专利名称：基于伪误码率统计的盲信噪比估计方法
技术领域：
本发明涉及一种基于伪误码率统计的盲信噪比估计方法，适用于BPSK与QPSK调制信号， 无需额外的训练序列等开销，能够以很低的复杂度及合理的性能实现信噪比的估计，属于数 字通信中信噪比估计技术领域。
背景技术：
在大多数数字通信系统中，接收机收到的信号中往往会引入噪声。接收信号与噪声功率 的比值定义为信噪比，可以作为决定误码率、误帧率等通信系统性能指标的重要度量。此外， 为了实现最优的性能，许多通信系统中的关键算法及系统部件需要知道信噪比的信息。例如， 低密度奇偶校验码等信道编码需要准确的信噪比以回避性能损失，同时达到最佳的译码门限； 而自适应链路控制中的调制及编码方式的选取也需要信道质量的定量描述，即信噪比的信息； 此外，信噪比在扩频通信系统的功率控制中亦起着决定发射机传输功率的作用。因此， 一系 列实际的应用需求促进了信噪比估计算法的研究。
信噪比估计算法通常利用一段区间内接收机观测到的信号值，通过特定的运算以构造统 计量作为信噪比的估计。目前文献中存在多种有效的数字调制信号的信噪比估计算法。这些 算法主要可以分为三大类
第一类是最大似然估计法，其主要特点是其统计量由严格的统计信号处理理论所构造， 性能优良且易于评估。此类算法的局限性在于其统计量的形式往往较为复杂，因而计算复杂 度很高；如果为了改善性能而引入迭代结构，则复杂度会更高。故最大似然算法不适于实际 系统的高效硬件实现。
第二类是矩估计法，其主要特点是基于经验进行统计量的构造，其由接收信号的各阶矩 运算得到，性能适中。此类算法的局限性在于其统计量的构造不够严格，凭经验难以达到理 论最优性能；其中性能较好的算法往往会用到信号的高阶矩(如六阶、八阶矩等)，而这将带 来极高的运算复杂度，也往往是实际系统无法承受的。
第三类是频域估计法，其主要特点是利用信号的离散傅里叶变换将其转换至频域，然后 构造统计量进行信噪比估计。其性能相比前两类算法略差，而其优势在于可利用频域数据独 有的特点对抗较大的频率偏差。此类算法的局限性在于离散傅里叶变换的实现复杂度很高， 同样会对实际系统带来较大的负担。
此外，以上这些信噪比估计算法还有训练序列辅助(DA)与非训练序列辅助(NDA)之分。 前者在传输数据序列中插入接收段已知的一段训练序列，以便于接收机进行信噪比统计量的 构造；而后者也称为忙信噪比估计算法。DA算法性能优于NDA，而其付出的代价则是由于训 练序列的开销引入的有效传输速率的降低。
综上可知，现有的信噪比估计算法存在的主要不足在于运算复杂度过高，在实际系统中 实现需要付出很大的代价。
发明内容
本发明的目的是提出一种基于伪误码率统计的盲信噪比估计方法，利用了离散系统每个 调制符号中多个采样点的信息进行伪误码率统计，再利用伪误码率与信噪比之间单调的对应 关系进行一一映射，从而得到信噪比的估计值。该方法适用于BPSK与QPSK调制信号，无需 额外的训练序列等开销，能够以很低的复杂度及合理的性能实现信噪比的估计，适用于各类 需要信噪比估计的应用场合。
本发明的特征在于，所述方法依次含有以下步骤
步骤(1):接收信号首先经过一个基带化处理器，通过处理得到基带调制信号。对于所
述接收信号中的基带信号，包括基带BPSK信号和基带QPSK信号，该基带化处理器不作任何 处理，直接通过；对于所述接收信号中的带通信号，包括带通BPSK信号和带通QPSK信号， 用该基带化处理器中的正交下变频电路作正交下变频处理，得到可能存在有载波频率及相位 偏差的基带化后的带通BPSK复信号，或者基带化后的带通QPSK复信号。
