专利名称：耙式接收器及其解展频方法
技术领域：
本发明是关于一种耙式接收器的，且特别是有关于一种利用通道估测的耙式接收器。
背景技术：
无线通讯系统利用无线电波来传送讯息。在电波传递的过程中，由于电波在环境中受到建筑物或汽车等等的影响，而使得传送端所发出的信号经过各种不同反射与折射的路径到达接收端，并且，每条路径到达接收端的时间也不同。因此，无线通讯的环境被视为一个多路径信道。以数学的角度来说，假设传送端在时间t传送的信号表示为s(t)，接收端在时间t的接收信号r(t)可以表示如下 上述(1)式中，L为路径的个数，τl为L条传输路径中第l条路径所造成的路径延迟时间，hl为L条传输路径中第l条路径的信道增益，n(t)为信道噪声。
在目前的通讯系统中，耙式接收器(RAKE receiver)常被使用于接收端，并利用其内部多个支路(branch)或称为多个耙指(finger)来收集不同的路径中的信号，以抵抗多路径信道对信号造成的衰减。在目前的应用当中，以码分多址(Code Division Multiple Access，以下简称为CDMA)系统最常使用耙式接收器。
图1示出的是CDMA系统中的耙式接收器的系统方块图。
请参考图1，耙式接收器100包括多个耙指(finger)110_0～110_(L-1)与一结合器140。接收信号r(t)分别被输入至耙指110_0～110_(L-1)中的延迟单元120_0～120_(L-1)，而延迟单元120_0～120_(L-1)分别对接收信号r(t)延迟一时间τ0～τL-1后，输出至解展频单元(de-spreader)130_0～130_(L-1)。再由解展频单元130_0～130_(L-1)分别产生信号分量y(τ0)～y(τL-1)输出至结合器140。在结合器140接收到耙指110_0～110_(L-1)所输出的信号分量y(τ1)～y(τ1)后，结合器140分别将所接收的信号分量y(τ1)～y(τ1)乘上一权重w0*～wL-1*，叠加并输出一解展频信号
上述耙指110_0～110_(L-1)的个数被设计为路径的个数，延迟单元120_0～120_(L-1)中的时间τ0～τL-1为接收端进行通道估测后所得到的各路径上的路径延迟时间，而结合器140中的权重w0*～wL-1*为接收端进行通道估测后所得到的各路径上信道增益的共轭(conjugate)。也就是说，实际的应用中，接收端的耙式接收器100是依据通道估测的结果，来规划每个耙指110_0～110_(L-1)，以收集来自信道中的各路径的信号。
实际传输时，由于CDMA系统利用多个展频码(spreading code)在同一时间内传送多个使用者的信号，并利用每个展频码之间的正交性(orthogonal)来使得使用者之间的信号不会互相干扰。因此，信号在信道中遭受到多路径的干扰时，展频码之间的正交性也将被破坏，因而造成使用者之间的信号互相干扰，也就是多重使用者干扰(Multiple-User Interference，MUI)。另外，多路径的干扰也会造成同一个使用者中的符号间干扰(Inter-Symbol Interference，ISI)。然而，上述传统的耙式接收器仅考虑到多路径信道对信号造成的衰减，却无法克服上述多重使用者干扰与符号间干扰。
以数学的角度来说，上述传统的耙式接收器将信道中的噪声n(t)假设为白高斯噪声(White Gaussian Noise)，并只对多路径所造成的信号衰减作处理(也就是仅考虑到多路径信道的路径延迟时间τ0～τL-1以及通道增益h0～hL-1)。但实际的传输信道时，由于信道中多重使用者干扰与符号间干扰，造成噪声n(t)并非为白高斯噪声，而是一个有色高斯噪声(Colored Gaussian Noise)。因此，传统耙式接收器忽略多重使用者干扰与符号间干扰，将使得接收端的效能降低，并使得接收端所解调出的信号的比特差错率较大。
为了解决多路径信道的衰减以及减少通道的有色高斯噪声的干扰，目前已有美国专利(注[1])以及论文(注[2])提出的一种广义耙式(Generalized RAKE，以下简称G-RAKE)接收器。图2示出的为CDMA系统中的G-RAKE接收器的系统方块图。
请参考图2，G-RAKE接收器200包括多个耙指210_0～210_(J-1)与结合器240。G-RAKE接收器200的架构相似于图1中的耙式接收器100，其不同点在于G-RAKE接收器200的耙指210_0～210_(J-1)个数为J，且J的值大于路径个数L。并且，延迟单元220_0～220_(J-1)中的每个时间d0～dJ-1不一定会对应到为传输路径上的路径延迟时间，而是利用最大信号与噪声比(maximum SNR)的统计量来设计时间d0～dJ-1。
另外，结合器240中的权重w0*～wJ-1*是经由最大概似度(MaximumLikelihood，ML)准则的计算所得。上述权重w0*～wJ-1*可以向量w来表示，而其值由计算所得。其中，上标-1表示反矩阵运算。hJ是由信道估计所得的信道增益。Ru为一个J×J的矩阵，其内部的每个元素值计算方法已于注[1]与注[2]文献中说明。Ru的定义为向量u的共变异数矩阵(covariance matrix)，而向量u中的元素为G-RAKE接收器中每个耙指所输出的信号中所包含的噪声。
