-by-2 counter) 310可得出周期为T/4的一第二频率CLK2,再 经过一除二计数器320便可得出周期为T/2的一第三频率CLK4,由于第三频 率CLK4是经由除二计数器320所产生，所以第三频率CLK4的工作周期为1/2 (50%)。第三频率CLK4经过一除二计数器330可得出周期为T的一第四频率 CLK8，由于第四频率CLK8是经由第三除二计数器330所产生，所以第四频 率CLK8的工作周期为1/2，此一操作为本领域的技术人员所熟知，故详细说 明在此省略。 一第一寄存器阵列包含有数据触发器(DFF) 341、 342、 用来在第一频率CLK的上升边缘时取样第三频率CLK4来产生三个控制讯号 ZR一1、 ZR-2、 ZR-3,因此，三个控制讯号ZR—1、 ZR—2、 ZR—3有相同的周期 T/2及工作周期l/2，但其时序分别间隔T/8; —第二寄存器阵列包含有数据 触发器351、 352、 353、 354,用来在第一频率CLK的上升边缘时取样第四频 率CLK8来产生三个控制讯号SN_1、 SN_2、 SN_3，因此，三个控制讯号SN-1、 Sl2、 S13有相同的周期T及工作周期1/2，但其时序分别间隔T/8。请注 意，由于该第二寄存器阵列比该第一寄存器阵列多一个数据触发器351,故 三个控制讯号SN—1、 SN_2、 SN_3的时序较三个控制讯号ZR_1、 ZR —2、 ZR_3 的时序延迟了 T/8,而本领域的技术人员应可了解数据触发器与除二计数器 的运作方式，因此便在此省略。
在一直接降频接收器中需要包含有一同相转换路径以及一正交相转换 路径的正交频率转换器，先前所披露的基于三态斩波器的频率转换的原理可 轻易地延伸出正交频率转换的原理。图8为一正交频率转换器，如图所示，一输入讯号RF经过一同相转换路径及一正交相转换路径后分别转换成一同 相讯号I及一正交相讯号Q。该同相转换路径包含一第一组增益810 — 11、 810—21..... 810—NI及一第一组三态斩波器820 —II、 820-21、…、820-NI,该第一组三态斩波器包含有一第一组控制讯号SN_1I、 ZR_1I、 SN_2I、ZR_2I..... SN_NI、 ZR—NI及一第一加总组件8301;该正交转换路径包含一第二组增益810 — 1Q、 810 —2Q、…、810—NQ及一第二组三态斩波器820_1Q、820—2Q.....820_NQ，该第二组三态斩波器包含有一第二组控制讯号SN_1Q、ZR一1Q、 SN_2Q、 ZR-2Q..... SN—NQ、 ZR_NQ及一第二加总组件830Q。所有的控制讯号SN—II、 SN-1Q、 SN_2I、 SN-2Q、…、SN_NI、 SN—NQ都是周期T的周期性讯号，而所有的控制讯号ZR-II、 ZR—1Q、 ZR—21、 ZR —2Q..... ZR_NI、ZR_NQ都是周期T/2的周期性讯号，该正交相转换路径与该同相转换路径大 致上相同的电路，该正交相转换路径的控制讯号(亦即SN一1Q、ZR—1Q、SN一2Q、ZR_2Q..... SN—NQ、 ZR —NQ )与该同相转换路径的控制讯号(亦即SN_1I、ZR_1I、 SN—21、 ZR—2I、 ...、 SN—NI、 ZR_NI )中相对应的控制讯号大致上相 同的波形，然而，不同转换路径中相对应的控制讯号之间必须存在大约T/4 的一个固定时间偏移，举例而言，控制讯号SllQ与SN—ll具有相同的波形 但彼此间却有T/4的固定时间偏移，控制讯号ZR_1Q与ZR—II具有相同的波 形但彼此间却有T/4的固定时间偏移，如此一来，每一三态斩波器能有效地 进行一个MLT-3加法运算，其中该正交相转换路径中任一三态斩波器的 MLT-3讯号波形相对于在该同相转换路径中的相对应的MLT-3讯号波形都有 T/4的固定时间偏移。一实施例中， 一同相转换路径与一正交转换路径中分别包含有三个三态 斩波器，并且所有的三态斩波器均使用T1/T = T-1/T= 1/3且TO/T= 1/6的 MLT-3讯号波形，图9为此实施例的时序图，其中所有的控制讯号SN具有相 同的周期T及工作周期1/2,所有的控制讯号ZR具有相同的周期T/2及工作 周期1/3。控制讯号SN—21、 SN—31、 SllQ、 SN_2Q及SN —3Q分别相对于控制 讯号S汇II、 SN—21、 SN_3I、 SN—1Q及SN—2Q而具有T/12的固定时间偏移； 而控制讯号ZR_2I、 ZR—31、 ZR-IQ、 ZR—2Q及ZR —3Q则分别相对于控制讯号