输入的基带BPSK接收信号为实信号，包含一路数据信息；输入的基带QPSK接收信号为 复信号，包含I、 Q两路数据信息。输入的带通接收信号为实信号，对BPSK而言包含一路数 据信息，对QPSK而言包含I、 Q两路数据信息。
步骤(2):把步骤(1)的基带化处理器输出的基带信号或基带化后的带通信号首先经过 一个离散化处理器，对信号进行离散化处理。该处理器对采样率大于2的整数倍的符号率的
离散信号，不作任何处理直接通过；对连续信号进行采样率为每符号w个采样点的采样，以
得到对应的离散信号。该离散采样由模数转换器(adc)实现。其中，设w为大于2的自然
数；w的取值不宜过大，即离散化器的采样率应当能够由当前器件水平下的adc芯片所实现;
步骤(3):把步骤(2)的离散化处理器输出的基带离散信号或基带化后的带通离散信号 进行匹配滤波；该匹配滤波器的冲激响应为与发射信号采用相同滚降系数"的均方根升余弦 脉冲，其中0< ^1。该脉冲采样率同样为7V,其冲激响应序列为一个实数序列
{/z—m ...，/ —,,/ 。，…，/2履j ，其表达式为/z =/2( )|,—^，"=—《AV..,-1,0，1，'..，KA^，其中:
/z(0 = f" = +匸/z卜y w为均方根升余弦信号的连续脉冲，f-'表示连续傅里叶 逆变换，r、为符号周期，而/^)的傅立叶变换//( )的表达式为
其中s。为一常数，下文将给出其取值的确定方法。《为大于l的自然数，不宜过大，通
常取1<《^10，从而在系统性能损失可忽略的同时将匹配滤波器的资源开销控制在合理的范
围内；2《表示该匹配滤波器冲激响应所占据的符号数目。该脉冲具有单位能量，即
Z《=1;故根据上述步骤求出含有S。的^— ，、,A。,尽,…,/^}后，即可计算出S。的值。
另外记/^=0， /为绝对值大于《的所有整数；
步骤(4):把步骤(3)得到的匹配滤波器输出的、匹配滤波后的基带信号或基带化 后的带通信号经过一个同步器，以纠正可能存在的载波频率、相位偏差及定时偏差。当步骤 (1)的输入的接收信号为基带信号时，此同步器采用定时纠正方法对信号进行处理；而当其 为带通信号时，该同步器采用载波及定时纠正方法对信号依次串行进行处理。由此得到没有
载波频率及相位偏差和定时偏差的基带信号，该信号序列可以记为f…，,p3v;v.〗，对于
bpsk信号为实序列，对于qpsk信号为复序列。载波纠正与定时纠正的步骤如下
步骤(4.1):同步器对从步骤(3)的匹配滤波器输出的基带信号采用第一定时同步电路
纠正定时偏差，得到没有定时偏差的基带信号，记为^，.....}，对于bpsk为实序列， qpsk为复序列，该第一定时同步电路依次按以下步骤进行定时同步；
步骤(4. 1.1):在所述匹配滤波后输出的基带信号的实部/'(m)中，把每个符号当前选定 的最佳采样点位置的信号之前一个釆样点的信号/'( -l)、之后一个采样点的信号 /'("。+l)送入一个定时误差提取器，按下式算出并得到一个定时误差信号s,(n)，"为采样点 序号
<formula>formula see original document page 10</formula>符号Wg"为符号函数，自变量非负数时取值为 1，为负数时取值为-l;
其中，在系统开始工作时，该最佳采样点位置任意选取；
