专利名称：信道估计设备、均衡设备及无线电系统的制作方法
技术领域：
本发明涉及信道估计设备、均衡设备及无线电系统，更具体地，涉及 将单载波信号转换为频域信号并且通过频域信号处理执行信道估计和均衡 处理的信道估计设备和均衡设备。
背景技术：
在下一代移动通信的上行无线电系统中，为了扩展通信区域，将重要 性附于终端的高传输功率效率。作为满足该要求的无线电方案，利用具有
低峰均功率比(PAPR)的单载波(SC)的系统已在考虑之中。此外，在 高速数据传输必不可少的下一代移动通信中，当SC信号用于执行高速数 据传输时，可能发生码间干扰(多路径干扰)。
作为用于抑制多路干扰的简单方法，可以使用线性均衡器，并且通过 频域信号处理来执行均衡处理以显著减少计算处理量的频域均衡器正在实 验中(非专利文献1)。为了计算均衡权重，在频域均衡器中需要频域信 道特性。因此，正在研究一种将导频接收信号直接转换为频域信号并且通 过导频接收信号与导频基准信号之间的频域相关处理来估计信道特性的方 法。
图9示出在传统无线电系统中使用的信道估计设备和均衡设备(频域 均衡器)的配置。信道估计设备和均衡设备包括GI (保护间隔)去除部分 101、 S/P (串行/并行)转换部分102、 FFT (快速傅立叶变换)部分103、 接收滤波器104、信道估计部分105、权重计算部分113、均衡滤波器 114、 IFFT (反向快速傅立叶变换)部分105，以及P/S (并行/串行)转换 部分116。
在图6中示出了在使用频域均衡器的情况下的无线电帧格式的一个示 例。无线电帧信号由多个导频信号块或多个数据信号块组成。在图6的示
例中，导频信号块被置于无线电帧信号的头部，后跟多个连续的数据信号
块。在FFT处理之前向每个块的头部加入GI，以避免来自每个块之前的 块的多路干扰。循环前缀通常用作GI，其将每个块中的最后数据加入其头 部。
GI去除部分101接收接收信号并且去除该接收信号中与GI相对应的 部分。S/P转换部分102执行对已被GI去除部分101去除GI的接收信号 的串并行转换。FFT部分103被提供以己经过S/P转换部分102的S/P转 换的接收信号，并且向接收信号施加NFFT (Nfft是等于或大于2的整数并 且是2的幂)点FFT，以将其转换为频域中的信号。
接收滤波器104将接收信号的频段限制在频域之内，以对波形进行整 形并抑制噪声。升余弦滚降(roll-off)滤波器通常用作接收滤波器。虽然 在图9所示的配置中接收信号的滤波是通过频域信号处理来执行的，但是 也可以在FFT部分103的处理之前通过时域信号处理来执行滤波。
信道估计部分105执行导频接收信号与导频基准信号之间的频域相关 处理，以估计信号特性。信道估计部分105包括导频基准信号生成部分 106、相关处理部分lll，以及噪声抑制部分112。
导频基准信号生成部分106包括S/P转换部分107、 FFT部分108、发 送/接收滤波器109，以及ZF (迫零)/MMSE (最小均方误差)计算部分 110。
S/P转换部分107执行对导频码的串并行转换。FFT部分108向已经 过S/P转换部分107的S/P转换的导频码施加FFT，以便将导频码转换为 频域。发送/接收滤波器109使导频码的频域信号通过发送/接收滤波器。 虽然在图9所示的配置中导频码的频域信号的滤波是通过频域信号处理来 执行的，但是也可以在FFT部分108的处理之前通过时域信号处理来执行 滤波。发送/接收滤波器109的处理可被省略，以便减少计算处理量。
ZF/MMSE计算部分110使用从发送/接收滤波器109输出的信号来计 算在相关处理中使用的导频基准信号。
图IO示出了 ZF计算部分110的配置，该ZF计算部分110计算用于 ZF信道估计的导频基准信号。ZF计算部分110包括平方计算部分121、
