无线传输系统中的信号生成设备、信号生成方法及其程序的制作方法

专利名称：无线传输系统中的信号生成设备、信号生成方法及其程序的制作方法
技术领域：
本发明基于日本专利申请号2006-285030 (于2006年10月19曰递 交)，并且根据巴黎公约要求基于同一申请号2006-285030的优先权。申 请号2006-285030的公开的内容通过对申请号2006-285030的引用而被并 入本申请的描述。
本发明涉及适用于无线传输系统中的发送设备的信号生成设备。
背景技术：
近些年中，SC (单载波)-FDMA (频分多址)方案已实现了比诸如 OFDM (正交频分复用)之类的多载波发送方案更低的峰值功率，并且可 降低功耗。因此，很多注意力已被吸引到SC-FDMA方案上。
用于生成SC-FDMA发送信号的生成方法之一如下。对于每个单位时 隙，使M个数据符号(其中M是自然数)经受DFT (离散傅里叶变 换)，从而沿频率轴转换M个数据符号。总共N-M个零点(其中N是2 的倍数且大于M)被进一步插入在高频以及低频侧。此后执行N个点上的 IFFT采样(与N/M倍过采样相对应)。即使在N/M倍过采样之后，峰均 功率比(PAPR)也低于多载波发送方法中的PAPR。然而，SC-FDMA中 的问题之一是PAPR增加了，相比N/M倍过采样之前的PAPR更大。
FFT预处理方法是用于减小SC-FDMA方案中的PAPR的方法之一 (例如，见非专利文档l)。根据FFT预处理方法，在N/M倍过采样之前 执行X倍过采样，其中N/M倍过采样是当生成发送信号时执行的。执行 X倍过采样以选择可导致N/M倍过采样中的尖峰的数据符号。在此选择的 处理中，数据符号点分别与通过X倍过采样的不同操作获得的信号点相关 联，以判断每个数据符号是否可导致尖峰。因此，X需要是2或更大(其 中X是不小于2的实数)。此外，过采样率X和N/M希望是彼此接近的值以最大化FFT预处理方法的效果。下面将在给定M=300并且N=512 的、X=2 (N/M二1.7)的情况下，描述传统的示例。
通过利用2倍过采样的结果来选出可在N/M倍(1.7倍)的过采样之 后导致大尖峰的过采样前的信号。所选择的信号的振幅在1.7倍过采样中 的DFT之前被衰减。以此方式，防止高的尖峰在1.7倍过采样之后发生， 这便是此传统示例的特征。下面参考图1和图2将进一歩描述传统FFT预 处理方法。
图1所示的发射机1000由数据信号生成单元1001、 DFT单元1002、 2倍点IDFT单元1003、振幅基准衰减信号选择单元1004、衰减系数相乘 单元1005、 N/M倍过采样单元1006所组成。
在图1所示的发射机1000中，其中M个数据信号(M是自然数)被 包括在每个单元时隙中，数据信号生成单元IOOI在第v时隙中(v是不小 于0的整数)生成M个数据信号Din(M x v+l)到Din(M x V+M)(从第一 时隙中的第一数据连续的数字)。DFT单元1002被输入了数据信号 Din(M x v+l)到Din(M x v+M)，在M个点处执行DFT (离散傅里叶变 换)，并且输出DFT输出信号Dout(M x v+l)到Dout(M x V+M)。
2倍点IDFT单元1003被输入通过从DFT输出信号的外侧的两端外推 总共M个零成分而获得的总共2M个信号，其中这两端与高频和低频成分 相对应。2倍点IDFT单元1003通过在2M个点处执行IDFT (离散傅里叶 逆变换)来生成2倍过采样信号，并且输出所生成的信号作为2倍过采样 信号Ddbl(2M x v+l)到Ddbl(2M x V+2M)。
参考图2，现在接下来将描述振幅基准衰减信号选择单元1004。振幅 基准衰减信号选择单元1004由衰减系数初始值生成单元1101和振幅基准 衰减系数计算单元1102所组成。
衰减系数初始值生成单元1101生成并且输出全部是1的衰减系数初 始值Y(M x v+l)到Y(M x V+M)。
振幅基准衰减系数计算单元1102被输入2倍过采样信号Ddbl(2M x v+l)妾ij Ddbl(2M x v+2M)以及衰减系数初始值Y(M x v+l)至U Y(M x v+M)。如果除了与和数据信号的采样时间相同的采样时间相对应的信号之
10外的2倍过采样信号中的2倍过采样信号的绝对值超过了阈值C (C是正
实数)，那么振幅基准衰减系数计算单元1102将针对作为具有超过阈值C (C是正实数)的绝对值的2倍过采样信号的前一样本的采样时间的衰减 系数初始值Y(M x v+g) (g是不大于M的自然数)改变为图3所示的式1 的计算结果。振幅基准衰减系数计算单元1102输出改变衰减系数初始值 Y(M x v+l)到Y(M x v+M)的结果作为衰减系数Wm(M x v+l)到Wm(M x v+M)。在式1中，7是正实数并且abs()是()的绝对值。
可通过设置衰减系数以便当2倍过采样信号Ddbl(2M x v+2g-l)的振幅 值增加时减小，来将衰减系数相乘之后的N/M倍过采样的结果设置为接近 恒定值(C)的值。因为N/M倍过采样后的尖峰尺寸取决于衰减系数，所 以衰减系数应当希望是较小的以便减小PAPR。然而，如果衰减系数相乘 后的振幅太小，那么存在接收特性恶化的问题。因此，当2倍过采样信号 Ddbl(2M x v+2g-l)的振幅小时，衰减系数需要是大的。