步骤(4.1.2):把所述定时误差信号f,(")送入一个一阶数字低通环路滤波器得到累积的 定时误差值<formula>formula see original document page 10</formula>为滤波系数步骤(4. 1.3):用一个比较器来判断累积误差值A(")是否达到设定的阀值，若达到设定 的阀值，则把累积误差清零，同时发出一个最佳采样点位置调整信号，控制最佳采样点的位 置，使其根据累积误差的极性，若为正，则提前一个单位采样间隔，否则，便延迟一个单位 采样间隔，从而找到最佳采样点/'("。)；
歩骤(4.2):同步器对步骤(3)的匹配滤波器输出的基带化后的带通信号采用依次串接 的载波同步电路和第二定时同步电路进行纠正，以得到没有载波频率及相位偏差的基带化后 的带通信号，记为(.....,少省,;VJV，.....}，对于BPSK信号为实信号，对于QPSK信号为复信号， 其纠正步骤如下
步骤(4.2.1):把步骤(4.2)所述的匹配滤波器输出的基带化后的带通信号包含的没有 经过频率纠正的1/Q两路数字基带信号/带(")、2带(")送入包括极性类型鉴相器在内的载波 同步电路中的一个鉴相器，按以下公式提取相位误差信号&.G):
<formula>formula see original document page 10</formula>带W，"为釆样器标号；
步骤(4.2.2):把所述相位误差信号^(")输入该载波恢复环内的一个二阶数字环路滤波
器进行滤波，其时序为
第"+ 1个采样点的相位误差累积信号 + 1)为
<formula>formula see original document page 10</formula>
第"+ l个采样点的频率误差累积信号/(n + l)为
<formula>formula see original document page 10</formula>
其中，常数&'、《2为该二阶数字环路滤波器的二个用于频率、相位的滤波参数，当步 骤(2)中所述模数转换器的采样频率/、远大于所述载波恢复环路的自然频率时，
/:2'= 277" 7;， <=w r、.，
其中，w =2;^ 为所述二阶数字环路的自然频率，；;为阻尼系数，7、.= ^^、，
歩骤(4.2.3):把经过步骤(4.2.2) 二阶数字环路滤波得到的误差累积信号^" + l)作 为所述载波同步电路内本地数控振荡器NC0的输入，以调整本振信号的频率；
步骤(4.2.4):把输入到步骤(4.2)所述载波同步电路的基带化后的带通信号包含的 1/Q两路数字基带信号/"w)、 a^附)与本地数控振荡器的输出信号cos-00、 sh^(w)在相位 旋转电路内相乘，进行相位旋转，得到经过频率纠正的1/Q两路数字基带信号/^'(/^、eaO^:
/带(附)=/带(OT) x c。s+ 2带(m) x sin ，
2带(附)=G带(m) x cos— /带(m) x sin -(")，
m与n之差为所述整个载波同步电路的运算延时；
步骤".2.5):对于BPSK信号，在一段设定的时间内统计/带(w)、 g带'(附)各自的平均 能量，选取其中能量大的一路作为无载波频率和相位偏差的有效信号，送往第二定时同步电 路进行定时同步；对于QPSK信号，直接把/带(w)、 e带'")分别送往第二定时同步电路进行 定时同步；
步骤(4.2.6):把经过步骤(4.2.1)至步骤(4.2.5)载频和相位同步的基带化后的带 通信号送往第二定时同步电路按步骤(4.1)所述的方法进行定时同步，以纠正可能存在的定 时偏差；
步骤(4.2.7):把经过步骤(4.1)定时同步的基带信号，或经过步骤(4.2.1)至步骤 (4. 2. 6)经过载频和相位同步并纠正及定时同步的基带化后的带通信号送往判决点选取器， 按以下步骤，对每个调制符号分别选取两个判决点，分两路输出，每一路的采样频率均为每 个符号一个采样点；