倒数计算部分122和乘法部分123。执行ZF信道估计所需的子载波m的 导频基准信号X (m) (l^m^NFFT)由下式表示。
其中c (m)是发送/接收滤波器109的输出信号。
图11示出了 MMSE计算部分的配置，该MMSE计算部分计算用于 MMSE信道估计的导频基准信号。MMSE计算部分110包括平方计算部分 121、噪声添加部分124、倒数计算部分122，以及乘法部分123。执行 MMSE信道估计所需的子载波m的导频基准信号X (m) (1 Sm^NFFT) 由下式表示。
其中c^是噪声功率。
相关处理部分111被提供以导频基准信号X (m)和导频接收信号 (其频段受接收滤波器104限制)，并执行每个子载波的导频基准信号X (m)和导频接收信号之间的相关以估计频域信道特性。子载波m的信道 估计值H (m) (l^m^NFFT)由下式表示。 [3号]
//(m) = X*(w)Z^O) (3)
其中PRx(m)是导频接收信号(其频段受接收滤波器104限制)，后缀 *是复共轭。在ZF信道估计中，可以消除导频接收信号的码特性，以及发 送/接收滤波器的特性，由此仅可以检测到信道特性H(m)。然而，如果导 频码的频域信号的大小不恒定，则会发生噪声增强，从而使信道估计精度 劣化。
图7示出了在随机码被用作导频码的情况下获得的导频基准信号的增 益特性(1/IC(m)f特性)。在码的固有特性中并且在频段的边缘处，当增 益由于发送/接收滤波器的衰减而大于0dB时，发生噪声增强。在MMSE 信道估计中，为了抑制噪声增强，这样确定导频基准信号的增益，使得信
道估计值的均方误差变得最小，这与ZF信道估计的情况相比改进了信道 估计精度。
噪声抑制部分112抑制由相关处理部分111估计的信道估计值的噪 声，从而提高信号功率与噪声功率之比(S/N)。噪声抑制部分112可以 使用对邻近子载波求平均值的方法，将信道估计值临时转换为时域中的估 计值以去除噪声路径的方法，等等。
权重计算部分113被提供以从信道估计部分105中输出的、频域中的 信道估计值，并且通常根据MMSE方法来计算均衡权重。子载波m上的 MMSE权重W(m) (1《m < NFrr)是根据下式使用信道估计值H(m)来计算 的。
均衡滤波器114被提供以由权重计算部分113计算的均衡权重和接收 信号(其频带受接收滤波器104限制)，并且通过将接收信号乘以每个子 载波的均衡权重来在频域中均衡接收信号。假定数据接收信号(其频段受 接收滤波器104限制)是Drx(hi) (1 S m S N^t)并且由权重计算部分113计 算的权重是W(m)，那么由均衡滤波器114均衡的信号Y(m) (1 S m《NFFT) 由下式表示。
y(m)=『*(m)Z^(m) (5) 其中后缀*是复共轭。
IFFT部分115被提供以从均衡滤波器114输出的、频域中的经均衡信 号，并且向经均衡信号施加Nfft点IFFT，以将其转换为时域中的信号。 P/S转换部分116执行对时域中的信号的并串行转换，以将其输出为经解 调信号。
非专禾(J文献l: D. Falconer, S. L. Ariyavisitakul， A. Benyamin-Seeyar 禾口 B. Eidson， "Frequency Domain Equalization for Single-Carrier Broadband Wireless Access," IEEE Commun. Mag.， vol. 40， no. 4， pp. 58-66， 2002 年4月。
发明内容
本发明所要解决的问题
如上所述，在传统的信道估计设备和均衡设备中，当ZF/MMSE计算 部分110和相关处理部分111执行ZF信道估计时，如果导频码的频域信 号的大小不恒定，则发生噪声增强，从而使信道估计精度劣化，这可以导 致均衡特性的劣化。