在上述注[2]文献中已说明G-RAKE接收器的耙指个数J大于信道的路径个数L，其目的是使一部分的耙指能够与信道中的路径匹配(match)，以收集各路径的信号。另外的目的是让剩余部份的耙指(也就是其内部的延迟时间不等于多路径信道的路径延迟时间)用来白化(whiten)通道中的有色高斯噪声。因此，G-RAKE接收器能够解决多路径信道的衰减以及减少通道的有色高斯噪声的干扰。
虽然上述G-RAKE接收器使得接收端具有较好的效能。但是，由于Ru的维度为J×J，使得进行矩阵Ru的反矩阵运算时需要庞大计算量。另外，经由最大信号与噪声比所设计出的时间d0～dJ-1也需要相当大的计算量。
注[1]美国公开号Pub.No US 2006/0188007A1专利。
注[2]G.E.Bottomley，T.Ottosson，and Yi-Pin Eric Wang，“AGeneralized RAKE Receiver for Interference Suppression”，IEEE J.select.Areas Commun.，vol.18，pp.1536-1545，Aug.2000。
发明内容
本发明提供一种耙式接收器，用以同时降低接收端所解调出的信号的比特差错率，以及有效地减少接收端的计算量。
本发明还提供一种解展频方法，用以在低复杂度的条件下，估测并消除接收信号中的噪声与干扰。
本发明提出一种耙式接收器，包括信道估测模块、L个信号支路、I个噪声支路与结合器。其中，信道估测模块估测多路径信道中的多路径延迟时间与对应的通道增益。L个信号支路对接收信号分别延迟多个信道路径延迟时间，以得到多个延迟接收信号，并分别解展频每个延迟接收信号，以输出多个信号分量。而I个噪声支路对接收信号分别延迟多个预设时间，以得到多个延迟噪声信号，并分别解展频每个延迟噪声信号，分别输出多个噪声分量。结合器将上述信号分量结合后产生一主要信号，并将上述噪声分量结合后产生一干扰噪声估测值，由主要信号与干扰噪声估测值的差值，输出一解展频信号。其中，结合器依据上述通道增益，调整多个信号分量在主要信号中的权重，并依据I个噪声权重调整多个噪声分量在干扰噪声估测值中的权重。
在本发明的一个实施例中，以上述L个信号支路中第i个信号支路为例，其包括一延迟单元与一解展频单元。其中，延迟单元将接收信号延迟第i信道路径延迟时间后，输出第i延迟接收信号至解展频单元。而解展频单元将第i延迟接收信号与本地的一个展频波形进行卷积运算后，抽样为第i信号分量。以上述I个噪声支路中第j个噪声支路为例，其包括一延迟单元与一解展频单元。其中，延迟单元将接收信号延迟第j预设时间后，输出第j延迟噪声信号至解展频单元。而解展频单元将第j延迟噪声信号与本地的一个展频波形进行卷积运算后，抽样为第j噪声分量。
在本发明的一个实施例中，上述结合器包括信号结合单元、噪声结合单元与加法器。其中，信号结合单元依据L个信号权重结合多个信号分量，以产生并输出主要信号，而L个信号权重是依据多路径信道的信道增益得到的。而噪声结合单元依据I个信号权重结合多个信号分量，以产生并输出干扰噪声估测值。加法器将主要信号与干扰噪声估测值相减后，输出解展频信号。
在本发明的一个实施例中，上述多个信号权重表示为A0～AL-1，而信号权重A0～AL-1的共轭值所组成的信号权重向量表示为上述多个噪声权重表示为B0～BI-1，而噪声权重B0～BI-1的共轭值所组成的噪声权重向量在本发明的一个实施例中，上述耙式接收器还包括噪声权重计算单元。该噪声权重计算单元透过噪声矩阵Ru与方程式计算出噪声权重B0～BI-1，并输出至噪声结合单元。其中，Ru为一噪声向量u的共变异数矩阵，其维度为(I+L)×(I+L)。噪声向量u为多个信号支路与多个噪声支路所输出的信号中的噪声，其长度为I+L。矩阵Rn为噪声矩阵Ru中右下角I×I的子矩阵，矩阵Rns为该噪声矩阵Ru中左下角I×L的子矩阵，上标-1表示为反矩阵运算。
在本发明的一个实施例中，上述耙式接收器还包括一噪声支路选择单元。此噪声支路选择单元由多个候选者中，选择出前I个具有较大计量值的候选者，作为上述I个预设时间。其中，上述计量值为|βi|2E[|zn(mi)|2]，而第i个候选者对应第i预设时间mi，第i噪声支路依据第i预设时间mi产生第i噪声分量zn(mi)，βi为第i噪声分量zn(mi)对应的噪声权重的共轭值，E[·]表示为期望值运算。
本发明还提出一种解展频方法，包括估测多路径信道中的多个信道增益与对应的多个路径延迟时间；接收来自多路径信道的接收信号；对接收信号分别延迟多个信道路径延迟时间，以得到多个延迟接收信号，分别解展频多个延迟接收信号后，产生出多个信号分量；对接收信号分别延迟多个预设时间，以得到多个延迟噪声信号，分别解展频多个延迟噪声信号，以得到多个噪声分量；依据上述通道增益，分别调整多个信号分量在主要信号中的权重，以结合出主要信号；依据多个噪声权重调整多个噪声分量在干扰噪声估测值中的权重，以结合出干扰噪声估测值；以及由主要信号与干扰噪声估测值的差值，产生一解展频信号。
在本发明的一个实施例中，上述产生多个信号分量的步骤，包括将接收信号延迟第i信道路径延迟时间，以得到第i延迟接收信号；以及将第i延迟接收信号与本地的一展频波形进行卷积运算后，抽样为第i信号分量。上述产生多个噪声分量的步骤，包括将接收信号延迟第i预设时间，以得到第i延迟噪声信号；以及将第i延迟噪声信号与本地的一展频波形进行卷积运算后，抽样为第i噪声分量。