步骤(5):把步骤(4)得到的信号序列经过一个判决点选取器，对每个调制符号分别选 取两个判决点，分两路输出，每一路的采样率均为每符号l个采样点；其中一路为每个符号
的最佳釆样点所组成，即没有码间干扰的采样点，为(…，,w,y。,:^，…l;另一路为每个符号 的其他任意采样点之一，即存在码间干扰的采样点，为[-，^+/,少/^+/,—}，其中/为自然
数，取值范围为l到
-1 ，
为不小于！的最小整数其中，由步骤(4)中的定时同 2 步电路提供最佳采样点的位置及延时f个采样点的另一路采样点的位置；
步骤(6):把步骤(5)得到的两路判决点信号通过一个伪误码率统计器，进行伪误 码率的统计；这里伪误码率指的是两路采样信号判决结果不等的概率，即极性相反的概率； 选取M为统计区间长度，似为自然数，通常取102 103以上数量级，以保证估计精度；则对 于BPSK信号，伪误码率的估计值Pp为
n1 ^'e/ 、 计+ " 、卩，乃W口^W〈0
M 、 , 〔0，;vnyw+/
对于QPSK信号，伪误码率的估计值尸p为
尸=■
^ S{《(Re [yw ] ， Re [ ])+《(Im [乂w ], Im
少w
+/
-小
复数的虚部，
"Re[、],R仏,]卜 《(Im[yw],Im[j;w+/])=
2Mf^
其中函数Re表示取一个复数的实部，函数Im表示取-
—1,R如][Re[L/]〈0
Um[jVw]CIm[_y,w+/]<0 、0,Im[乂wpm[;^+,]2 0
步骤(7):把步骤(6)得到的伪误码率的估计值P,通过一个信噪比映射器，利用伪 误码率与信噪比之间单调的函数关系，通过数值方法得到信噪比的估计值p。该数值方法通 常由査表实现，将事先计算好的伪误码率与信噪比的数值存于存储器中，利用估计得到的伪
误码率查找与其对应的信噪比即可。该单调函数的形式如下 />p小会(4①(0,oo,0) + T(g2,l) +甲(g"l) + 2T(1,0))，其中
O(O,oo，O)-丄
arctan
1一G,
^1 + G,
+ arctan
1 —G
P工
1 — 2e//c
一-
血，"与^为积分限，x为积分变量，
w/c:为互补误差函数，其定义为^/"/) = 4 t为自变量，z为积分变量
v冗 *
勝
認
本发明提出的基于伪误码率统计的盲信噪比估计方法，其主要优点包括计算复杂度很 低，易于实现，无需训练序列辅助从而有较高的传输效率，性能与最大似然等估计算法相当， 适用于各类具体的应用。对于离散接收机，伪误码率统计的运算量很小，只需利用每符号多 个采样点的信息，判决两路采样信号极性的异同并累积计数即可；而通过函数的事先运算、 存储与査表相结合，从伪误码率到信噪比的映射只需简单的査表操作即可完成。
图1是信噪比估计方法的流程框图。
图2是信噪比估计器系统的电路原理框图。
图3是基带化处理器的电路原理框图。
图4是离散化处理器的电路原理框图。
图5是同步器的组成框图。
图6是定时同步电路的电路原理框图。
图7是载波同步电路的电路原理框图。
图8是判决点选取器的电路原理框图。
具体实施例方式
以下结合附图，详细介绍本发明的内容
图l是信噪比估计方法的流程框图。如图1所示。接收机接收到的信号在依次经过基带 化处理器、离散化处理器、匹配滤波、同步等操作后，得到没有频率及定时偏差的离散釆样 信号序列。该序列经过判决点选择器，得到两路采样率等于符号率的判决点序列；该序列再 通过伪误码率统计器，得到伪误码率的估计值。最后该值经过信噪比映射器，得到所估计出 的信噪比。 .