衰减系数相乘单元1005被输入了数据信号Din(M x v+l)到Din(M x v+M)以及衰减系数Wm(M x v+l)到Wm(M x v+M)，并且分别将数据信号 Din(M x v+l)至U Din(M x v+M)乘以衰减系数Wm(M x v+l)至lj Wm(M x v+M)。衰减系数相乘单元1005输出其相乘结果作为衰减系数相乘信号 Sdin(M x v+l)到Sdin(M x v+M)。
N/M倍过采样单元1006被输入衰减系数相乘信号Sdin(M x v+l)到 Sdin(M x v+M)，并且在M个点处执行DFT，从而生成衰减相乘DFT输出 信号Sziout(M x v+l)到Sziout(M x V+M)。对于通过从衰减相乘DFT输出 信号Sziout(M x v+l)到Sziout(M x v+M)的外侧的两端施加总共(N-M)个零 信号点而获得的N个信号点，其中这两端分别与高频和低频成分相对应， N/M倍过采样单元1006执行N个点处的IFFT (快速傅里叶逆变换)以及 N/M倍过采样，从而生成信号作为发送信号Sdout(M x v+l)到Sdout(M x v+M)。
因此可以以如下的方式来减小N/M倍过采样后的PAPR:可在N/M 倍过采样之后导致高尖峰的信号被通过执行2倍过采样来选择，并且在 N/M倍过采样中的DFT之前被进一步衰减。非专利文档1: PA power de-rating reduction scheme for DFT-SOFDM and TP, Rl-060392， Motorola, 3GPP TSG-RAN WGl糾4, Denver, USA， Feb 13-17， 200
发明内容
然而，这样的传统方法需要2M个点处的IDFT，因为可能在N/M倍 过采样之后导致超过阈值C的尖峰的数据信号是通过执行2倍过采样来选 择的。相比2M个点处的DFT， 2M个点处的IDFT等同于约四倍大的计算 量，并且发生了计算量的问题。相比2M个点处的IDFT，可导致尖峰的到 DFT的输入信号需要被选择并大大减少计算量。
本发明因此具有如下的一个目的提供相比执行过采样的传统FFT预 处理方法可大大减少计算量，并且可将PAPR减小到与传统方法中相同的 程度的、用于无线传输系统中的使用的信号生成设备、信号生成方法及其 程序。
一种信号生成设备，该信号生成设备在无线传输系统中生成发送信 号，该信号生成设备包括数据衰减系数生成装置，该数据衰减系数生成 装置被输入M个数据信号(M是自然数)，该数据衰减系数生成装置用 于估计和选择可导致过采样后的尖峰的数据信号，确定针对所选择的一个 或多个数据信号的衰减量，生成关于选择结果以及针对选择结果的所确定 的衰减量的信息并且输出该信息作为数据衰减系数；衰减系数相乘装置， 该衰减系数相乘装置被输入M个数据信号以及数据衰减系数，该衰减系数 相乘装置用于将针对数据衰减系数的选择结果相对应的数据信号中的每一 个乘以针对选择结果的衰减量，并且输出相乘结果作为M个衰减系数相乘 信号；以及过采样单元，该过采样单元被输入M个衰减系数相乘信号，并 且执行过采样，从而生成并且输出发送信号，其中数据衰减系数生成装置 包括斜率估计单元，该斜率估计单元根据M个数据信号分别输出指示数据 信号点处的数据信号波形的倾斜度的信息，作为与M个数据信号分别相对 应的斜率估计值，以及斜率基准衰减信号选择单元，该斜率基准衰减信号 选择单元被输入M个数据信号和M个斜率估计值，基于M个数据信号的振幅值以及M个斜率估计值来估计和选择可导致过采样后的尖峰的数据信 号，确定针对所选择的数据信号的衰减量，生成关于选择结果以及所确定 的衰减量的信息，并且输出该信息作为数据衰减系数。
根据本发明，通过使用数据信号波形的倾斜度而选择将被乘以衰减系 数的数据信号。因此，可生成发送信号，发送信号的峰值功率减小到与传 统方法中相同的程度，并且计算量比传统方法中更小。


图1是传统示例的发射机的框图2是传统示例中的振幅基准衰减信号选择单元的框图3示出数学表达式；
图4是根据本发明的发射机的框图5是用于执行本发明的最佳模式中的斜率估计单元的框图； 图6是根据本发明的斜率基准衰减信号选择单元的框图； 图7是第一实施例中的斜率估计单元的框图； 图8示出过采样斜率和数据信号的采样时间； 图9是第二实施例中的斜率估计单元的框图； 图10是第二实施例中的Z点IDFT偏微分值计算单元的框图； 图11示出利用实施例3的PAPR特性的模拟结果；并且 图12示出利用实施例3的接收特性的模拟结果。
标号说明
100， 1000:发射机
101， 1001:数据信号生成单元
102:斜率估计单元
103:斜率基准衰减信号选择单元
104， 1005:衰减系数相乘单元 105， 1006: N/M倍过采样单元 201， 401， 1002: DFT单元202:M点IDFT偏微分值计算单元
301，1101:衰减系数初始值生成单元
302:衰减系数计算单元
402，603: Z点IDFT偏微分值计算单元
403:尖峰估计斜率近似单元
601:循环移位信号插入单元
602:FFT单元
604:循环移位信号删除单元
701:I/Q分离单元
702，703:常数相乘单元
704:1/Q复用单元
705:IFFT单元
10032倍点IDFT单元
1004振幅基准衰减信号选择单元
1102振幅基准衰减系数计算单元
