专利名称：用于在有线通信系统中进行解码的数据符号的解映射方法
技术领域：
本发明涉及用于在有线通信系统中进行解码的数据符号的解映射方法。
背景技术：
出版物 "Simplified soft-output demapper for binary interleaved COFDM with application to HIPERLN/2" by Tosato, F， Bisagila， P， Communications, 2002. ICC 2002. IEEE International Conference on Volume 2, Issue, 2002, Page(s): 664 - 668 vol.2公开了 一种对数据符号进行 解码的解码系统，所述数据符号借助于误差校正编码方案如Turbo乘积 码(TPC)被编码。该解码系统包括解映射方案，所述解映射方案要求对 传送的数据位进行软判决，以便在进行解码之前将数据符号解映射为相应 的数据位。软判决解映射一般已知具有良好的性能，并且利用软符号解调 解映射器亦即软解映射器，其生成用于确定数据位与接收到的数据符号相 匹配的软判决值。软判决值提供了传送的位如何可能与"1"或"0"相对 应的量度。软判决值基于为每个接收到的符号计算的数据位的对数似然比 (IXR)。
由于信道损伤如衰落和延迟扩展，信道状态信息(CSI) —般需要计 算LLR。即使使用信道均衡，CSI对于上述软解映射器也是有必要的， 以便制定软判决度量，这已知在理论上是最优的。
一般而言，第k个接收到的符号可以表达为
其中，hk是相关的信道响应，Xk是传送的数据符号，而Ilk则是具有方差
(72的相应加性白高斯噪声(AWGN)。
在接收器处我们假定i^ (ZF)均衡。第k个均衡接收符号被写为<formula>formula see original document page 4</formula>其中，噪声项Wk的方差为:
<formula>formula see original document page 4</formula>
当用误差校正将符号解码成数据位时，软判决解码需要软信息。软信 息从LLR导出。用于bi，k (其为第k个符号的第i位)的LLR可以表达 为
<formula>formula see original document page 4</formula>其中，S,)和S,)是符号集，其中第i位分别为"1"和"0"。
度量(3)是位bi，k如何可能是"1"或"0"的量度。从(3)中明显 的是，度量Mbi，k)越负，传送的位bi,k越可能是"1"。相反，X(bi，k)越正， 传送的位bi,k越可能是"0"。
应当注意的是，由于噪声方差(12对于所有接收到的符号是共同的， 所以它可以从度量计算中省略而不影响解码性能。因此，札变量变成
<formula>formula see original document page 4</formula>
已示出的是，如果信道响应hk完全已知，则通过度量(3)或其等价 度量(4)生成的软判决将会得出用于浮点实施的最佳性能。
从(4)中另一重要的一点要注意的是，项lhkl2等效于定标因数。如 果对于不同的k而言lhkf变化很大，则软判决的范围也会很大。
然而，存在许多实例，其中，在接收传送的数据符号的接收器处， CSI亦即hk不容易得到。因此，在这样的情形下，依赖于解码目的的软 解映射器是不切实际的。还存在下述情形在接收器处得到的CSI不准 确。在这样的情形下，因为提供的CSI不再准确，所以使用传统的软解 映射器实际上可能使性能降级。进而，由于信道延迟长于正交频分复用(OFDM)系统的循环前缀的长度这一事实，当系统具有残余的符号间干 扰(ISI)时，每个副载波中的噪声方差会一个接一个地变化。这特别是 下述情况通过很可能遭遇由延迟波引起的干扰的有线通信M来传送编 码的数据符号，这与相对没有由延迟波引起的千扰的无线通信信道形成对 照。
一般而言，有线通信系统看到比无线通信系统中所期望的更高水平的 延迟波，因此可能遭it^伸越过保护时间间隔的高水平延迟波，从而造成 严重的符号间干扰(ISI)。换言之，当使用上述度量(3)或(4)用于有 线通信系统时，延迟波对于上述方程(2 &k=xk + wk中使用的方差(cj2 / |hk|2) 给予显著影响。使用传统度量(3)或(4)会期望通过信道增益hk得到 的噪声方差ct2。然而，在严重ISI的情形下，噪声方差c^应当包括ISI。 将来自ISI的这种噪声方差表达为ag2，包括ISI的噪声方差M达为cr'2 =