在本发明的一个实施例中，上述结合出主要信号的步骤，包括依据多个信道增益产生出多个信号权重；将第i信号分量乘上第i信号权重，以产生第i乘积；以及累加上述多个乘积，以得到主要信号。而上述结合出干扰噪声估测值的步骤，包括将第i噪声分量乘上第i噪声权重后，以产生第i乘积；以及累加上述多个乘积，以得到干扰噪声估测值。
在本发明的一个实施例中，上述信号分量的个数为L，上述噪声分量的个数为I。上述信号权重表示为A0～AL-1，而信号权重A0～AL-1的共轭值所组成信号权重向量表示为上述噪声权重表示为B0～BI-1，而噪声权重B0～BI-1的共轭值所组成噪声权重向量为在本发明的一个实施例中，上述解展频方法还包括计算一噪声矩阵Ru中右下角的I×I的子矩阵，以得到矩阵Rn；其中，Ru为一噪声向量u的共变异数矩阵，其维度为(I+L)×(I+L)，而噪声向量u由信号分量与噪声分量中的噪声所组成，其长度为I+L；计算噪声矩阵Ru中左下角的I×L的子矩阵，以得到矩阵Rns；计算矩阵Rn的反矩阵，以得到矩阵Rn-1，上标-1表示为反矩阵运算；以及利用一方程式计算出噪声权重B0～BI-1。
在本发明的一个实施例中，上述解展频方法还包括在多个候选者中，计算第i个候选者的计量值；以及选择出前I个具有较大计量值的候选者，作为I个预设时间，其中，上述计量值为|βi|2E[|zn(mi)|2]，第i个候选者对应第i预设时间mi，第i预设时间mi对应第i噪声分量zn(mi)，βi为第i噪声分量对应的噪声权重的共轭值，E[·]表示为期望值运算。
本发明利用多个噪声支路以及噪声结合单元所产生出的一干扰噪声估测值，来消除主要信号中的噪声，以达到降低比特差错率的目的。另外，本发明在计算噪声权重时，只需计算噪声矩阵Ru中子矩阵Rn的反矩阵，因而减少接收端的运算量。
为使本发明的上述特征和优点能更明显易懂，下文特举出优选实施例，并参考附图，作出如下的详细说明。
附图简要说明 图1表示CDMA系统中的耙式接收器的系统方块图。
图2表示CDMA系统中的G-RAKE接收器的系统方块图。
图3表示本发明实施例提出的耙式接收器的系统方块图。
图4表示本发明实施例的解展频方法的步骤流程图。
图5表示本发明实施例的步骤S460中的子步骤流程图。
图6表示在不同比特能量与噪声能量比值Eb/N0下的差错率趋势图。
具体实施例方式 为了克服传输多路径信道的衰减以及压抑通道中的有色高斯噪声，目前已经有人提出了G-RAKE接收器来改善接收端的效能与比特差错率。但是，却也大大地提升了接收端运算的复杂度并产生了庞大的计算量。因此，本发明提出的耙式接收器能够维持原本G-RAKE接收器的效能与比特差错率，并能够有效地降低运算的复杂度与计算量。
为了清楚说明本发明的实施方式，以下假设本发明所提出的耙式接收器应用于一展频系统，也就是说，传送端将欲传送的信号乘上一展频序列(spreading sequence)。此展频系统可以是直接序列码分多址接入(Direct Sequence Code Division Multiple Access，DS-CDMA)、以及宽带码分多址接入(Wideband Code Division Multiple Access，W-CDMA)等等。
图3表示本发明实施例所提出的耙式接收器的系统方块图。请参考图3，耙式接收器300包括信道估测模块305、信号支路310_0～310_(L-1)、噪声支路320_0～320_(I-1)与结合器370，L与I皆为正整数。其中，信道估测模块305估测出多路径信道中每条路径的路径延迟时间τ0～τL-1与对应的通道增益h0～hL-1，而L为信道估测模块305能够解析(resolve)出的路径个数。在本实施例中，并未说明信道估测模块305如何进行信道估测，但是，本领域普通技术任意应当知道在目前通信技术中已发展出各种通道估测的方法，只要是可以估测出多路径信道中每条路径的路径延迟时间τ0～τL-1与对应的通道增益h0～hL-1就可以应用于本发明。
图3中每个信号支路310_0～310_(L-1)各自包括一延迟单元与一解展频单元。以第i信号支路310_i为例，其包括延迟单元330_i与解展频单元340_i，i为介于0～L-1的整数。另外，每个噪声支路320_0～320_(I-1)也各自包括一延迟单元与一解展频单元。其中，以第j个噪声支路320_j为例，其包括延迟单元350_j与解展频单元360_j，j为介于0～I-1的整数。
信号支路310_0～310_(L-1)中的延迟单元330_0～330_(L-1)分别具有信号延迟时间l0～lL-1，而这些信号延迟时间l0～lL-1与上述信道估测模块305所估测出的路径延迟时间τ0～τL-1具有一比例关系。在本实施例中，此比例关系为1，也就是说，延迟时间l0＝τ0，l1＝τ1，...，lL-1＝τL-1。另外，噪声支路320_0～320_(I-1)中的延迟单元350_0～330_(I-1)分别具有预设时间m0～mI-1，而在本实施例的稍后内容中，将会有详细的内容来说明如何决定这些预设时间m0～mI-1。