具体实施例方式
在下文中，将参考附图描述用于执行本发明的最佳模式。
图4是示出根据本发明的最佳模式的发射机的框图。发射机100包括 数据信号生成单元101、斜率估计单元102、斜率基准衰减信号选择单元 103、衰减系数相乘单元104、 N/M倍过采样单元105。在程序控制下，发 射机100执行下面所描述的功能。
在图4所示的发射机100中，数据信号生成单元101在第v时隙中 (其中v是不小于0的整数)生成M个数据信号Din(M x v+l)到Din(M x v+M)(其中M是自然数)。
接下来，将参考图5描述斜率估计单元102。斜率估计单元102包括 DFT单元201和M点IDFT偏微分值计算单元202。 DFT单元201被输入 了数据信号Din(M x v+l)到Din(M x V+M)，在M个点处执行DFT，并且 生成和输出DFT输出信号Dout(M x v+l)到Dout(M x V+M)。M点IDFT偏微分值计算单元202从图3所示的式2和式3计算在采 样时间处的数据信号Din(M x v+l)到Din(M x v+M)的数据信号波形的每一 个的倾斜度，图3所示的式2和式3是通过对IDFT的计算式的实分量和 虚分量中的每一个执行关于时间的偏微分而获得的。M点IDFT偏微分值 计算单元202输出倾斜度作为斜率估计值Usl(M x v+i) (i是不大于M的自 然数)。在式2和式3中，()real表示()的实数部分，并且()imag表示() 的虚数部分。
接下来，将参考图6描述斜率基准衰减信号选择单元103。斜率基准 衰减信号选择单元103包括衰减系数初始值生成单元301和衰减系数计算 单元302。
衰减系数初始值生成单元301生成并且输出全部是1的衰减系数初始 值Y(M x v+l)到Y(M x V+M)。
衰减系数计算单元302被输入斜率估计值Usl(M x v+l)到Usl(M x v+M)、数据信号Din(M x v+l)到Din(M x v+M)以及衰减系数初始值Y(M x v+l)到Y(M x v+M)。对于具有不小于振幅阈值A (其中A是正实数) 或不大于振幅阈值-A的振幅值的并且通过(p+l)个点连续的(其中p是自 然数)数据信号Din(M x v+j)到Din(M x v+j+p)的系统(其中j是不大于 (M-l)的自然数)，如果在数据信号Din(M x v+l)到Din(M x y+M)中，与 除了 Din(M x v+j+p)之外的数据信号Din(M x v+j)到Din(M x v+j+p-l)相X寸 应的斜率估计值Usl(M x v+j)到Usl(M x v+j+p-l)的绝对值超过了斜率阈值 B (其中B是正实数)，并且如果数据信号Din(M x v+k)(其中k是j与 (j+p-l)之间的整数)和斜率估计值Usl(M x v+k)具有相等的代码，那么与 Din(M x v+k)和Din(M x v+k+l)相对应的衰减系数初始值Y(M x v+h)被改 变为从图3所示的式4计算出的值。衰减系数计算单元302输出改变衰减 系数初始值Y(M x v+l)到Y(M x v+M)的结果，作为衰减系数Wm(M x v+l)到Wm(Mx v+M)。在式4中，a和/3是正实数。
如果根据数据信号的大小和斜率估计值来将衰减系数Wm(M x v+l)到 Wm(M x v+M)设置为小的值，那么在衰减系数相乘之后执行N/M倍过采 样的结果中的尖峰可被设置为接近恒定值(A)的值。与在传统方法中类似，N/M倍过采样后的尖峰尺寸取决于衰减系数Wm，并且因此衰减系数 Wm应当希望是小的以便减小PAPR。然而，如果衰减系数太小，那么存 在接收特性恶化的问题。因此，衰减系数应当希望是根据数据信号的振幅 值和/或斜率估计值的大小而改变的。
衰减系数相乘单元104被输入了数据信号Din(M x y+l)到Din(M x v+M)以及衰减系数Wm(M x v+l)到Wm(M x V+M)，并且分别将数据信号 Din(M x v+l)至lj Din(M x v+M)乘以衰减系数Wm(M x v+l)至lj Wm(M x v+M)，以输出衰减系数相乘信号Sdin(M x v+l)到Sdin(M x V+M)。
N/M倍过采样单元105被输入衰减系数相乘信号Sdin(M x v+l)到 Sdin(Mxv+M)，并且在M个点处执行DFT,从而生成衰减相乘DFT输出 信号Sziout(M x v+l)到Sziout(M x V+M)。对于通过从衰减相乘DFT输出 信号Sziout(M x v+l)到Sziout(M x v+M)的外侧的两端施加总共(N-M)个零 信号点而获得的N个信号点，其中这两端分别与高频和低频成分相对应， N/M倍过采样单元105进一步执行N个点处的IFFT (快速傅里叶逆变 换)以及N/M倍过采样，从而生成信号作为发送信号Sdout(M x v+l)到 Sdout(M x v+M)。
通过如上所述的处理，将被乘以衰减系数的数据信号通过数据信号的 波形的倾斜度的使用而被选择。以此方式，可生成发送信号，计算量比传 统方法中更小。并且PAPR减小到与传统方法中相同的程度。
第一实施例