另外，当信道估计是使用MMSE方法执行的时，信道估计精度与ZF 方法相比得到提高，同时计算量增大。这是因为，由于导频码在通信期间 不变，在执行ZF信道估计的情况下，在通信之前仅生成导频基准信号一 次就足够了，而在MMSE传输估计中，每当噪声功率值被更新，就有必要 执行图ll所示的噪声添加部分124、倒数计算部分122和乘法部分124的 处理，以便计算导频基准信号。
本发明的一个目的在于提供信道估计设备和均衡设备，其将单载波信 号转换为频域信号并且通过频域信号处理来执行信道估计和均衡处理，其 中通过将在信道估计部分的相关处理中使用的导频基准信号的增益限幅至 预定值，可以用更少的计算处理来实现高信道估计精度。 用于解决问题的手段
为了解决上面的问题，根据本发明的一个方面，提供了一种信道估计 设备，其将单载波信号转换为频域信号并且通过频域信号处理来估计信道 特性，特征在于包括ZF计算/限幅处理部分，其根据迫零(ZF)方法使 用通过将导频码转换为频域而获得的信号来计算导频基准信号，并且将所 计算的导频基准信号的增益限幅至预定值以生成限幅后的导频基准信号； 以及相关处理部分，其执行频域中的导频接收信号与限幅后的导频基准信 号之间的相关，以便估计频域的信道特性。
根据本发明的第二方面，提供了一种均衡设备，其将单载波信号转换 为频域信号并且通过频域信号处理来执行均衡处理，特征在于包括ZF计 算/限幅处理部分，其根据迫零(ZF)方法使用通过将导频码转换为频域 而获得的信号来计算导频基准信号，并且将所计算的导频基准信号的增益
限幅至预定值以生成限幅后的导频基准信号；相关处理部分，其执行频域
中的导频接收信号与限幅后的导频基准信号之间的相关，以便估计频域的
信道特性；权重计算部分，其基于频域的信道特性来计算均衡权重；以及 均衡滤波器，其使用均衡权重来执行对频域接收信号的均衡处理。
ZF计算/限幅处理部分可以按照自适应方式改变与噪声功率值成反比 的限幅的预定值。ZF计算/限幅处理部分可以预先计算被限幅至不同预定 值的多个导频基准信号候选，并且基于与噪声功率值成反比的值从所述多 个导频基准信号候选中选择被限幅至最佳值的导频基准信号。
信道估计设备和均衡设备可以在相关处理部分的后级包括噪声抑制部 分，该噪声抑制部分抑制由相关处理部分估计的信道估计值的噪声，以改 善信号功率与噪声功率之比(S/N)。噪声抑制部分可以包括以下两项中 的一个或两个时间窗滤波器，其从通过将由相关处理部分估计的信道估 计值转换为时域而获得的信道响应的各路径中去除除预定部分之外的一部 分路径作为噪声路径；以及噪声路径去除部分，其去除所具有的值小于预 定噪声阈值的路径作为噪声路径，并且可以将已被去除噪声路径的信道响 应转换为频域，以便输出噪声得到抑制的信道估计值。
权重计算部分可以基于MMSE (最小均方误差)方法或ZF方法来计
算均衡权重。 本发明的优点
根据本发明，提供了将单载波信号转换为频域信号并且通过频域信号 处理来执行信道估计和均衡处理的信道估计设备和均衡设备，其中通过把 在信道估计部分的相关处理中使用的导频基准信号的增益限幅至预定值， 可以用更少的计算处理量来实现高信道估计精度。
图1是根据本发明第一示例在无线电系统中使用的信道估计设备和均 衡设备的配置视图2是示出本发明第一示例中的ZF计算/限幅处理部分的配置的框
图3是示出本发明第二示例中的ZF计算/限幅处理部分的配置的框
图4是示出本发明第三示例中的ZF计算/限幅处理部分的配置的框