耙式接收器300接收来自多路径信道的接收信号r(t)。此接收信号r(t)分别被输入至信号支路310_0～310_(L-1)与噪声支路320_0～320_(I-1)。在本实施例中，由于每个信号支路310_0～310_(L-1)皆分别对于接收信号r(t)进行类似的处理后，分别输出信号分量ys(l0)～ys(lL-1)，故以下仅说明信号支路310_1内的操作。首先，延迟单元330_1将接收信号r(t)延迟l1，以输出一延迟接收信号r(t+l1)至解展频单元340_1。再经由解展频单元340_1将延迟接收信号r(t+l1)与一展频波形(spreading waveform)进行卷积(convolution)运算后，在时间t＝l1时，抽样为一信号分量ys(l1)，并将信号分量ys(l1)输出至结合器370。其中，展频波形为本地的展频序列与脉冲整形(pulse shaping)卷积后的结果。
在本实施例中，由于每个噪声支路320_0～320_(I-1)皆分别对于接收信号r(t)进行类似的处理后，分别输出噪声分量yn(m0)～yn(mI-1)，故以下仅说明信号支路320_1内的操作。首先，延迟单元350_1将接收信号r(t)延迟一预设时间m1，以输出一延迟噪声信号r(t+m1)至解展频单元360_1。再经由解展频单元360_1将延迟噪声信号r(t+m1)与展频波形进行卷积运算后，在时间t＝m1时，抽样为一噪声分量yn(m1)，并将信号分量yn(m1)输出至结合器370。
结合器370包括信号结合单元371、噪声结合单元377与加法器382。在结合器370接收到信号分量ys(l0)～ys(lL-1)与噪声分量yn(m0)～yn(mI-1)后，信号结合单元371将信号分量ys(l0)～ys(lL-1)依据不同的权重结合后，产生并输出一主要信号x。而噪声结合单元377将噪声分量yn(m0)～yn(mI-1)也依据不同的权重结合后，产生并输出一干扰噪声估测值
最后，加法器382将主要信号x与干扰噪声估测值
相减后，输出解展频信号
信号结合单元371包括L个乘法器373_0～373_(L-1)与累加单元375。每个乘法器373_0～373_(L-1)分别将所接收的信号分量ys(l0)～ys(lL-1)乘以对应的信号权重A0～AL-1后，将所得的乘积输出至累加单元375。而累加单元375总合来自乘法器373_0～373_(L-1)的乘积后，以此总合作为主要信号x输出至加法器382。其中，信号权重A0～AL-1例如为信道估测模块305所估测出的通道增益h0～hL-1经过一特定运算所得。此特定运算可以是取通道增益h0～hL-1的共轭，或者是将通道增益h0～hL-1乘上一常数或函数后再取其共轭。在本实施例中，此特定运算例如是以取通道增益h0～hL-1的共轭为例。因此，信号权重 噪声结合单元377包括I个乘法器379_0～379_(I-1)与累加单元380。每个乘法器379_0～379_(I-1)分别将所接收的噪声分量yn(m0)～yn(mI-1)乘以对应的噪声权重B0～BI-1后，将所得的乘积输出至累加单元380。而累加单元380总合来自乘法器379_0～379_(I-1)的乘积后，以此总合作为干扰噪声估测值
输出至加法器382。在此，为了使本说明书内容流畅，在此暂不说明如何得到噪声权重B0～BI-1。但是，在本实施例的稍后内容中，将会有详细的内容来说明如何得到噪声权重B0～BI-1。
由上述实施例可知，信号支路310_0～310_(L-1)中延迟单元330_0～330_(L-1)的信号延迟时间l0～lL-1依据多路径信道的路径延迟时间τ0～τL-1所产生。而信号结合单元371中的信号权重依据多路径信道的信道增益h0～hL-1所产生。也就是说，信号支路310_0～310_(L-1)与信号结合单元371类似于图1中的耙式接收器100，而其所产生的主要信号x收集了多路径信道中各路径上的信号分量，以抵抗多路径信道对信号造成的衰减。
虽然上述的信号支路310_0～310_(L-1)与信号结合单元371已能克服多路径信道的衰减，但所产生的主要信号x却仍包含了信道中的噪声，而此噪声可能是由符元间干扰(ISI)与多重使用者干扰(MUI)所产生，使得信道中的噪声为有色高斯噪声。而本发明的精神就是在于利用噪声支路320_0～320_(L-1)与噪声结合单元380所产生的干扰噪声估测值
来消除主要信号x中的有色高斯噪声。
本发明实施例所提出的耙式接收器300还包括一噪声支路选择单元363与噪声权重计算单元366。其中，噪声支路选择单元363用以选择噪声支路320_0～320_(L-1)中的预设时间m0～mI-1，而噪声权重计算单元366用以产生噪声权重B0～BI-1。以下将分别推导噪声权重计算单元366如何计算出噪声权重B0～BI-1，以及噪声支路选择单元363如何选择出预设时间m0～mI-1，使得噪声结合单元380所输出的干扰噪声估测值
能够用来消除主要信号x中的噪声。
首先，为了方面说明以下的推导过程，预先定义数个符号。首先，定义多个信号权重A0～AL-1的共轭值所组成信号权重向量多个噪声权重B0～BI-1的共轭值所组成噪声权重向量接着，由于信号支路310_0～310_(L-1)与信号结合单元371所产生的主要信号x还包含有信道中的噪声，也就是说，主要信号x可以区分为信号部分与噪声部份。故，定义主要信号x中的噪声部份表示为zα。由于zα收集了每个信号支路310_0～310_(L-1)所输出之信号分量ys(l0)～ys(lL-1)中的噪声，故zα可表示为 zα＝αHzs......................................................(2) 。其中，向量zs中每个元素分别表示信号分量ys(l0)～ys(lL-1)中的噪声。