图2是信噪比估计器系统的电路原理框图。与图1对应，接收到的信号一次经过实现信 噪比估计方法的各个电路模块，最终得到所估计的信噪比。
以下是各部分的算法描述及其具体实现方法
图3是基带化处理器的电路原理框图。如图2所示，接收信号经过基带化处理器，通过 处理得到基带调制信号；具体实现方法为
(1)若接收到的信号是基带BPSK或QPSK信号，则该基带化处理器不作任何处理，直接
通过；
(2)若接收到的信号是带通BPSK或QPSK信号，则用该基带化处理器中的正交下变频电 路作正交下变频处理，得到可能存在有载波频率及相位偏差的基带化后的带通BPSK复信号， 或者基带化后的带通QPSK复信号；
输入的基带BPSK接收信号为实信号，包含一路数据信息；输入的基带QPSK接收信号为 复信号，包含I、 Q两路数据信息。输入的带通接收信号为实信号，对BPSK而言包含一路数 据信息，对QPSK而言包含I、 Q两路数据信息。
图4是离散化处理器的电路原理框图。如图3所示，基带信号或基带化后的带通信号经 过离散化处理器，通过处理得到基带离散信号；具体实现方法为
(1) 若接收到的信号是采样率为大于2的整数倍的符号率的离散采样信号，则该处理器 对信号不作任何处理直接通过；
(2) 若接收到的信号是连续信号，则该处理器对信号进行采样率为每符号W个采样点 的采样，以得到对应的离散信号。该离散采样由模数转换器(ADC)实现。其中，设jV为大 于2的自然数；W的取值不宜过大，即离散化器的采样率应当能够由当前器件水平下的ADC 芯片所实现。
随后，离散化处理器得到的基带离散信号或基带化后的带通离散信号经过一个匹配滤波 器，对信号进行匹配滤波；该匹配滤波器的冲激响应为与发射信号采用相同滚降系数a的均 方根升余弦脉冲，其中0<"21。该脉冲采样率同样为W，其冲激响应序列为一个实数序列 (/Lhv,…，/l"^A,…，/ hv)，其表达式为/ =/2(0|,—認,…，—1,0，1,…，纽'其中 W) = F" [Z/(w)]-^ ￡//(w)e^^w为均方根升余弦信号的连续脉冲，F"表示连续傅里叶 逆变换，r、为符号周期，而/^)的傅立叶变换//( )的表达式为
其中S。为一常数，下文将给出其取值的确定方法。尺为大于l的自然数，不宜过大，通 常取l <《S10 ，从而在系统性能损失可忽略的同时将匹配滤波器的资源开销控制在合理的范
围内；2尺表示该匹配滤波器冲激响应所占据的符号数目。该脉冲具有单位能量，即
￡《=1;故根据上述步骤求出含有5。的{/^0,，^..，、}后，即可计算出S。的值。
另外记/z,-o， /为绝对值大于/:的所有整数；
图5是同步器的组成框图。如图5所示，匹配滤波后的基带信号或基带化后的带通信号
经过同步器，以纠正可能存在的载波频率、相位偏差及定时偏差；具体实现方法为
(1) 当接收机输入的信号为基带信号时，此同步器对信号采用第一定时同步电路对信号
进行处理，以得到没有定时偏差的基带信号，该信号序列可以记为,，^:^…b对于BPSK
信号为实序列，对于QPSK信号为复序列；
(2) 当接收机输入的信号为带通信号时，该同步器采用载波同步电路及第二定时同步电 路对信号进行处理，以得到没有载波频率及相位偏差和定时偏差的基带信号，该信号序列可 以记为l…，,w,y。，^v，…1，对于BPSK信号为实序列，对于QPSK信号为复序列。载波及定时 纠正以顺序串行实现。
图6是第一与第二定时同步电路的电路原理框图。如图6所示，匹配滤波后的基带信号 或经过载波频率及相位纠正后的基带化后的带通信号经过定时同步器，以纠正可能存在的定 时偏差；具体实现方法为
(l)在匹配滤波后输出的基带信号或经过载波频率及相位纠正后的基带化后的带通信号
的实部/'(m)中，把每个符号当前选定的最佳采样点位置的信号/(w。;)、之前一个采样点的信
号/'("。-1)、之后一个采样点的信号/'^。+l)送入一个定时误差提取器，按下式算出并得到 一个定时误差信号f,(力，"为采样点序号
f,(")=鄉n(/'("。))*[/("。 +1) - /'("。 -1)]，符号为符号函数，自变量非负数时取值为 1，为负数时取值为-l;
其中，在系统开始工作时，该最佳采样点位置任意选取；
(3) 把所述定时误差信号f,(n)送入一个一阶数字低通环路滤波器得到累积的定时误差 值￡,(")，《(")=￡,("-1)+《^("), ^为滤波系数，&<1;