接下来，将描述第一实施例。与本发明的最佳模式中的发射机的框图 相同的框图还可被引用作根据第一实施例的发射机的框图。第一实施例在 斜率估计单元102执行的处理方面与本发明的最佳模式不同。在此实施例 中，将参考图7描述与本发明的最佳模式不同的斜率估计单元。斜率估计 单元102包括DFT单元401、 Z点IDFT偏微分值计算单元402 (其中Z是 2的倍数且大于N)和尖峰估计斜率近似单元403 。
DFT单元401被输入了数据信号Din(M x v+l)到Din(M x V+M)，并且 在M个点处执行DFT，从而生成DFT输出信号Dout(M x v+l)到Dout(M x v+M)。 Z点IDFT偏微分值计算单元402被输入作为零点外推DFT输出信号Dovin(Z x v+x)的(其中x是不大于Z的自然数)、通过从DFT输出 信号Dout(M x v+l)到Dout(M x v+M)的外侧的高频和低频成分施加总共 (Z-N)个零信号点而获得的Z个信号点，从而信号点的总数是2的倍数。Z 点IDFT偏微分值计算单元402从图3所示的式5和式6计算指示了 Z/M 倍过采样后的数据信号的波形的倾斜度的信息，并且输出作为过采样斜率 Uov(Z x v+q)的信息(其中q是不大于Z的自然数)，图3所示的式5和 式6是通过与时间相关地执行对IDFT的计算式的实分量和虚分量中的每 一个的偏微分而获得的。
尖峰估计斜率近似单元403被输入过采样斜率Uov(Z x v+l)到过采样 斜率Uov(Z x V+Z)，并且从过采样斜率Uov(Z x v+q)之中选择最接近数据 信号Din(M x v+l)到Din(M x v+M)的每一个的采样时间的近似过采样斜 率。尖峰估计斜率近似单元403输出所选择的过采样斜率作为斜率估计值 Usl(M x v+i)。
式5和式6是通过与时间相关地以等于2的倍数的点数来执行对IDFT 的表达式的偏微分而获得的。因此，与通过使用IFFT算法来减少IDFT计 算的计算量的情况下类似，计算量可通过使用式5和式6所示的算法而减 少。
在用于IDFT的点数是M的情况下，IDFT的计算量与M的平方成比 例。IFFT的计算量与Mlog2 M成比例。在此实施例中M被设置为300的 情况下，2M个点处的IDFT的计算量是90,000 (300 x 300)。另一方面，因 为512是不小于M (=300)的2的最小倍数，所以在使用IFFT的算法的 情况下计算量是4,608。通过使用IFFT的算法，计算IDFT的偏微分值的 计算量相对于使用IFFT的算法的情况可减少至约1/20。
然而，如图8所示，用于过采样斜率的采样间隔与用于数据信号的采 样间隔不同，而是用于数据信号的采样间隔的M/Z。因此，此实施例被配 置为执行从过采样斜率Uov(Z x v+q)之中选择最接近数据信号Din(M x v+l)到Din(M x v+M)的每一个的采样时间的过采样斜率的处理，以及输出 所选择的过采样斜率作为斜率估计值Usl(M x v+i)的处理。
在此实施例中，最接近数据信号的采样时间的过采样斜率被用作斜率
17估计值。因此，相比在数据信号的采样时间处精确地计算数据信号的倾斜 度的情况，虽然减小PAPR的效果或多或少恶化了，但是获得了更大地减 少计算量的效果。 第二实施例
接下来，将描述本发明的第二实施例。与本发明的最佳模式中的发射 机的框图相同的框图还可被引用作第二实施例中的发射机的框图。此实施 例在斜率估计单元102处的处理方面与本发明的最佳模式不同。在此实施
例中，将参考图9和图10描述作为与本发明的最佳模式不同的斜率估计 单元。图9所示的斜率估计单元102包括循环移位信号插入单元601、 FFT 单元602、 Z点IDFT偏微分值计算单元603 (其中Z是大于N的2的倍 数)以及循环移位信号删除单元604。
循环移位信号插入单元601被输入了数据信号Din(M x v+l)到Din(M x v+M)，并且在数据信号Din(M x v+l)到Din(M x v+M)中的最后的数据信 号Din(M x v+M)之后插入与通过循环移位数据信号所获得的(Z-M)个信号 相对应的数据信号Din(M x v+l)到Din(M x v+(Z-M))。循环移位信号插入 单元601输出其结果，作为循环移位插入信号Dcyc(Z x v+l)到Dcyc(Z x v+Z)。
FFT单元602被输入循环移位插入信号Dcyc(Z x v+l)到Dcyc(Z x v+Z)，在Z个点处执行FFT，并且输出其结果作为FFT输出信号DFFT(Z x v+l)至U DFFT(Z x v+Z)。
与在实施例1中类似，Z点IDFT偏微分值计算单元603被输入FFT 输出信号DFFT(Z x v+l)到DFFT(Z x v+z)，从通过与时间相关地执行对 IDFT的计算式的实分量和虚分量中的每一个的偏微分而获得的表达式， 计算指示了循环移位插入信号Dcyc(Z x v+l)到Dcyc(Z x v+Z)的波形的倾 斜度的信息，并且输出信息作为Z点IDFT偏微分信号DIDFT (Z x v+l)到 DIDFT(Z x V+Z)。
接下来，将参考图10描述使用IFFT的电路用于Z点IDFT偏微分值 计算单元的处理的示例。图IO所示的Z点IDFT偏微分值计算单元102包 括I/Q分离单元701、常数相乘单元702和703、 I/Q复用单元704以及IFFT单元705。