接着，将噪声支路320_0～320_(I-1)所输出的噪声分量yn(m0)～yn(mI-1)定义为向量yn＝[yn(m0)，...，yn(mI-1)]T。经由上述yn与β的定义，噪声结合单元377所输出的干扰噪声估测值另外，由于本实施例所提出的噪声支路320_0～320_(I-1)用以收集信道中的干扰与噪声，而噪声支路320_0～320_(I-1)所输出的噪声分量yn(m0)～yn(mI-1)没有包含任何信息(data)的成分。故，在此假设yn≈zn，也就是假设yn仅包含干扰与噪声zn。
最后，将信号支路310_0～310_(L-1)所输出的信号分量ys(l0)～ys(lL-1)定义为向量ys＝[ys(l0)，...，ys(lL-1)]T。经由上述ys与α的定义，信号结合单元371所输出的主要信号x＝αHys。而加法器382所输出的解展频信号
可表示为 接下来，将开始推导与说明如何得到噪声权重B0～BI-1。
首先，由于噪声结合单元377所输出的干扰噪声估测值
预期能够消除主要信号x中的噪声部份zα。因此，依据最小均方误差(MinimumMean-Square Error，MMSE)准则，干扰噪声估测值
必须能够最小化
其中，E[·]表示期望值(expected value)运算。
接着，将上述干扰噪声估测值带入
并利用维纳-霍夫(Wiener-Hopf)方程式可以解出噪声权重向量 由上述第(2)式以及yn≈zn，上述第(3)式转变为 定义上述相关矩阵E[znzsH]为矩阵Rns与自相关矩阵E[znznH]为矩阵Rn，上述第(5)式转变为 经由上述第(6)式，可以推得β中每个元素的值，进而推得噪声权重B0～BI-1。
在上述的说明中，并未说明如何得到矩阵Rns与Rn。但是由一噪声矩阵Ru可以得到矩阵Rns与Rn，并且，在注[1]文献中的方程式(6)、(7)、与(8)以及注[2]文献中的方程式(25)、(26)、与(27)，已说明矩阵Ru内每个元素的计算方法。另外，在注[1]与注[2]文献中，Ru被定义噪声向量u的共变异数矩阵(covariance matrix)，而噪声矩阵Ru可表示为 Ru＝E[uuH].............................................................(7)。
其中，噪声向量u中的元素为G-RAKE接收器中每个耙指所输出的信号内的噪声。
在此，若将本实施例中的耙式接收器300中的信号支路310_0～310_(L-1)与噪声支路320_0～320_(I-1)视为G-RAKE接收器中的耙指，噪声向量u将可以被视为上述所定义的zs与zn。也就是说，噪声u可表示为 将第(8)式带入第(7)式可得， 由上述第(9)式可观察出，注[1]与注[2]文献所提出的噪声矩阵Ru内的子矩阵(sub-matrix)E[znzsH]与E[znznH]即分别为上述所定义的矩阵Rns与Rn。其中，噪声矩阵Ru的维度为(L+I)×(L+I)，矩阵Rn为噪声矩阵Ru右下角I×I的子矩阵，矩阵Rns为噪声矩阵Ru右下角I×L的子矩阵。
换句话说，本发明实施例中的噪声权重计算单元366只需透过计算噪声矩阵Ru内的部分元素，就可以得到矩阵Rns与Rn，再计算矩阵Rn的反矩阵Rn-1，并将矩阵Rns与Rn-1带入上述第(6)式，得到β中每个元素的值，进而得到噪声权重B0～BI-1。
由上述决定噪声权重B0～BI-1的方式可知，本发明所提出的耙式接收器相较于传统G-RAKE接收器，只需要计算矩阵Ru内的部分元素。并且，本发明所提出的耙式接收器也只需要计算维度只有I×I的矩阵Rn的反矩阵，不需要计算维度为J×J的噪声矩阵Ru的反矩阵，其中，I为噪声支路的个数，而J为所有支路的个数，也就是噪声支路加上信号支路的个数(L+I)。因此，本实施例所提出的耙式接收器明显地降低了传统G-RAKE接收器在产生权重时所需的计算量以及复杂度。
本实施例所提出的耙式接收器300中的信号支路310_0～310_(L-1)被规划来收集各路径中的信号。而噪声支路320_0～320_(I-1)则被规划来消除主要信号x中剩余的干扰及噪声。因此，噪声支路320_0～320_(I-1)中的预设时间m0～mI-1的规划将以最大化解展频信号
的信号对干扰噪声比(signal to interference plus noise ratio，以下简称SINR)为原则。以下便开始推导噪声支路选择单元363如何配置预设时间m0～mI-1。
由上述第(3)式可知解展频信号而
中干扰加噪声能量为E[|αHzs-βHzn|2]并可分解为 解展频信号
中信号的成分皆由信号支路310_1～310_(L-1)所提供，且与噪声支路320_0～320_(I-1)无关。因此，最大化解展频信号
的SINR相当于以最大化第(10)式中的αHRnsHRn-1Rnsα为准则。