图5是示出本发明第一示例中的噪声抑制部分的配置示例的框图； 图6是示出在传统示例中使用频域均衡器的情况下的无线电帧格式的 示例的示图7是示出在传统示例中使用随机码作为导频码的情况下得到的导频 基准信号的增益特性的示图8是示出已在本发明的第一示例中经过限幅的导频基准信号的增益 特性的示图9是示出根据传统示例的信道估计设备和均衡设备的框图IO是传统示例中的ZF/MMSE计算部分中的ZF计算部分的配置；
图11是传统示例中的ZF/MMSE计算部分中的MMSE计算部分的配置。
标号说明
1、 101: GI去除部分
2、 7、 35、 102、 107: S/P转换部分
3、 8、 36、 103、 108: FFT部分
4、 104:接收滤波器
5、 105:信道估计部分
6、 106:导频基准信号生成部分 9、 109:发送/接收滤波器
10: ZF计算/限幅处理部分
11、 111:相关处理部分
12、 112:噪声抑制部分
13、 113:权重计算部分
14、 114:均衡滤波器
部分
16、 32、 116: P/S转换部分
21、 121:平方计算部分
22、 122:倒数计算部分
23、 123:乘法部分 24:限幅部分
25-1至N:导频基准信号候选生成部分
26:导频基准信号选择部分
33:时间窗滤波器
34:噪声路径去除部分
110: ZF/MMSE计算部分
124:噪声添加部分
具体实施例方式
现在，将参考附图来更详细地描述本发明的示例性实施例。 第一示例
图1是根据本发明的信道估计设备和均衡设备的第一示例的配置视 图。在根据图1所示的当前示例的无线电系统中使用的信道估计设备和均
衡设备包括GI去除部分1、 S/P转换部分2、 FFT部分3、接收滤波器4、 信道估计部分5、权重计算部分13、均衡滤波器14、 IFFT部分15，以及 P/S转换部分16。本示例的特征在于在信道估计部分5的相关处理中使用 的导频基准信号的增益被限幅至预定值。
GI去除部分1接收接收信号并且去除该接收信号中与GI相对应的部 分。S/P转换部分2执行对已被GI去除部分1去除GI的接收信号的串并 行转换。FFT部分3被提供以已经过S/P转换部分2的S/P转换的接收信 号，并且向接收信号施加NFFT (Nfft是等于或大于2的整数并且是2的 幂)点FFT，以将其转换为频域中的信号。
接收滤波器4将接收信号的频段限制在频域之内，以对波形进行整形 并抑制噪声。上升余弦滚降滤波器通常用作接收滤波器。虽然在图1所示
的配置中接收信号的滤波是通过频域信号处理来执行的，但是也可以在
FFT部分3的处理之前通过时域信号处理来执行滤波。
信道估计部分5执行导频接收信号与导频基准信号之间的频域相关， 以估计信道特性。信道估计部分5包括导频基准信号生成部分6、相关处 理部分ll，以及噪声抑制部分12。
导频基准信号生成部分6包括S/P转换部分7、 FFT部分8、发送/接 收滤波器9，以及ZF计算/限幅处理部分10。 S/P转换部分7执行对导频 码的串并行转换。FFT部分8向已经过S/P转换部分7的S/P转换的导频 码施加FFT，以便将导频码转换为频域。发送/接收滤波器9使导频码的频 域信号通过发送/接收滤波器。虽然在图1所示的配置中导频码的频域信号 的滤波是通过频域信号处理来执行的，但是也可以在FFT部分8的处理之 前通过时域信号处理来执行滤波。发送/接收滤波器9的处理可被省略，以 便减少计算处理量。
ZF计算/限幅处理部分10使用从发送/接收滤波器9输出的信号来计算 在相关处理中使用的导频基准信号。
图2示出了第一示例中的ZF计算/限幅处理部分10的配置。
ZF计算/限幅处理部分10包括平方计算部分21、倒数计算部分22、 限幅部分24和乘法部分23。限幅部分24将使用ZF方法计算的导频基准 信号的增益(l/IC(m)f)限幅至预定值。执行信道估计所需的子载波m的导 频基准信号X(m) (1 S m S Nfft)由下式表示。
JT(m)=G(m)C(m) (6)