ZR_1I、 ZR—21、 ZR—31、 ZR-1Q及ZR-2Q具有T/12的固定时间偏移。图10 为产生该些控制讯号的电路的一实施例示意图，而除了以下的更改外，图10 与图7基本上相同，在控制讯号ZR的寄存器阵列中增加了三个额外的数据 触发器(1044 - 1046 ),用来产生该正交相转换路径的三个「零」控制讯号 (亦即:ZR一1Q、 ZR一2Q及ZR-3Q)，此外，在控制讯号SN的寄存器阵列中也 增加了三个额外的数据触发器(1055-1 057 ),用来产生该正交相转换路径的 三个控制讯号(亦即SN-1Q、 SN_2Q及S13Q)。请注意，当CLK的周期为 T/12时，正交相转换路径的每一控制讯号相较于同相转换路径的相对应控制 讯号都具有T/4的延迟，这是由于三个数据触发器所造成，举例来说，控制 讯号ZR-1Q相对于控制讯号ZR_1I便具有T/4的延迟，而控制讯号SN-1Q相 对于控制讯号SN—II便具有T/4的延迟。图11为直接降频接收器1100，如图所示，接收器1100包含有一前级滤 波器lllO(其为一选择性的(optional)组件)、 一低噪声放大器1120、 一滤 波器1125(其为一选择性的组件)、 一基于三态斩波器的正交频率转换器 1130、 一同相路径、 一正交相路径、 一锁相回路1160及一控制讯号产生器 1170,其中该同相路径与正交相路径分别包含有低通滤波器(1140-1, 1140—Q)及模拟数字转换器(1150 —I, 1150—Q)。 一输入讯号RF —IN (例如 由一天线所接收)依序经过前级滤波器1110滤波、低噪声放大器1120放大、 滤波器1125再滤波，然后经过正交频率转换器1130转换成两个讯号11351 及1135Q,其中讯号11351经过低通滤波器1140 — 1滤波、模拟数字转换器 1150_I数字化后转换成一第一输出讯号BB—I，而讯号11351则经过低通滤 波器114(LQ滤波、模拟数字转换器1150-Q数字化后转换成一第二输出讯号 BB-Q。锁相回路1160用以产生一频率讯号CLK，其频率可以是输入讯号RF_IN 的12倍，而控制讯号产生器1170则根据频率讯号CLK产生多个控制讯号(SN ) 及多个控制讯号(ZR)以提供给正交频率转换器1130,举例来说，控制讯号 产生器1170可使用图IO所示的电路，而正交频率转换器1130则可应用图8 所示的电路来实施。另一实施例，电视调谐器必须接收宽频带(多频带)中某一频道的射频讯 号，图12A为本发明的多频带电视调谐器1200A的一实施例示意图。多频带 电视调谐器1200A包含有 一前级滤波器1210; —宽带低噪声放大器1220; 一第一滤波器1225 — 1，用来对宽带低噪声放大器1220的输出进行一第一频
带(band-l)的频带选择； 一第二滤波器1225 — 2，用来对宽带低噪声放大器 1220的输出进行一第二频带(band-2)的频带选择； 一多路转换器1227，其 依据一频带选择讯号BAND-SEL来从第一滤波器1225_1及第二滤波器1225-2 的输出中选择其一以作为输出； 一正交频率转换器1230,用来根据一三态控 制讯号(例如SN、 ZR)把多路转换器1227的输出转换成一同相讯号1235_1 及一正交相讯号1235—Q; —同相路径，用来处理同相讯号1235 —I以产生一 基频讯号BB—I;正交相路径，用来处理正交相讯号1235—Q以产生一基频讯 号BB_Q; —锁相回路1260,用来产生一频率讯号CLK; 一控制讯号产生器 1270,用来产生该三态控制讯号。