在此，假设已经有J个预设时间的候选者(candidate)，而噪声支路选择单元363必须选出I个预设时间。其中，J个候选者可以是依据信道估测单元所估测出的最大路径延迟时间或接收器的硬件架构所决定。而I个预设时间将会有种不同的选法，也就是J！/I！(J-I)！不同预设时间的组合。依据上述第(10)式，计算每种预设时间的选法所产生的干扰加噪声能量E[|αHzs-βHzn|2]后，将找出某种I个预设时间的组合可以达到最小化解展频信号
的干扰加噪声能量E[|αHzs-βHzn|2]。
然而，J！/I！(J-I)！种不同预设时间的组合都必须计算上述第(10)式中的αHRnsHRn-1Rnsα，并且，在计算的过程中，还需计算Rn的反矩阵以及矩阵乘法，因此，这种预设时间m0～mI-1的选法将会造成耙式接收器庞大的运算量。为了降低运算量以及避免计算反矩阵以及矩阵乘法，本发明实施例仅考虑个别候选者对于消除干扰与噪声的影响，并选出前I个能够有效消除干扰的候选者。
在此，先以其中一候选者作为一噪声支路的预设时间mi，并假设此时只有此噪声支路，而上述第(10)式将简化为 其中，βi*为此噪声支路所对应的噪声权重，zn(mi)为此噪声支路的输出。由上述的第(5)式得到其中的β，可以得到只有一个噪声支路时，噪声权重 上述第(11)式展开后，可得到干扰加噪声能量 E[|αHzs-βHzn|2]＝E[|zα|2]-|βi|2E[|zn(mi)|2].................(13)。
其中，zα为在上述定义中的主要信号x的噪声部份，并与在噪声支路中的预设时间选择无关。因此，噪声支路选择单元363在选择预设时间m0～mI-1的过程中，只需计算每个候选者所对应的一计量值(Metric)，并找出前I个具有较大计量值的候选者，作为预设时间m0～mI-1。而上述的计量值例如为上述第(13)式中|βi|2|E[|zn(mi)|2]。换句话说，噪声支路选择单元363只要计算每个候选者的计量值|βi|2E[|zn(mi)|2]，不再需要计算Rn的反矩阵以及矩阵乘法，因而降低在选择预设时间时的计算量。
依据上述耙式接收器300，可以归纳出一解展频方法。图4绘示为本发明实施例的解展频方法的步骤流程图。请同时参考图3与图4，首先，信道估测模块305估测多路径信道中的信道增益h0～hL-1与对应的路径延迟时间τ0～τL-1(步骤S405)。接着，耙式接收器300接收来自多路径信道的接收信号r(t)，且接收信号r(t)被输入至信号支路310_0～310_(L-1)与噪声支路320_0～320_(I-1)(步骤S410)。接下来，信号支路310_0～310_(L-1)中的延迟单元330_0～330_(L-1)将接收信号r(t)分别延迟一信号延迟时间l0～lL-1，以得到延迟接收信号r(t+l0)～r(t+lL-1)(步骤S415)，而信号支路310_0～310_(L-1)中的解展频单元340_0～340_(L-1)将延迟接收信号r(t+l0)～r(t+lL-1)分别与本地的一展频波形进行卷积运算后，抽样为信号分量ys(l0)～ys(lL-1)(步骤S420)。
之后，噪声支路选择单元363在多个候选者中，计算每个候选者的计量值|βi|2E[|zn(mi)|2](步骤S425)，并选择出前I个具有较小计量值的候选者作为预设时间m0～mI-1(步骤S430)。
接下来，噪声支路320_0～320_(I-1)中的延迟单元350_0～350_(I-1)将接收信号r(t)分别延迟一预设时间m0～mI-1，以得到延迟噪声信号r(t+m0)～r(t+mI-1)(步骤S435)，而噪声支路320_0～320_(I-1)中的解展频单元360_0～360_(I-1)将延迟噪声信号r(t+m0)～r(t+mI-1)分别与本地的一展频波形进行卷积运算后，抽样为噪声分量yn(m0)～yn(mI-1)(步骤S440)。
在信号结合单元371接收到信号分量ys(l0)～ys(lL-1)后，信号结合单元371中的乘法器373_0～373_(L-1)将信号分量ys(l0)～ys(lL-1)乘以对应的信号权重A0～AL-1，并将所产生出的乘积输出至累加单元375(步骤S445)。再经由累加单元375累加所接收的乘积，以得到主要信号x(步骤S450)。
接下来，噪声权重产生单元366产生多个噪声权重B0～BI-1(步骤S460)。在本实施例中，步骤S460又包括多个子步骤，由图5示出。请参考图5，首先，计算一噪声矩阵Ru中右下角的I×I的子矩阵，以得到矩阵Rn(步骤S462)。并计算噪声矩阵Ru中左下角的I×L的子矩阵，以得到矩阵Rns(步骤S464)。其中，噪声向量u包含每个信号支路与每个噪声支路所输出的信号中的噪声，其长度为I+L。而Ru为噪声向量u的共变异数矩阵，其维度为(I+L)×(I+L)。并且，在注[1]与注[2]的文献中已揭露噪声矩阵Ru中每个元素的计算方法。接着，计算矩阵Rn的反矩阵，以得到矩阵Rn-1(步骤S466)。最后，利用方程式计算出噪声权重B0～BI-1(步骤S468)。
请回头参考图3与图4，在产生出噪声权重B0～BI-1之后，噪声结合单元377中的乘法器379_0～379_(I-1)将噪声分量yn(m0)～yn(mI-1)乘以对应的噪声权重B0～BI-1，并将所产生出的乘积输出至累加单元380(步骤S470)。再经由累加单元380累加所接收的乘积，以得到干扰噪声估测值