O2 + CJg2。由于(Tg2并不完全取决于hk,所以C7'2 = C72 + CJg2 = CJ2 / |hk|2 + (Jg2 / |hk|2
的假设会包括第二项"ag2/|hk|2"处的不公平估计。因此，上述度量(3) 不能正确地反映情况。在这个意义上，如上述方程(2)所表达的個_设不 再有效，并J^目关的度量(3)或(4)会给出不准确的结果。
发明内容
为了避开上述问题并且使有线通信系统中的无误差数据传送成为可 能，已实现了本发明以提供一种对通过有线通信路径接收到的数据符号进 行解映射的改进方法。
根据本发明的方法包括以下步骤
接收一系列的信息位的数据符号，所述数据符号映射在I-Q平面内， 通过有线通信路径传送，并且被均衡^(匕；
使用以下度量为所述数据符号中的每一个计算似然度(Xs):
其中，；w(bi，k)表示第k个符号的第i位的似然度， yk表示I-Q平面内的第k个接收到的符号的点， a表示I-Q平面内的理想符号点，以及Si("和S"分别表示第i位为"1"和"0"的符号集。
该方法依赖于如此获得的似然JL作为软判决值，以便确定用于接收到 的数据符号中的每一个的数据位，以提供一系列解映射的数据位。作为结 果的解映射的数据位然后被解码以再现信息位。
特别地对于通过有线通信#进行的传送，不期望具有一致的信道响 应或CSI，因为信道响应取决于频率，对于借助于正交调幅(QAM)、正 交相移键控(QPSK)或二元相移键控(BPSK)的数据传送而言，频率 延伸宽广的范围。
事实上，依赖于这样的调制方案的数据传送可能遭遇由通过有线通信 路径传送的信号的可能的延迟波引起的符号间干扰(ISI )。考虑到这一点， 本发明的方法在计算似然度(Xs)时忽略了 CSI的影响以给出好的解码性 能。特别地，本发明的度量(5)是基于以下假设建立的可以使方程(2) 中的噪声项(Wk)的方差成为(ct2),它不受信道响应(hk)的影响，并 且不是频率相关的。这样就可以消除延迟波以使解映射可靠和准确。
在优选实施例中，使用范围在2MHz和30MHz之间的频率的副栽波， 借助于正交频分复用(OFDM)来调制映射的数据符号。
同样通过取消CSI的影响，亦即从传统度量(4)去除定标因数lhk卩， 加上可以使方程(2)中的噪声项(Wk)的方差成为(ct2)的假设，可以 依赖于具有有限范围的定点实施而不是浮点实施，用于以改进的分辨率计 算似然度Us)。优选地，用于定点实施的位宽度在-0.1至0.1之间。
图l是实施本发明的方法的系统的框图2是用于图示本发明的解映射方案的I-Q平面内的16位点QAM 的信号星座的曲线图3是图示用于模拟本发明的方法以便与现有技术的解码方法相比 较的模拟系统的框图4是图示信道响应的一个例子的曲线图5是图示使用图4的信道响应的模拟结果的曲线图6是图示信道响应的另一个例子的曲线图；以及
6图7是图示使用图6的信道响应的模拟结果的曲线图。
具体实施例方式
图1图示了用于实施本发明的方法的系统的框图。该系统是为具有误 差校正能力的有线数据传送而设计的，并且包括经由有线通信信道10耦 合的传送器100和接收器200。
传送器100包括编码器110 (例如用于编码一系列输入信息数据位的 turbo乘积码(TPC)编码器)、位元交错器120、 256正交调幅(QAM) 映射器130、正交频分复用(OFDM)调制器140、上采样器150、有限 脉冲响应(FIR)滤波器160、数字IQ调制器170以及数字模拟转换器 (DAC ) 180。交错器120以添加位的方式改变从TPC 110 ii^的编码数 据位的顺序。交错的位然后由QAM映射器130转换成亦即映射成布置在 I-Q平面内的方格网中的星座理想点。然后，OFDM调制器140进行逆快 速傅立叶变换以获得将要在副载波上运送的符号的调制信号，其然后在上 采样器150处^Ji采样以将采样频率调整到DAC转换器180的频率。在 FIR滤波器160处去除图像频率之后，信号被馈送到IQ调制器170,在 IQ调制器170处它被转换成频率信号，继之以被DAC 150转换成模拟信 号以给出OFDM信号，该OFDM信号使用具有副栽波在其内延伸的 2MHz至30MHz的频带宽度的载波。作为结果的OFDM信号通过有线通 信路径10被传iH^接收器200。