请注意，电视调谐器的频带数目可依设计 需求而多于两个以上，在本实施例中，是采用多个滤波器及一个多路转换器 来从多个频带中选择出一个频带。图12B为本发明的一多频带电视调谐器1200B的另一实施例示意图。多 频带电视调谐器1200B包含有 一前级滤波器1210; —宽带低噪声放大器 1220; —第一滤波器1225-1,用来对宽带低噪声放大器1220的输出进行一 第一频带(band-l)的频带选择； 一第二滤波器1225 —2,用来对宽带低噪声放 大器1220的输出进行一第二频带(band-2)的频带选择； 一第一基于三态斩 波器的正交频率转换器1230—l，用来根据一第一频带三态斩波器控制讯号把 第一滤波器1225-1的输出转换成一第一同相讯号I"5 —II及一第一正交相 讯号1235 —1Q; —第二基于三态斩波器的正交频率转换器1230 —2,用来根据 一第二频带三态斩波器控制讯号把第二滤波器1225-2的输出转换成一第二 同相讯号1235 —21及一第二正交相讯号1235 — 2Q; —第一多路转换器l"7 —1, 其依据一频带选择讯号BAND—SEL来从同相讯号U35 —II及U35 — 21之中选 择其一以作为一同相讯号1235-1; —第二多路转换器1227-2,其依据频带 选择讯号BAND—SEL来从正交相讯号1235_1Q及1235 — 2Q之中选择其一以作 为一正交相讯号1235-Q; —同相路径，包含有一低通滤波器1240 —I及一模 拟数字转换器1250—1，用来处理同相讯号1235-1以产生一基频讯号BB_I; 一正交相路径，包含有一低通滤波器124(LQ及一模拟数字转换器1250一Q, 用来处理正交相讯号1235—Q以产生一基频讯号BB—Q; —锁相回路U60,用 来产生一频率讯号CLK; 一控制讯号产生器l270,用来产生该第一频带三态 斩波器控制讯号及该第二频带三态斩波器控制讯号。请注意，电^L调谐器的 频带数目可依设计需求而多于两个以上，在本实施例中，每一频带选择滤波
器的输出都有一独立的基于三态斩波器的正交频率转换器，且每一基于三态 斩波器的频率转换器可针对各自的频带进行最佳的处理。图13为本发明的一多频带电视调谐器1300的另一实施例示意图。在本实施例中，第二频带利用了已知的正交混频器来取代基于三态斩波器的正交 频率转换器，若第二频带没有因有效的前级滤波或频带滤波而产生严重的谐 波抑制问题时，这样的设计对第二频带来说是有益的。图14为本发明的一多频带电视调谐器1400的另一实施例示意图。多频 带电视调谐器1400包含有 一第一前级滤波器1410 — 1,用来滤波一宽带讯 号RF_IN; —第一宽带低噪声放大器1420 — 1,用来放大第一前级滤波器 1410-1的输出；一第一滤波器1425-1，用来对第一宽带低噪声放大器1420 — 1 的输出进行一第一频带(band-1)的频带选择； 一第二前级滤波器1410-2, 用来滤波一宽带讯号RF—IN; —第二宽带低噪声放大器1420-2,用来放大第 二前级滤波器1410-2的输出； 一第二滤波器1425-2,用来对第二宽带低噪 声放大器1420-2的输出进行一第二频带(band-2)的频带选择；以及处理 该第一滤波器1425 — 1与第二滤波器1425_2的输出的电路(由于与图U或图 13相似，本领域的技术人员应了解，故省略其说明)。请注意，电^L调谐器 的频带数目可依设计需求而多于两个以上，其中，至少有一频带是利用已知 的正交混频器来降频至基频，且至少有一频带是利用基于三态斩波器的正交 频率转换器来降频至基频。在本实施例的设计变化中(未显示)，前级滤波 器1410-1及1410—2并非接收一共同的射频讯号，而是各自接收一射频讯号。