(3)用一个比较器来判断累积误差值5,00是否达到设定的阀值，若达到设定的阀值， 则把累积误差清零，同时发出一个最佳采样点位置调整信号，控制最佳采样点的位置，使其 根据累积误差的极性，若为正，则提前一个单位采样间隔，否则，便延迟一个单位采样间隔， 从而找到最佳采样点/'("。)。
图7是载波同步器的电路原理框图。如图7所示，匹配滤波后的基带化后的带通信号经 过载波同步器，以纠正可能存在的载波频率、相位偏差；具体实现方法为
(1) 把匹配滤波器输出的基带化后的带通信号包含的没有经过频率纠正的1/Q两路数字
基带信号/带(")、2带'(")送入包括极性类型鉴相器在内的载波同步电路中的一个鉴相器，按 以下公式提取相位误差信号^如)
&.(")=/带(")>^带(")，"为采样器标号；
(2) 把所述相位误差信号^(^输入该载波恢复环内的一个二阶数字环路滤波器进行滤 波，其时序为
第"+ 1个采样点的相位误差累积信号^(A2 + 1)为
^" + lH("X/(")+^(")，
第"+ l个采样点的频率误差累积信号/( + 1)为
其中，常数a:,、《'为该二阶数字环路滤波器的二个用于频率、相位的滤波参数，当前
述模数转换器的采样频率/、远大于所述载波恢复环路的自然频率时，尺2' =2;/w 7;,
《1 = J、，
(3) 把经过(2)的二阶数字环路滤波得到的误差累积信号""+ l)作为所述载波同步电 路内本地数控振荡器NCO的输入，以调整本振信号的频率；
(4) 把所述载波同步电路的基带化后的带通信号包含的1/Q两路数字基带信号/^m)、 2"m)与本地数控振荡器的输出信号cos"")、 sin0(;7)在相位旋转电路内相乘，进行相位旋 转，得到经过频率纠正的I/Q两路数字基带信号/带如)、Q带如)
m与n之差为所述整个载波同步电路的运算延时； (5)对于BPSK信号，在一段设定的时间内统计/带(附)、0带(m)各自的平均能量，选取 其中能量大的一路作为无载波频率和相位偏差的有效信号，送往第二定时同步电路进行定时 同步；对于QPSK信号，直接把/带(m)、 2带(附)分别送往第二定时同步电路进行定时同步；
图8是判决点选取器的电路原理框图。如图8所示，同步后的信号序列经过一个判决点 选取器，对每个调制符号分别选取两个判决点，分两路输出，每一路的采样率均为每符号1
其中，《 =2; /;为所述二阶数字环路的自然频率，"为阻尼系数，r、.
/带'(附)=/带(OT) x cos -(") + 0带(w) x s一(")， 2带(附)=G带(附)x c。s 0(w) — /带(m) x sin -(")，
个采样点；具体实现方法为
(1) 第一路为每个符号的最佳采样点所组成，即没有码间干扰的采样点，为
(2) 第二路为为每个符号的其他任意采样点之一，即存在码间干扰的采样点，为<formula>formula see original document page 17</formula>
为不小于il的最小
<formula>formula see original document page 17</formula>其中/为自然数，取值范围为l到
其中，由前述定时同步电路提供最佳采样点的位置及延时f个采样点的另一路釆样点的 位置。
接下来，判决点选取器得到的两路判决点信号通过一个伪误码率统计器，进行伪误码率 的统计；这里伪误码率指的是两路采样信号判决结果不等的概率，即极性相反的概率；选取M 为统计区间长度，M为自然数，通常取102 103以上数量级，以保证估计精度；则对于BPSK 信号，伪误码率的估计值A为
对于QPSK信号，伪误码率的估计值^为
<formula>formula see original document page 17</formula>
其中函数Re表示取一个复数的实部，函数Im表示取一个复数的虚部， 《<formula>formula see original document page 17</formula><formula>formula see original document page 17</formula>最后，伪误码率统计器得到的伪误码率的估计值A通过一个信噪比映射器，利用伪误码 率与信噪比之间单调的函数关系，通过数值方法得到信噪比的估计值p。该数值方法通常由 査表实现，将事先计算好的伪误码率与信噪比的数值存于存储器中，利用估计得到的伪误码 率査找与其对应的信噪比即可。该单调函数的形式如下