其中G(m)是已经过限幅的导频基准信号的增益，其是根据下式计算的。
<formula>formula see original document page 14</formula>
其中Gra是限幅的预定值(限幅值)。
(7)
相关处理部分11被提供以导频基准信号X(m)和导频接收信号PRX(m) (其频段受接收滤波器4限制)，并执行每个子载波的导频基准信号和导 频接收信号之间的相关以估计频域信道特性。子载波m的信道估计值 H(m)(l S m S NpFT)根据下式来计算。
<formula>formula see original document page 15</formula> (8)
其中后缀*是复共轭。
在根据本示例的信道估计中，在导航码的频域信号的大小不恒定的情 况下，将导频基准信号的增益G(m)限制为不大于预定值GTH的值，从而减 小噪声增强。
图8示出了被限幅至限幅惶Gth 10dB的导频基准信号的增益特性(G (m)特性)。如从图8可见，通过将G(m)的最大增益限制至10 dB，与 ZF信道估计的情况相比，可以减少噪声增强从而提高信道估计精度。另 外，与ZF信道估计的情况下一样，在通信之前仅生成导频基准信号一次 就足够了，使得可以避免计算处理量的增加。
噪声抑制部分12抑制由相关处理部分11估计的信道估计值的噪声， 从而提高信号功率与噪声功率之比(S/N)。噪声抑制部分12可以使用对 邻近子载波求平均值的方法，将信道估计值临时转换为时域中的估计值以 去除噪声路径的方法，等等。
图5示出了噪声抑制部分12的配置示例。噪声抑制部分12包括IFFT 部分31、 P/S转换部分32、时间窗滤波器33、噪声路径去除部分、S/P转 换部分35，以及FFT部分36。
IFFT部分31将由相关处理部分11估计的信道估计值转换为时域中的 信道响应。P/S转换部分32执行对该信道响应的并串行转换。时间窗滤波 器33使已经过P/S转换的信道响应通过时间窗滤波器，从而抑制噪声。例 如，假定信道响应值在GI宽度内，则将路径中除了与GI宽度相对应的部 分之外的部分作为噪声路径从信道响应的相应值(路径)中去除(用0替 换)。
噪声路径去除部分33从已通过时间窗滤波器的相应路径中去除(以0
替换)所具有的值小于预定噪声阈值(通过向噪声电平加入预定阈值而得 到的值)的作为噪声路径的路径。已被时间窗滤波器去除的噪声的平均值
可被用作噪声阈值。虽然在图5的配置中使用了时间窗滤波器33和噪声 路径去除部分34两者，但是也可以使用其中省略时间窗滤波器33和噪声 路径去除部分34之一的配置。
S/P转换部分34执行对已被去除噪声路径的信道响应的串并行转换。 FFT部分35将经S/P转换后的信道响应转换为频域中的信号，以输出S/N 已得到改善的信道估计值。
权重计算部分13被提供以从信道估计部分5中输出的、频域中的信 道估计值，并且通常根据MMSE方法来计算均衡权重。子载波m上的 MMSE权重W(m) (1 S m S Ni^)是根据下式使用信道估计值H(m)和噪声功 率(72来计算的。
均衡滤波器14被提供以由权重计算部分13计算的均衡权重和接收信 号(其频段受接收滤波器4限制)，并且通过将接收信号乘以每个子载波 的均衡权重来在频域中对接收信号进行均衡。假定数据接收信号(其频段 受接收滤波器4限制)是DRx(m) (1 s m s nfft)并且由权重计算部分13计 算的权重是W(m)，那么由均衡滤波器14均衡的信号Y(m) (1 S m S NFFT) 由下式表示。
<formula>formula see original document page 16</formula>
其中后缀*是复共轭。