(步骤S475)。最后，加法器382将主要信号x与干扰噪声估测值
相减后，输出解展频信号
(步骤S480)。
以下以软件的方式仿真传统耙式接收器、G-RAKE接收器以及本发明实施例所提出的耙式接收器的效能，并假设上述仿真使用多路径的瑞雷衰退信道(Rayleigh fading channel)。且系统使用的展频因子(spreading factor)为128，多用户个数为32。图6表示了在不同比特能量与噪声能量比值Eb/N0下的差错率趋势图。请参考图6，其横坐标为比特能量与噪声能量比值Eb/N0，且单位为dB，纵坐标为比特差错率(BitError Rate)。图6中的五条曲线分别为传统耙式接收器(也就是图1中的耙式接收器)、G-RAKE接收器(具有2个噪声支路，也就是这两个噪声支路中的延迟时间并非位于通道的延迟时间)、本发明实施例所提出的耙式接收器(具有2个噪声支路)、G-RAKE接收器(具有4个噪声支路，也就是这四个噪声支路中的延迟时间并非位于通道的延迟时间)以及本发明实施例所提出的耙式接收器(具有4个噪声支路)。另外，图6的模拟环境为具有4条路径的多路径信道，而图6中的五条曲线所仿真的接收器皆具有4个信号支路。
由上述图6可观察出，本发明实施例所提出的耙式接收器的比特差错率明显地小于传统耙式接收器的比特差错率。另外，本发明实施例所提出的耙式接收器的比特差错率与G-RAKE接收器的比特差错率相距非常小。但是，以4个噪声支路的G-RAKE接收器为例，却必须要计算8×8的反矩阵，而本发明实施例所提出的具有4个噪声支路的耙式接收器只需计算4×4的反矩阵。因此，本发明实施例所提出的耙式接收器能够维持G-RAKE接收器的比特差错率，并且，又能更明显地降低G-RAKE接收器的运算量。
综上所述，本发明实施例可归纳出以下优点 1.由于本发明实施例所提出的耙式接收器利用一干扰噪声估测值来消除主要信号中的噪声，因此，能够有效地提高接收器的效能以及降低比特差错率。
2.传统G-RAKE接收器在计算噪声权重时，需要对维度为J×J的矩阵Ru进行反矩阵运算。但是，本发明实施例所提的耙式接收器在计算权重时，只需对矩阵Ru内的I×I的子矩阵Rn进行反矩阵运算。因此，本发明实施例所提出的耙式接收器明显地降低G-RAKE接收器的运算量。
3.由于本发明实施例所提出的耙式接收器在选择噪声支路中的预设时间时，只需计算每个候选者所对应的计量值|βi|2E[|zn(mi)|2]，不需要计算Rn的反矩阵以及矩阵乘法，因而降低在选择预设时间时的计算量。
虽然本发明是参考优选实施例来描述的，但这些优选实施例并不用于限定本发明，任何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，应可以作出许多修改和修饰，因此本发明的保护范围应以权利要求定义的范围为准。
权利要求
1.一种耙式接收器，用以解展频来自多路径信道的一接收信号，该耙式接收器包括
信道估测模块，用以估测所述多路径信道中的多个信道增益与对应的多个路径延迟时间；
L个信号支路，用以分别对所述接收信号延迟多个信号延迟时间，以得到多个延迟接收信号，分别解展频所述多个延迟接收信号后，输出多个信号分量，其中，所述多个信号延迟时间分别与所述多个路径延迟时间具有一比例关系，L为正整数；
I个噪声支路，用以分别对所述接收信号延迟多个预设时间，以得到多个延迟噪声信号，并对所述多个延迟噪声信号解展频后，分别输出多个噪声分量，其中，I为正整数；以及
结合器，用以将所述多个信号分量结合后，产生一主要信号，并将所述多个噪声分量结合后，产生一干扰噪声估测值，根据该主要信号与该干扰噪声估测值的差值，输出一解展频信号；
其中，所述结合器依据所述多个通道增益，调整所述多个信号分量在所述主要信号中的权重，并依据I个噪声权重调整所述多个噪声分量在所述噪声估测值中的权重。
2.如权利要求1所述的耙式接收器，其中所述L个信号支路中第i个信号支路包括
延迟单元，用以将所述接收信号延迟第i信号延迟时间，以得到第i延迟接收信号；以及
解展频单元，将第i延迟接收信号与本地的一展频波形进行卷积运算后，抽样为第i信号分量。
3.如权利要求1所述的耙式接收器，其中所述I个噪声支路中第i个噪声支路包括
延迟单元，用以将所述接收信号延迟一第i预设时间，以得到一第i延迟噪声信号；以及
解展频单元，将所述第i延迟噪声信号与本地的一展频波形进行卷积运算后，抽样为一第i噪声分量。
4.如权利要求1所述的耙式接收器，其中所述结合器包括
信号结合单元，用以依据L个信号权重结合所述多个信号分量，以产生并输出所述主要信号，其中所述多个信号权重依据多路径信道的所述多个信道增益所得；
噪声结合单元，用以依据I个信号权重结合所述多个信号分量，以产生并输出所述干扰噪声估测值；以及
加法器，将所述主要信号与所述干扰噪声估测值相减后，输出所述解展频信号。
5.如权利要求4所述的耙式接收器，其中所述信号结合单元包括
L个乘法器，其中一第i乘法器接收一第i信号分量，将该第i信号分量乘上一第i信号权重后，输出一第i乘积；以及
累加单元，接收并累加所述多个乘积，以输出所述主要信号。
6.如权利要求4所述的耙式接收器，其中所述噪声结合单元包括
I个乘法器，其中一第i乘法器接收一第i噪声分量，将该第i噪声分量乘上一第i噪声权重后，输出一第i乘积；以及