I/Q分离单元701被输入FFT输出信号DFFT(Z x v+l)到DFFT(Z x v+Z)，将实分量和虚分量彼此分离，并且输出实分量和虚分量作为I/Q分 离实信号DIout(Z x v+l)到DIout(Z x v+Z)以及I/Q分离虚信号DQout(Z x v+l)到DQout(Z x v+Z)。
常数相乘单元702被输入1/Q分离实信号DIout(Z x v+l)到DIout(Z x v+Z)，将每个DIout(Zx v+q)乘以(2 r(q-Z/2)/Z)(其中q是不大于Z的自 然数)，并且输出结果作为常数相乘实信号DmulI(Z x y+l)到DmulI(Z x v+Z)。常数相乘单元703被输入I/Q分离虚信号DQout(Z x v+l)到 DQout(Z x v+Z)，将每个DQout(Z x v+q)乘以(-l x 2 r(q-Z / 2) / Z)，并且输 出结果作为常数相乘虚信号DmulQ(Z x v+l)到DmulQ(Z x v+z)。
1/Q复用单元704被输入常数相乘实信号DmulI(Z x v+l)到DmulI(Z x v+Z)以及常数相乘虚信号DmulQ(Z x v+l)到DmulQ(Z x v+z)，并且将实 分量和虚分量彼此替换，从而常数相乘实信号和常数相乘虚信号分别变成 了 1/Q分离之后的虚分量和实分量。1/Q复用单元704输出这样经受了 I/Q 复用的信号，作为I/Q复用信号DIQMx(Z x v+l)到DIQMx(Z x V+Z)。
IFFT单元705被输入I/Q复用信号DIQMx(Z x v+l)到DIQMx(Z x v+Z)，执行IFFT，并且输出结果作为Z点IDFT偏微分信号DIDFT(Z x v+l)到DIDFT(Zx V+Z)。
循环移位信号删除单元604被输入Z点IDFT偏微分信号DIDFT(Z x v+l)到DIDFT(Z x V+Z)，删除与Z点IDFT偏微分信号DIDFT(Z x V+M+1) 到DIDFT(Z x v+Z)相对应的(Z-M)个信号，并且分别输出结果作为针对数 据信号Din(M x v+l)到Din(M x v+M)的采样时间的斜率估计值Usl(M x v+l)到Usl(M x V+M)。
因为循环移位信号插入单元601用来将信号的数目设置为2的倍数， 所以FFT的算法可用在本发明的最佳模式以及实施例1中的斜率估计单元 所使用的DFT中。此外，因为循环移位信号插入单元601所循环移位的信 号经受了 FFT单元602的FFT，所以可通过对不连续信号执行FFT来防止 斜率计算精度被降低。通过使用FFT，对于斜率估计单元中的DFT的计算量可减少至约1/20。
因为Z点IDFT偏微分值计算单元执行用于利用常数来乘实分量和虚 分量的处理以及用于将实分量和虚分量彼此替换的处理，所以用于IFFT 的电路可直接用于IDFT中的偏微分计算。由于此处理，相比不使用IFFT 的算法的情况，IDFT中的偏微分计算的计算量可减少至约1/20。此外， 因为发射机中的过采样单元中的用于IFFT的电路可直接使用，所以可防 止电路规模显著增加。如果IFFT的算法被用在最佳模式中的斜率估计单 元进行的DFT和IDFT中的偏微分值的计算中，那么斜率估计单元的计算 量可减少至最佳模式中的计算量的约1/400。
第三实施例
接下来，将描述第三实施例。与本发明的最佳模式中的发射机的框图 相同的框图还可被引用作第三实施例中的发射机的框图。此实施例在设置 用于衰减系数的值方面与本发明的最佳模式不同。在此实施例中，下面将 仅仅描述对于本发明的最佳模式的差别。
在此实施例中，衰减系数初始值Y(M x v+h)被改变为通过式4计算的 值。在第三实施例中，小于1的固定值被用作衰减系数初始值Y(M x v+h) 被改变为的值。考虑到减小N/M倍过采样后的峰值功率的变化，当数据信 号的振幅值和/或斜率估计值更大时，衰减系数初始值Y(M x v+h)应当希 望被设置得更小。然而，在数据信号的振幅值和/或斜率估计值的统计分布 预先已知的范围内，最频繁使用的固定值可被用作所有的衰减系数初始值 Y被改变为的值。
在衰减系数初始值被改变为的值被固定的情况下，N/M倍过采样后的 振幅变化相比本发明的最佳模式更大，在本发明的最佳模式中当振幅值和/ 或斜率估计值更大时，衰减系数被设置得更小。然而，此情况导致了相比 本发明的最佳模式减少了计算量的效果。
图11和图12示出根据此实施例的模拟的结果。图11示出PAPR特 性，并且图12示出接收特性。通过使用QPSK调制，平均功率被归一化 为1 (例如，实分量和虚分量中的每一个的最大振幅二土1AT2)。振幅阈 值A被设置为0.7，并且斜率阈值B被设置为1。随着振幅值减小，PAPR减小。例如，当衰减系数被设置为0.5时，相比不减小PAPR的情况，对
于CCDF (互补累积分布函数)=10-3， PAPR可减小约2.3 dB。然而，因 为接收机未被通知与被乘以衰减系数的数据符号有关的信息，所以因衰减 系数而需要的Eb/N0 (每一个比特的噪声对信号的功率比)增加。当衰减 系数被设置为0.5时，相比不减小PAPR的情况，对于BLER (误块率 (Block Error Rate) ) =10-2，导致了约0.7 dB的恶化。考虑到相对于 PAPR的减小量的接收特性的恶化量，通过减小PAPR而获得了约1.6 dB 的增益。