在图12B、 13、 14中，本发明的多频电视调谐器1200B、 1 300、 1400都 只有 一条同相/正交相路径与 一个同相/正交相多路转换器来从一 已知混频 器或一基于三态斩波器的频率转换器所产生的多个同相/正交相基频讯号中 选出一同相/正交相基频讯号，而本领域的技术人员应可了解同相/正交相多 路转换器可依据设计需求而被移除，在此设计下，由于每一频带都需要各自 的同相/正交相路径，因此将会有超过一条以上的同相/正交相路径。顺带提及的是，根据频带选择讯号BAND—SEL的状态决定不使用某一频 带时，将暂时关闭该频带中电路的电源以节省能源，举例来说，请参阅图14, 当根据频带选择讯号BAND-SEL决定选取第一频带时，第二频带的低噪声放 大器1420-2及第二频带的正交混频器1432的电源将会暂时被关闭。在图12B、 13、 14中，本发明的多频电视调谐器1200B、 1 300、 "00都
只有一个锁相回路，而本领域的技术人员应可了解在宽带应用中可利用一个 以上不同相位的锁相回路来涵盖执行频率转换时所需的所有频率范围，本地振荡频率讯号及控制讯号产生器(例如图13的1 370或图14的1470 )就 包含有多个锁相回路及除法器(请参阅图10)。本发明所披露的内容可有许多设计变化，举例而言，对于一频率转换路 径中用来有效地缩放一 MLT-3讯号波形的增益组件及与其对应的三态斩波 器，增益组件可设置在其对应的三态斩波器之前或之后，例如在图8中增益 组件810—11设置在三态斩波器820-11之前，实作上，也可以设置在三态斩 波器820 — 11之后，此外，虽然并非绝对，通常当增益组件810_11设置在三 态斩波器820—11之后时会倾向于将其余的增益组件也设置在对应的三态斩 波器之后，换句话说，增益组件810-21将设置在三态斩波器820—21之后， 增益组件810_31将设置在三态斩波器820-31之后，依此类推。实作上，伴 随着相对应的一三态斩波器(位于一频率转换路径中)以有效地缩放一 MLT-3 讯号波形的增益组件可利用一电流模式装置(例如 一转导放大器 (trans-conductance ampl if ier ))或一电压模式装置(例如 一运算放大 器(operational amplifier))来实现。当基于三态斩波器的转换路径中所有的增益组件均是利用电流模式装 置来实现时，用来加总所有基于三态斩波器的转换路径输出的加总电路可直 接加总所有的输出，另一方面，当所有的增益组件均是利用电压模式装置来 实现时，加总电路则可利用运算放大器来实现。之前具有「缩放J及「加总」功能是以模拟的方式利用模拟的增益组件 及加总电路来实现，事实上，同样的功能也可利用数字的方式实现，并且不 需要任何模拟组件， 一输入射频讯号分别经过多个三态斩波器转换成多个转 换后讯号，多个转换后讯号接着分别经过多个低通滤波器滤波，多个低通滤 波器的输出再经过多个模拟数字转换器数字化成多个数字字符(digital word),最后，多个数字字符分别经过多个数字增益组件缩放并加总后得出 一最后输出。请参阅图11,当「缩放」及「加总」功能在基于三态斩波器的 正交频率转换器1130中是以数字化的方式实现时，讯号11351及1135Q即 为最后的数字基频输出，因此便可移除低通滤波器1140_I及114(LQ与模拟 数字转换器1150 — 1及1150一Q。以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明的权利要求所做的均等 变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。
权利要求
1. 一种用以接收一射频讯号的接收器，包含有多个射频处理路径，用以处理该射频讯号且分别产生多个处理后射频讯 号；以及一正交频率转换器，用以将该多个处理后射频讯号中之一转换成一同相 基频讯号以及一正交相基频讯号；其中该正交频率转换器是依据一第一组周期性控制讯号与一第二组周 期性控制讯号来运作，且该第二组周期性控制讯号与该第一组周期性控制讯 号间具有将近90度的相位偏移量。