<formula>formula see original document page 17</formula>))，其中<formula>formula see original document page 18</formula>，
<formula>formula see original document page 18</formula>，"与^为积分限，；c为积分变j
er/c为互补误差函数，其定义为w/c(0-4 f%—z2&， t为自变量，z为积分变
<formula>formula see original document page 18</formula>
通过以上步骤，最终得到信噪比的估计值p。
如前所述，根据本发明，基于伪误码率统计的盲信噪比估计方法回避了现有各类算法
计算复杂度过高、实现代价过大的局限性，简化了硬件结构及实现代价；其无需训练序列辅 助，从而有较高的传输效率；性能与最大似然等最优的估计算法相当，具有较强的通用性； 同时具有简洁实用、结构规律的电路设计和实现，易于芯片集成。
权利要求
1、基于伪误码率统计的盲信噪比估计方法，其特征在于依次含有以下步骤步骤(1)接收机收到的接收信号经过基带化处理器得到基带调制信号对于所述接收信号中的基带信号，包括基带BPSK信号和基带QPSK信号，该基带化处理器不作任何处理，直接通过；对于所述接收信号中的带通信号，包括带通BPSK信号和带通QPSK信号，用该基带化处理器中的正交下变频电路作正交下变频处理，得到可能存在有载波频率及相位偏差的基带化后的带通BPSK复信号，或者基带化后的带通QPSK复信号；步骤(2)离散化处理器对步骤(1)所述基带化处理器输出的基带信号或基带化后的带通信号进行离散化处理对于采样率大于2的整数倍的符号率的离散信号不作任何处理而直接通过；对于连续信号则用模数转换器进行采样率为每符号N个采样点的采样，得到对应的离散信号，其中，N为大于2的自然数，N的上限应以当前模数转换器能实现为准；步骤(3)匹配滤波器对步骤(2)中离散化处理器输出的基带离散信号或基带化后的带通离散信号进行匹配滤波该匹配滤波器的冲激响应为与发射信号采用相同滚降系数α的均方根升余弦脉冲，0≤α≤1；该脉冲采样率同样为N，其冲激响应序列为一个实数序列{h-KN，.......，h-1，h0，h1，......hKN}，hn的表达式为<math-cwu><![CDATA[<math> <mrow><msub> <mi>h</mi> <mi>n</mi></msub><mo>=</mo><mi>h</mi><mrow> <mo>(</mo> <mi>t</mi> <mo>)</mo></mrow><msub> <mo>|</mo> <mrow><mi>t</mi><mo>=</mo><mfrac> <mrow><mi>n</mi><msub> <mi>T</mi> <mi>s</mi></msub> </mrow> <mi>N</mi></mfrac> </mrow></msub><mo>,</mo> </mrow></math>]]></math-cwu><!--img id="icf0001" file="S2007101799717C00011.gif" wi="24" he="7" top="5" left = "5" img-content="drawing" img-format="tif" orientation="portrait" inline="no"/-->n＝-KN，...，-1，0，1，...KN，其中h(t)为均方根升余弦信号的连续脉冲，
全文摘要
基于伪误码率统计的盲信噪比估计方法，属于数字通信中信噪比估计技术领域，其特征在于依以含有基带化；离散化；匹配滤波；消除可能存在的载波频率、相位误差、定时误差；用判决器选取判决点；伪误码率统计和信噪比映射等步骤。本发明利用了离散系统每个调制符号中多个采样点的信息进行伪误码率统计，再利用伪误码率与信噪比之间的对应关系进行一一映射，从而得到信噪比估计值。本发明适用于BPSK与QPSK调制信号，无需额外的训练序列，能以很低的复杂度及合理的性能实现信噪比估计，适用于各类需要信噪比估计的应用场合。
文档编号H04L27/22GK101184071SQ20071017997
公开日2008年5月21日 申请日期2007年12月20日 优先权日2007年12月20日
发明者包建荣, 詹亚锋, 邢腾飞, 陆建华 申请人:清华大学