即使通过将衰减系数初始值Y(M x v+h)被改变为的值固定，也可获得 约1.6dB的效果。然而，如已在本发明的最佳模式中所描述的，可进一歩 通过当数据信号的振幅值和/或斜率估计值增加时减小衰减系数，来增大通 过减小PAPR而获得的增益。
第四实施例
接下来，将描述本发明的第四实施例。与本发明的最佳模式中的发射 机的框图相同的框图还可被引用作第四实施例中的发射机的框图。第四实 施例是使用了根据第一至第三实施例以及本发明的最佳模式中的任何一个 的发射机的系统。
在本发明的最佳模式以及第一至第三实施例中，当计算数据信号的倾 斜度时，执行诸如DFT和FFT之类的计算，以便估计尖峰。如果数据具 有大的信号带宽，那么用于DFT和FFT的点数增加，从而增加了计算 量。同时，如果数据具有窄的信号带宽，那么用于DFT和FFT的点数减 小，从而减少了计算量。数据的信号带宽越大，由减小尖峰而导致的对终 端的负载就越重。因此在此实施例中，仅当数据的信号带宽是窄的时候， 才通过减小尖峰来生成发送信号。
当离基站的距离增加时，由无线电波传播引起的信号功率的衰减增 加。因此，为了维持所需要的接收质量，当离基站的距离增加时，发送功 率需要增加。因为基站的最大发送功率是有限的，所以存在当使用宽的带 宽时不能满足所需要的发送功率的情况。在此情况下，对于远离基站的用 户，通过降低发送速率来将功率集中在窄的带宽上，以改进接收质量。如果数据具有信号带宽，那么终端被确定为远离基站，并且峰值功率被降低 以便增加终端可发送的最大发送功率。以此方式，小区端处的接收质量可 更大地改进。因此，仅当数据具有窄的信号带宽时才减小尖峰，这导致了 远离基站的用户的接收质量的大的改进效果。 第五实施例
接下来，将描述本发明的第五实施例。与本发明的最佳模式中的发射 机的框图相同的框图还可被引用作第五实施例中的发射机的框图。第五实 施例是使用了根据第一至第三实施例以及本发明的最佳模式中的任何一个 的发射机的系统。在该系统中，基站基于从终端接收的测量功率的结果， 来测量对基站而言终端所需要以满足接收质量的发送功率，并且基站控制 的终端的发送功率。下面描述的是使用减小系统中的PAPR的发射机的示
实施例4已描述了通过将数据的信号带宽与离基站的距离相关联来减
小PAPR的发射机的示例使用。然而，离基站的距离不能总是仅取决于数
据的信号带宽。可能存在降低发送速率以向存在于小区中央的用户发送窄 带宽的信号的情况，对该用户而言接收质量是好的。如果仅基于窄带来进 行判断，也就是说，离基站的距离是长的，那么减小尖峰的处理可能被浪 费。
因此，在此实施例中，在执行发送功率控制的系统中，只有所需要的
发送功率超过了当不减小PAPR时终端可发送的最大发送功率，PAPR才 被减小以增加最大发送功率。通过使用此方法，可以仅对于不满足所需要 的接收质量的用户执行用于减小尖峰的处理。可通过使用以上所建议的方 法来防止计算量的不必要的增加。
此外，组合了实施例4和实施例5的并且执行发送功率控制的系统可 以只有数据发送带宽是窄的并且只有所需要的发送功率超过了当不减小 PAPR时终端可发送的最大发送功率，才通过减小PAPR来增加最大发送功率。
产业的适用性本发明适用于减小利用SC-FDMA方案的发射机中的峰值功率。
以上已具体描述了本发明的代表实施例。然而，在不脱离权利要求中 所指定的本发明的精神和范围的情况下，对本发明的各种改变、代换和选 择应当被理解为是可用的。本发明人希望，即使在本专利申请的过程中任 何权利要求应被修改，与所要求保护的发明的范围等同的范围也应被维 持。
权利要求
1.一种信号生成设备，所述信号生成设备在无线传输系统中生成发送信号，所述信号生成设备特征在于包括数据衰减系数生成装置，所述数据衰减系数生成装置被输入M个数据信号(M是自然数)，所述数据衰减系数生成装置用于估计和选择能够导致过采样后的尖峰的数据信号，确定针对所选择的一个或多个数据信号的衰减量，生成关于选择结果以及针对所述选择结果的所确定的衰减量的信息，并输出所述信息作为数据衰减系数；衰减系数相乘单元，所述衰减系数相乘单元被输入所述M个数据信号以及所述数据衰减系数，将针对所述数据衰减系数的与选择结果相对应的数据信号中的每一个乘以针对所述选择结果的衰减量，并且输出相乘结果作为M个衰减系数相乘信号；以及过采样单元，所述过采样单元被输入所述M个衰减系数相乘信号，并执行过采样，从而生成并输出发送信号，其中所述数据衰减系数生成装置包括斜率估计单元，所述斜率估计单元根据所述M个数据信号分别输出指示数据信号点处的数据信号波形的倾斜度的信息，作为与所述M个数据信号分别相对应的斜率估计值，以及斜率基准衰减信号选择单元，所述斜率基准衰减信号选择单元被输入所述M个数据信号和M个斜率估计值，基于所述M个数据信号的振幅值以及所述M个斜率估计值来估计和选择能够导致过采样后的尖峰的数据信号，确定针对所选择的数据信号的衰减量，生成关于选择结果以及所确定的衰减量的信息，并且输出所述信息作为所述数据衰减系数。