2. 如权利要求1所述的接收器，其中该正交频率转换器为一基于三态 斩波器的正交频率转换器。
3. 如权利要求2所述的接收器，其中该第一组周期性控制讯号与该第 二组周期性控制讯号均为三态控制讯号。
4. 如权利要求2所述的接收器，还包含有一控制讯号产生器，包含有多个触发器与除法器，用以产生该第一组周 期性控制讯号与该第二组周期'性控制讯号。
5. 如权利要求4所述的接收器，其中该第一组周期性控制讯号与该第 二组周期性控制讯号均为三态控制讯号。
6. 如权利要求1所述的接收器，其中该第一组周期性控制讯号与该第 二组周期性控制讯号均为三态控制讯号。
7. 如权利要求1所述的接收器，还包含有一控制讯号产生器，包含有多个触发器与除法器，用以产生该第一组周 期性控制讯号与该第二组周期性控制讯号。
8. 如权利要求7所述的接收器，还包含有一锁相回路，耦接于该控制讯号产生器，用以产生一频率讯号给该控制 讯号产生器。
9. 如权利要求1所述的接收器，还包含有一多路转换器，耦接于该正交频率转换器，其中该多路转换器是由一频 带选取讯号来控制。
10. —种用以接收一射频讯号的方法，包含有 利用多个不同频率响应的射频路径来处理该射频讯号，以分别产生多个 处理后射频讯号；选择该多个处理后射频讯号中之一；以及利用一正交频率转换器将选择出的处理后射频讯号转换成一同相基频讯号以及一正交相基频讯号；其中该正交频率转换器是依据一组周期性同相控制讯号与一组周期性 正交相控制讯号来执行转换，且该组周期性同相控制讯号与该组周期性正交 相控制讯号间具有将近90度的相位偏移量。
11. 如权利要求10所述的方法，其中该正交频率转换器为一基于三态 斩波器的正交频率转换器。
12. 如权利要求11所述的方法，其中该第一组周期性控制讯号与该第 二组周期性控制讯号均为三态控制讯号。
13. 如权利要求11所述的方法，还包含有提供一控制讯号产生器，用以产生该第 一组周期性控制讯号与该第二组 周期性控制讯号，其中该控制讯号产生器包含有多个触发器与除法器。
14. 如权利要求10所述的方法，其中该第一组周期性控制讯号与该第 二组周期性控制讯号均为三态控制讯号。
15. 如权利要求10所述的方法，还包含有提供一控制讯号产生器，用以产生该第 一组周期性控制讯号与该第二组 周期性控制讯号，其中该控制讯号产生器包含有多个触发器与除法器。
16. —种用以接收一射频讯号的方法，包含有利用多个不同频率响应的射频路径来处理该射频讯号，以分别产生多个 处理后射频讯号；依据一频带选择信号以选择出该多个处理后射频讯号中之一；以及 依据一频带选择信号以选择利用一第一正交频率转换器或一第二正交频率转换器将选择出的处理后射频讯号转换成一同相基频讯号以及一正交相基频讯号；其中该第二正交频率转换器是依据一组周期性同相控制讯号与 一组周 期性正交相控制讯号来执行转换，且该组周期性同相控制讯号与该组周期性 正交相控制讯号间具有将近90度的相位偏移量。
17. 如权利要求16所述的方法，其中该组周期性同相控制讯号与该组周期性正交相控制讯号均为三态控制讯号。
18. 如权利要求16所述的方法，还包含有提供一控制讯号产生器，用以产生该组周期性同相控制讯号与该组周期 性正交相控制讯号，其中该控制讯号产生器包含有多个触发器与除法器。
19. 如权利要求16所述的方法，其中该第二正交频率转换器为一基于 三态斩波器的正交频率转换器。
全文摘要
本发明披露了一种电视调谐器，包含一正交频率转换器，用以接收多个处理后射频讯号中之一并将其转换成一同相基频讯号以及一正交相基频讯号；其中该正交频率转换器是依据一第一组周期性控制讯号与一第二组周期性控制讯号来运作，且该第二组周期性控制讯号与该第一组周期性控制讯号间具有将近90度的相位偏移量。
文档编号H04N5/50GK101123697SQ20071010415
公开日2008年2月13日 申请日期2007年5月21日 优先权日2006年5月21日
发明者林嘉亮 申请人:瑞昱半导体股份有限公司