IFFT部分15被提供以从均衡滤波器14输出的、频域中的经均衡信 号，并且向经均衡信号施加Nfft点IFFT，以将其转换为时域中的信号。 P/S转换部分16执行对时域中的信号的并串行转换，以将其输出为经解调 信号。
如上所述，在本示例中，通过将利用ZF方法计算的导频基准信号的 增益限幅至预定值，可以减少从ZF信道估计步骤开始所需的计算处理
量，从而实现高信道估计精度。 第二示例
接下来将描述本发明的另一示例。第二示例与第一示例的不同之处仅 在于ZF计算/限幅处理部分10的操作。其他组件的操作与第一示例的操作 相同，并且这里省略对其的描述。
图3示出了第二示例中的ZF计算/限幅处理部分10的配置。 图3所示的ZF计算/限幅处理部分10包括平方计算部分21、倒数计 算部分22、限幅部分24和乘法部分23。在第一示例中，限幅部分24将 导频基准信号的增益(l/IC(m)ft限幅至第一示例中的预定值；而在第二示例 中，限幅部分24以自适应方式将导频基准信号的增益(l/IC(m)f)限幅至与
噪声功率C^成反比的值。就是说，当噪声功率^较大时，限幅值GxH被减 小以不造成噪声增强。例如，限幅值GTH被设置如下。
其中p是预定的偏移值。
在本示例中，以自适应方式基于噪声功率值来限幅导频基准信号的增
益，从而与ZF信道估计相比提高信道估计精度。结果，可以实现可与 MMSE信道估计相比较的信道估计精度。另外，在本示例中，虽然每当噪 声功率值的值被更新时就需要执行限幅部分24和乘法部分23的处理，但 是倒数计算部分22的处理可被省略，所以与MMSE信道估计相比可以减 少计算量。
如上所示，在本示例中，以自适应方式基于噪声功率值来限幅利用 ZF方法计算的导频基准信号的增益，从而在与MMSE信道估计相比减少 计算处理量的同时实现可与MMSE信道估计相比较的信道估计精度。 第三示例
将描述本发明的又一示例。第三示例与第一和第二示例的不同之处仅 在于ZF计算/限幅处理部分IO的操作。其他组件的操作与第一和第二示例 的操作相同，并且这里省略对其的描述。
图4示出第三示例中的ZF计算/限幅处理部分10的配置。
图4所示的ZF计算/限幅处理部分10包括N (N是等于或大于2的整 数)个导频基准信号候选生成部分25-1至25-N和导频基准信号选择部分 26。导频基准信号候选生成部分25-1至25-N中的每一个具有与图2所示 的ZF处理/限幅处理部分的配置相同的配置。
导频基准信号候选生成部分25-1至25-N将导频基准信号的增益 (1/IC(m)ft限幅至不同的预定值(图4中的预定值1至N)并且计算N个导 频基准信号候选Xl(m)至XN(m)。
导频基准信号选择部分26从N个导频基准信号候选Xl(m)至XN(m) 中选择已被限幅至与限幅值Gra最接近的值的一个导频基准信号候选，限 幅值Gra是根据式(11)从噪声功率值ciH十算的。
在上面的第二示例中，通过以自适应方式将导频基准信号的增益限幅 至与噪声功率^成反比的值，可以实现可与MMSE信道估计相比较的信 道估计精度。然而，每当噪声功率值c^的值被更新就需要执行限幅部分24 和乘法部分23的处理，故无法实现从MMSE信道估计步骤开始所需的计 算处理量的足够减少。
另一方面，在本示例中，通过计算多个导频基准信号候选(其中导频 基准信号的增益被限幅至不同的预定值)并基于噪声功率值cr2来选择被限 幅至最佳值的导频基准信号，可以实现可与MMSE信道估计相比较的信道 估计精度。另外，在通信之前仅生成多个导频基准信号一次就足够了，所 以可以避免计算处理量的增加。
如上所述，在本示例中，通过计算多个导频基准信号候选(其中利用 ZF方法计算的导频基准信号的增益被限幅至不同的预定值)并基于噪声功 率值来选择被限幅至最佳值的导频基准信号，可以实现可与MMSE信道估 计相比较的信道估计精度，同时避免从ZF信道估计步骤开始所需的计算 处理量的增加。 工业应用性