累加单元，接收并累加所述多个乘积，输出所述干扰噪声估测值。
7.如权利要求6所述的耙式接收器，其中所述多个信号权重表示为A0～AL-1，而所述多个信号权重A0～AL-1的共轭值所组成信号权重向量表示为所述多个噪声权重表示为B0～BI-1，而所述多个噪声权重B0～BI-1的共轭值所组成噪声权重向量表示为所述耙式接收器还包括
一噪声权重计算单元，用以通过一噪声矩阵Ru与一方程式计算出所述多个噪声权重B0～BI-1，并输出至所述噪声结合单元，
其中，所述噪声矩阵Ru为一噪声向量u的共变异数矩阵，其维度为(I+L)×(I+L)，所述噪声向量u包含所述多个信号支路与所述多个噪声支路所输出的信号中的噪声，其长度为I+L，矩阵Rn为所述噪声矩阵Ru中右下角I×I的子矩阵，矩阵Rns为所述噪声矩阵Ru中左下角I×L的子矩阵，上标-1表示为反矩阵运算。
8.如权利要求7所述的耙式接收器，还包括
噪声支路选择单元，用以由多个候选者中，选择出前I个具有较大计量值的候选者，作为所述多个预设时间，
其中，所述计量值为|βi|2E[|zn(mi)|2]，第i个候选者对应第i预设时间mi，由第i预设时间mi第i噪声支路依据第i预设时间mi产生第i噪声分量zn(mi)，βi为第i噪声分量zn(mi)对应的噪声权重的共轭值，E[·]表示为期望值运算。
9.一种用于一耙式接收器的解展频方法，包括下列步骤
估测多路径信道中的多个信道增益与对应的多个路径延迟时间；
接收来自多路径信道的一接收信号；
对所述接收信号分别延迟多个信号延迟时间，以得到多个延迟接收信号，并分别解展频所述多个延迟接收信号，以得到多个信号分量，其中，所述多个信号延迟时间分别与所述多个路径延迟时间具有一比例关系；
对所述接收信号分别延迟多个预设时间，以得到多个延迟噪声信号，分别解展频所述多个延迟噪声信号，以得到多个噪声分量；以及
依据所述多个通道增益，分别调整所述多个信号分量在一主要信号中的权重，以结合出所述主要信号；
依据多个噪声权重调整所述多个噪声分量在一干扰噪声估测值中的权重，以结合出所述干扰噪声估测值；以及
由所述主要信号与所述干扰噪声估测值的差值，产生一解展频信号。
10.如权利要求9所述的解展频方法，其中产生所述多个信号分量的步骤，包括下列步骤
将所述接收信号延迟第i信号延迟时间，以得到第i延迟接收信号；以及
将第i延迟接收信号与本地的一展频波形进行卷积运算后，抽样为第i信号分量。
11.如权利要求9所述的解展频方法，其中产生所述多个噪声分量的步骤，包括下列步骤
将所述接收信号延迟一第i预设时间，以得到一第i延迟噪声信号；以及
将所述第i延迟噪声信号与本地的一展频波形进行卷积运算后，抽样为一第i噪声分量。
12.如权利要求9所述的解展频方法，其中依据所述多个通道增益，分别调整所述多个信号分量在所述主要信号中的权重，以结合出所述主要信号的步骤，包括下列步骤
依据所述多个信道增益产生多个信号权重；
将所述第i信号分量乘上一第i信号权重，以产生一第i乘积；以及
累加所述多个乘积，以得到所述主要信号。
13.如权利要求12所述的解展频方法，其中依据多个噪声权重调整所述多个噪声分量在所述干扰噪声估测值中的权重，以结合出所述干扰噪声估测值的步骤，包括下列步骤
将一第i噪声分量乘上一第i噪声权重后，以产生一第i乘积；以及
累加所述多个乘积，以得到所述干扰噪声估测值。
14.如权利要求13所述的解展频方法，其中所述多个信号分量的个数L，所述多个噪声分量的个数为I，所述多个信号权重表示为A0～AL-1，而所述多个信号权重A0～AL-1的共轭值所组成信号权重向量表示为所述多个噪声权重表示为B0～BI-1，而所述多个噪声权重B0～BI-1的共轭值所组成噪声权重向量表示为所述解展频方法更包括下列步骤
计算一噪声矩阵Ru中右下角的I×I的子矩阵，以得到矩阵Rn，其中，所述噪声矩阵Ru为一噪声向量u的共变异数矩阵，其维度为(I+L)×(I+L)，而所述噪声向量u包含所述多个信号分量与所述多个噪声分量中的噪声，其长度为I+L；
计算所述噪声矩阵Ru中左下角的I×L的子矩阵，以得到矩阵Rns；
计算矩阵Rn的反矩阵，以得到矩阵Rn-1，上标-1表示为反矩阵运算；以及
利用一方程式计算出所述多个噪声权重B0～BI-1。
15.如权利要求14所述的解展频方法，更包括下列步骤
在多个候选者中，计算第i个候选者的计量值；以及
选择出前I个具有较大计量值的多个候选者，作为所述多个预设时间，
其中，所述计量值为|βi|2E[|zn(mi)|2]，第i个候选者对应第i预设时间mi，第i预设时间mi对应第i噪声分量zn(mi)，βi为第i噪声分量对应之噪声权重的共轭值，E[·]表示为期望值运算。
全文摘要
本发明提出了一种耙式接收器及其解展频方法。该耙式接收器采用多个噪声支路产生多个噪声分量。接下来，噪声结合单元依照多个噪声权重调整每一噪声分量，以结合出一个估测的干扰噪声值。该耙式接收器利用该估测干扰噪声值，将信号支路所产生的主要信号中的噪声消除。从而提升了接收端的效能。
文档编号H04B7/02GK101345562SQ200710128199
公开日2009年1月14日 申请日期2007年7月10日 优先权日2007年7月10日
发明者白承宗, 李学智, 陈柏颖 申请人:凌阳电通科技股份有限公司