2. 根据权利要求1所述的信号生成设备，特征在于 所述斜率基准衰减信号选择单元被输入单位时隙中的第1到第M个数据信号以及第1到第M个斜率估计值，并且对于所述第1到第M个数据信号之中的第j到第(j+p)个数据信号(其 中j是不大于(M-1)的自然数)，其中所述第j到第(j+P)个数据信号具有不小于振幅阈值A或不大于振幅阈值-A的振幅值(其中A是正实数)并且 所述第j到第(j+P)个数据信号是通过(p+l)个点连续的(其中p是不大于(M-l)的自然数)，如果与除了第(j+p)个数据信号之外的第j到第(j+p-l)个数据信号相对应的第j到第(j+p-i)个斜率估计值的绝对值超过了斜率阈值B (其中B是正实数)(其中j是不大于(M-1)的自然数)，并且如果第k 个数据信号(其中k是j与(j+p-l)之间的整数)和第k个斜率估计值具有 相等的代码，那么所述第k个数据信号和第(k+l)个数据信号中的至少一个 被选择，针对所选择的所述至少一个数据信号的衰减量被确定，并且关于 选择结果以及所确定的衰减量的信息被生成并被输出作为所述数据衰减系 数。
3. 根据权利要求1所述的信号生成设备，特征在于 所述斜率基准衰减信号选择单元被输入单位时隙中的第1到第M个数据信号以及第1到第M个斜率估计值，并且斜率估计值的绝对值超过了斜率阈值B (其中B是正实数)的数据信 号被选择，衰减量针对所选择的数据信号而被确定，关于选择结果以及所 确定的衰减量的信息被生成并被输出作为所述数据衰减系数。
4. 根据权利要求1所述的信号生成设备，特征在于 所述斜率基准衰减信号选择单元被输入单位时隙中的第1到第M个数据信号以及第1到第M个斜率估计值，斜率估计值的绝对值超过了斜率阈值B (其中B是正实数)的数据信 号被选择，衰减量针对所选择的数据信号而被确定，对于除了所述所选择的数据信号之外的、所述第1到第M个数据信号 之中的第j到第(j+P)个数据信号(其中j是不大于(M-l)的自然数)，其中 所述第j到第(j+p)个数据信号具有不小于振幅阈值A或不大于振幅阈值-A 的振幅值(其中A是正实数)并且所述第j到第(j+p)个数据信号是通过 (p+l)个点连续的(其中p是不大于(M-1)的自然数)，如果与除了第(j+P) 个数据信号之外的第j到第(j+p-l)个数据信号相对应的第j到第(j+p-l)个斜 率估计值的绝对值超过了斜率阈值C (其中C是正实数)(其中j是不大 于(M-1)的自然数)，并且如果第k个数据信号(其中k是j与(j+p-l)之间的整数)和第k个斜率估计值具有相等的代码，那么所述第k个数据信号 和第(k+l)个数据信号中的至少一个被选择，针对所选择的所述至少一个数 据信号的衰减量被确定，并且关于选择结果以及所确定的衰减量的信息被 生成并被输出作为所述数据衰减系数。
5. 根据权利要求1所述的信号生成设备，特征在于，在所述斜率基准 衰减信号选择单元所执行的用于生成所述数据衰减系数的处理中，所述斜率估计值以及每个数据信号的振幅值中的至少一个被使用，并 且所述数据衰减系数所指示的衰减量的值被设置使得随着每个数据信号的 斜率估计值或振幅值增大而减小。
6. 根据权利要求1所述的信号生成设备，特征在于，在所述斜率基准 衰减信号选择单元所执行用于生成所述数据衰减系数的处理中，所述数据衰减系数所指示的衰减量的值是固定值。
7. 根据权利要求1所述的信号生成设备，特征在于 所述斜率估计单元被输入单位时隙中的第1到第M个数据信号， 所述斜率估计单元输出通过在所述第1到第M个数据信号的末端分别插入第1到第(P-M)个数据信号而获得的P个信号，作为P个循环移位插 入数据信号(其中P是2的倍数，大于M且不大于2M)，所述斜率估计单元取得通过对于所述P个循环移位插入数据信号在P 个点处执行DFT而获得的信号，作为P个DFT转换输出信号，所述斜率估计单元从所述P个DFT转换输出信号计算指示了数据信号的波形的倾斜度的信息，作为P个循环移位插入斜率信号，并且所述斜率估计单元从第1到第P个循环移位插入斜率信号删除第(M+1) 到第P个循环移位插入斜率信号，从而输出分别与所述第1到第M个数据 信号相对应的第1到第M个斜率估计值。
8. 根据权利要求1所述的信号生成设备，特征在于 所述斜率估计单元被输入单位时隙中的第1到第M个数据信号， 所述斜率估计单元输出通过在所述第1到第M个数据信号的末端分别插入零信号而获得的Q个信号，作为Q个零点插入数据信号(其中Q是2 的倍数且大于M)，所述斜率估计单元取得通过对于所述Q个零点插入数据信号在Q个点 处执行DFT而获得的信号，作为Q个DFT转换输出信号，所述斜率估计单元从所述Q个DFT转换输出信号计算指示了数据信 号的波形的倾斜度的信息，作为Q个零点插入斜率信号，并且所述斜率估计单元从第1到第Q个零点插入斜率信号删除第(M+1)到 第Q个零点插入斜率信号，从而输出分别与所述第1到第M个数据信号 相对应的第1到第M个斜率估计值。
9. 根据权利要求1所述的信号生成设备，特征在于 所述斜率估计单元被输入单位时隙中的第1到第M个数据信号， 所述斜率估计单元取得通过在M个点处执行DFT而获得的信号，作为第1到第M个DFT输出信号，所述斜率估计单元取得通过从所述第1到第M个DFT输出信号的外 侧的高频和低频成分施加总共(Z-M)个零信号而获得的Z个信号点，作为 Z个零点插入DFT输出信号(其中Z是2的倍数且大于M)，所述斜率估计单元从所述Z个零点插入DFT输出信号计算与采样时 间相对应的、指示了 Z/M倍过采样后的数据信号的波形的倾斜度的信息， 并且所述斜率估计单元分别输出最接近所述第1到第M个数据信号的采样 时间的Z个过采样斜率之中的过采样斜率，作为第1到第M个斜率估计 值。