本发明可应用于在无线电系统中使用的信道估计设备和均衡设备。具 体而言，本发明可适合应用于将单载波信号转换为频域信号并且通过频域
信号处理来执行信道估计和均衡处理的信道估计设备和均衡设备。
权利要求
1.一种信道估计设备，其将单载波信号转换为频域信号并且通过频域信号处理来估计信道特性，所述信道估计设备包括ZF计算/限幅处理部分，其根据迫零(ZF)方法使用通过将导频码转换为频域而获得的信号来计算导频基准信号，并且将所计算的导频基准信号的增益限幅至预定值以生成限幅后的导频基准信号；以及相关处理部分，其执行所述频域中的导频接收信号与限幅后的导频基准信号之间的相关，以便估计所述频域的信道特性。
2. 如权利要求1所述的信道估计设备，其中所述ZF计算/限幅处理部分生成子载波m的导频基准信号X(m)，使 得下式得到满足 [12号]<formula>formula see original document page 2</formula>其中m (1 S m S NFFT: Nfft是等于或大于2的整数并且是2的幂)是 子载波号，C(m)是通过将所述导频码转换为所述频域而获得的子载波m的 信号，G(m)是限幅后的导频基准信号的增益，X(m)是限幅后的基准导频信号，并且gth是所述限幅的预定值。
3. 如权利要求l所述的信道估计设备，其中所述ZF计算/限幅处理部分以自适应方式改变与噪声功率值成反比的 所述限幅的预定值。
4. 如权利要求1所述的信道估计设备，其中所述ZF计算/限幅处理部分设置所述限幅的预定值Gth使得下式得到辆足<formula>formula see original document page 2</formula> 其中GTH是所述限幅的预定值， 一是噪声功率值，并且(3是预定的偏移值。
5. 如权利要求1所述的信道估计设备，其中所述ZF计算/限幅处理部分预先计算被限幅至不同预定值的多个导频 基准信号候选，并且基于与所述噪声功率值成反比的值从所述多个导频基 准信号候选中选择被限幅至最佳值的导频基准信号。
6. 如权利要求1所述的信道估计设备，特征在于还在所述相关处理 部分的后级包括噪声抑制部分，该噪声抑制部分抑制由所述相关处理部分 估计的信道估计值的噪声，以改善信号功率与噪声功率之比(S/N)。
7. 如权利要求6所述的信道估计设备，其中所述噪声抑制部分包括以下两项中的一个或两个时间窗滤波器，其 从通过将由所述相关处理部分估计的所述信道估计值转换为时域而获得的 信道响应的各路径中去除除了预定部分之外的一部分路径作为噪声路径； 以及噪声路径去除部分，其去除作为噪声路径的具有小于预定噪声阈值的 值的路径，并且已被去除所述噪声路径的信道响应被转换为所述频域，以便输出噪声 得到抑制的信道估计值。
8. 如权利要求6所述的信道估计设备，其中所述噪声抑制部分包括时间窗滤波器，用于从通过将由所述相关处 理部分估计的所述信道估计值转换为时域而获得的信道响应的各路径中去 除除了预定部分之外的一部分路径作为噪声路径，以及噪声路径去除部 分，用于去除作为噪声路径的具有小于预定噪声阈值的值的路径，并且已通过所述时间窗滤波器去除的噪声的平均值被用作在确定所述噪声 阈值时使用的噪声电平。
9. 一种均衡设备，其将单载波信号转换为频域信号并且通过频域信号处理来执行均衡处理，所述均衡设备包括ZF计算/限幅处理部分，其根据迫零(ZF)方法使用通过将导频码转 换为频域而获得的信号来计算导频基准信号，并且将所计算的导频基准信 号的增益限幅至预定值以生成限幅后的导频基准信号； 相关处理部分，其执行所述频域中的导频接收信号与限幅后的导频基准信号之间的相关，以便估计所述频域的信道特性；权重计算部分，其基于所述频域的所述信道特性来计算均衡权重；以及均衡滤波器，其使用所述均衡权重来执行对频域接收信号的均衡处理。
10. 如权利要求9所述的均衡设备，其中所述ZF计算/限幅处理部分以自适应方式改变与噪声功率值成反比的 所述限幅的预定值。
11. 如权利要求9所述的均衡设备，其中所述ZF计算/限幅处理部分预先计算被限幅至不同预定值的多个导频 基准信号候选，并且基于与所述噪声功率值成反比的值从所述多个导频基 准信号候选中选择被限幅至最佳值的导频基准信号。
12. 如权利要求9所述的均衡设备，还包括在所述相关处理部分的后级的噪声抑制部分，该噪声抑制部分抑制由 所述相关处理部分估计的信道估计值的噪声，以改善信号功率与噪声功率 之比(S/N)。
13. 如权利要求12所述的均衡设备，其中所述噪声抑制部分包括以下两项中的一个或两个时间窗滤波器，其 从通过将由所述相关处理部分估计的所述信道估计值转换为时域而获得的 信道响应的各路径中去除除了预定部分之外的一部分路径作为噪声路径； 以及噪声路径去除部分，其去除作为噪声路径的具有小于预定噪声阈值的 值的路径，并且己被去除所述噪声路径的所述信道响应被转换为所述频域，以便输出 噪声得到抑制的信道估计值。
14. 如权利要求12所述的均衡设备，其中所述噪声抑制部分包括时间窗滤波器，用于从通过将由所述相关处 理部分估计的所述信道估计值转换为时域而获得的所述信道响应的各路径 中去除除了预定部分之外的一部分路径作为噪声路径，以及噪声路径去除部分，用于去除作为噪声路径的具有小于预定噪声阈值的值的路径，并且 已通过所述时间窗滤波器去除的噪声的平均值被用作在确定所述噪声 阈值时使用的噪声电平。
15. 如权利要求9所述的均衡设备，其中所述权重计算部分基于MMSE (最小均方误差)方法或ZF方法来计 算所述均衡权重。
16. —种信道估计方法，其将单载波信号转换为频域信号并且通过频 域信号处理来估计信道特性，所述方法包括-根据迫零(ZF)方法，使用通过将导频码转换为频域而获得的信号来 计算导频基准信号；将所计算的导频基准信号的增益限幅至预定值，以生成限幅后的导频 基准信号；以及执行所述频域中的导频接收信号与限幅后的导频基准信号之间的相 关，以便估计所述频域的信道特性。
17. —种均衡方法，其将单载波信号转换为频域信号并且通过频域信 号处理来执行均衡处理，所述方法包括根据迫零(ZF)方法，使用通过将导频码转换为频域而获得的信号来 计算导频基准信号；将所计算的导频基准信号的增益限幅至预定值，以生成限幅后的导频 基准信号；执行所述频域中的导频接收信号与限幅后的导频基准信号之间的相 关，以便估计所述频域的信道特性；基于所述频域的所述信道特性来计算均衡权重；以及 使用所述均衡权重来执行对频域接收信号的均衡处理。
18. —种无线电系统，其使用如权利要求1至8中任一项所述的信道 估计设备。
19. 一种无线电系统，其使用如权利要求9至15中任一项所述的均 衡设备。
全文摘要
提供了能够用更少计算处理量来实现高信道估计精度的信道估计设备和均衡设备。所述均衡设备包括具有ZF计算/限幅处理部分和相关处理部分的信道估计部分；权重计算部分；以及均衡滤波器。ZF计算/限幅处理部分根据迫零(ZF)方法使用通过将导频码转换为频域而获得的信号来计算导频基准信号，并且将所计算的导频基准信号的增益限幅至预定值以生成限幅后的导频基准信号。相关处理部分执行所述频域中的导频接收信号与限幅后的导频基准信号之间的相关，以便估计所述频域的信道特性。权重计算部分基于频域的信道特性来计算均衡权重。均衡滤波器使用均衡权重来执行对频域接收信号的均衡处理。
文档编号H04B1/76GK101375521SQ200780003369
公开日2009年2月25日 申请日期2007年1月23日 优先权日2006年1月24日
发明者吉田尚正, 木全昌幸 申请人:日本电气株式会社