10. 根据权利要求2所述的信号生成设备，特征在于数据信号的选择 是针对实分量和虚分量独立地执行的，衰减量针对通过所述实分量和虚分 量中的至少一个来选择的数据信号而被确定，并且关于选择结果以及所确 定的衰减量的信息被生成并被输出作为所述数据衰减系数。
11. 根据权利要求2所述的信号生成设备，特征在于数据信号的选择 是针对实分量和虚分量独立地执行的，衰减量仅针对通过所述实分量和虚 分量两者而选择的数据信号而被确定，并且关于选择结果以及所确定的衰 减量的信息被生成并被输出作为所述数据衰减系数。
12. 根据权利要求2所述的信号生成设备，特征在于数据信号的选择是针对实分量和虚分量独立地执行的，衰减量分别针对与选择结果相对应 的数据信号的实分量和虚分量而独立地被确定，并且关于所述选择结果以 及所确定的衰减量的信息被生成并被输出作为所述数据衰减系数。
13. —种无线传输系统，所述无线传输系统生成发送信号，所述无线 传输系统仅在如下情况下通过使用根据权利要求1所述的信号生成设备来 减小发送信号的峰值功率信号在所述数据衰减系数生成装置的计算量不 大于预定值的带宽内被发送。
14. 一种无线传输系统，所述无线传输系统生成发送信号，所述无线 传输系统仅在如下情况下通过使用根据权利要求1所述的信号生成设备来减 小发送信号的峰值功率所需要的发送功率超过了当不减小峰值功率时终 端能够发送的最大发送功率。
15. —种无线传输系统，所述无线传输系统生成发送信号，所述无线 传输系统在如下情况下通过使用根据权利要求1所述的信号生成设备来减 小发送信号的峰值功率信号在所述数据衰减系数生成装置的计算量不大 于预定值的带宽内被发送，并且所需要的发送功率超过了当不减小峰值功 率时终端能够发送的最大发送功率。
16. —种信号生成方法，用于在无线传输系统中生成发送信号，所述 信号生成方法特征在于包括数据衰减系数生成步骤，所述数据衰减系数生成步骤被输入M个数据 信号(M是自然数)，估计和选择能够导致过采样后的尖峰的数据信号， 确定针对所选择的一个或多个数据信号的衰减量，生成关于选择结果以及 针对所述选择结果的所确定的衰减量的信息并且输出所述信息作为数据衰减系数；衰减系数相乘步骤，所述衰减系数相乘步骤被输入所述M个数据信号 以及所述数据衰减系数，将针对所述数据衰减系数的与选择结果相对应的 数据信号中的每一个乘用针对所述选择结果的衰减量，并且输出相乘结果 作为M个衰减系数相乘信号；以及过采样步骤，所述过采样步骤被输入所述M个衰减系数相乘信号，执 行过采样，从而生成并输出发送信号，所述信号生成方法特征在于所述数据衰减系数生成步骤包括斜率估计步骤，所述斜率估计步骤根据所述M个数据信号分别输出指 示数据信号点处的数据信号波形的倾斜度的信息，作为与所述M个数据信 号分别相对应的斜率估计值，以及斜率基准衰减信号选择步骤，所述斜率基准衰减信号选择步骤被输入所述M个数据信号和M个斜率估计值，基于所述M个数据信号的振幅值 以及所述M个斜率估计值来估计和选择能够导致过采样后的尖峰的数据信 号，确定针对所选择的数据信号的衰减量，生成关于选择结果以及所确定 的衰减量的信息，并且输出所述信息作为所述数据衰减系数。
17. —种程序，所述程序用于导致发送设备执行信号生成处理以在无 线传输系统中生成发送信号，特征在于包括数据衰减系数生成处理，所述数据衰减系数生成处理被输入M个数据 信号(M是自然数)，估计和选择能够导致过采样后的尖峰的数据信号， 确定针对所选择的一个或多个数据信号的衰减量，生成关于选择结果以及 针对所述选择结果的所确定的衰减量的信息，并且输出所述信息作为数据 衰减系数；衰减系数相乘处理，所述衰减系数相乘处理被输入所述M个数据信号 以及所述数据衰减系数，将针对所述数据衰减系数的选择结果相对应的数 据信号中的每一个乘以针对所述选择结果的衰减量，并且输出相乘结果作 为M个衰减系数相乘信号；以及过采样处理，所述过采样处理被输入所述M个衰减系数相乘信号，并 且执行过采样，从而生成并输出发送信号，所述程序特征在于所述数据衰减系数生成处理包括斜率估计处理，所述斜率估计处理根据所述M个数据信号分别输出指 示数据信号点处的数据信号波形的倾斜度的信息，作为与所述M个数据信 号分别相对应的斜率估计值，以及斜率基准衰减信号选择处理，所述斜率基准衰减信号选择处理被输入 所述M个数据信号和M个斜率估计值，基于所述M个数据信号的振幅值 以及所述M个斜率估计值来估计和选择能够导致过采样后的尖峰的数据信号，确定针对所选择的数据信号的衰减量，生成关于选择结果以及所确定 的衰减量有关的信息，并且输出所述信息作为所述数据衰减系数。
全文摘要
在无线传输系统中的信号生成设备中，相比执行过采样的传统FFT预处理方法计算量被大大减少，并且峰值功率被减小到与传统方法中基本相同的程度。发射机100包括斜率估计单元102和斜率基准衰减信号选择单元103。斜率估计单元102生成并且输出指示了数据信号点处的数据信号波形的倾斜度的斜率估计值。斜率基准衰减信号选择单元103基于数据信号的振幅值以及斜率估计值来估计可导致过采样后的尖峰的数据信号，并且确定针对所选择的数据信号的衰减量。斜率基准衰减信号选择单元103生成关于选择结果以及所确定的衰减量的信息，并且输出该信息作为数据衰减系数。
文档编号H04J11/00GK101529767SQ20078003908
公开日2009年9月9日 申请日期2007年10月18日 优先权日2006年10月19日
发明者小柳宪治 申请人:日本电气株式会社