接收器200包括用于将接收到的模拟数据转换成数字数据的模拟数 字转换器(DAC) 280、数字IQ解调器270、 FIR滤波器260、下采样器 250、正交频分复用(OFDM)解调器240、软256-QAM解映射器230、 位元解交错器220以及turbo乘积码(TPC )解码器210。 IQ解调器270 进行频率转换以获得复信号，该复信号然后通过FIR滤波器270被滤波 到下釆样器250，在下釆样器250处它被转换回到原始频率信号.OFDM 解调器240将下采样的信号转换成频域中的相应符号(yk)，并且进行迫 零(ZF)均衡以获得将要表示在通过解映射器230限定的I-Q平面内的 作为结果的映射符号。第k个均衡的符号被写为
其中，噪声项Wk的方差为CT2。而且，OFDM解调器230配置成去除运送空数据的频率，以^fs^tl-Q 平面内分配有效符号(yk)。在这方面，从信号中包括的头部在接收器处 检测信道响应(hk)，所述信号是从传送器100传送的。
解映射器230包括256-QAM,用于进行正交调幅(QAM)以给出布 置在I-Q平面内的方格网中的256个星座理想点，每个理想点对应于每个 候选符号的数据位，并且该解映射器230配置成4吏用以下度量为接收到的 数据符号(yk)中的每一个计算似然度(入s):
<formula>formula see original document page 8</formula>
其中，Xs(bi,k)表示第k个符号的第i位的似然度，
yk表示I-Q平面内的第k个接收到的并且均衡化的符号的点，
a表示I-Q平面内的理想符号点，以及
Si("和S"分别表示第i位为"1"和"0"的符号集。
通过使用如此计算的似然度(Xs)作为软判决值，解映射器230确定用 于每个接收到的符号的数据位，以给出一系列解映射的数据位。详细地， 用于每个接收到的符号(yk)的软判决值(入s)指定布置在通过QAM限定 的I-Q平面内的数据位集(星座点a)中的最近一个，如图2中示意性地 示出的那样，其中为了简单起见仅图示了 16位点QAM星座。如此指定 的数据位(例如图2的示意性实例中的"1110")被确定以指示接收到的 符号(yk)。用这种方式，接收到的数据符号被解映射成一系列的相应数 据位。
解映射器230的输出然后通过位元解交错器220被馈送到TPC解码 器210，在TPC解码器210处，从交错位导出的数据位被解码以提M 入的信息数据位。在这方面要注意的是，解映射器230以-0.1至0.1的 有限范围借助于定点运算基于软判决值(Xs)来确定用于接收到的数据符 号的数据位。范围配置成例如具有用于定点计算的5位分辨率。定点计算 足以基于软判决值Us)进行对数据位的准确确定。
在这方面，解映射器230配置成在(-b)至(+b)的范围内以高 达预定小数位的准确度估计似然度亦即软判决值Us ),其中b是I-Q平 面内的理想点中的相邻理想点之间的最小距离。本实施例使用0.1的距离，使得满足-0.1 <入5<+0.1，并且范围被有限的位宽度量化成离散等级。借
助于如此量化的范围，解映射器可以使用定点计算，以4更基于软判决值
Us)准确确定数据位。
为了展示本发明的方法相对于传统软解映射器的优越性能，借助于如
图3的框图所示的系统配置进行计算M拟。
在TPC编码器处编码信息数据位。TPC编码的位然后被调制到256-QAM上，并且通过ISI信道借助于OFDM进行传送。循环前缀持续时间 为0.5 ns。模拟中使用的信道的响应(h)具有如图4所示的符号间干扰 (ISI )。在逆OFDM和迫零(ZF)均衡之后，第k个接收到的符号被写 为
其中，噪声项Wk的方差为a2。
基于接收到的符号(yk)，与传统方法的度量(4)相比，依赖于本发 明的度量(5)分别通过定点和浮点计算在软256-QAM解映射器处进行 解映射。在进行解交错和解码之后，将作为结果的数据位与原始信息数据 位相比较以计算位误差率(BER)。
定点结果
表l示出了使用本发明的度量(5)以及传统度量(3)和(4)的用 于系统的定点实施的位误差率(BER)。 TPC解码器使用了 32个测试模 式和6次迭代。在解映射器中包括5位量化器，其等效于32个量化等级。 对量化器的输入亦即如从度量(5)获得的软判决值(Xs)还有如从度量
(3) 和(4)获得的LLR (入)被P艮制到画0.K < 0.1和-0.1<入< 0,1的 范围。
结^明使用本发明的度量(5)的解码系统优于使用传统度量(4) 的解码系统。结果与据说同样在有线通信系统中给出优越性能的传统度量
(4) 形成鲜明对比。应当注意的是，在定点实施中，动态范围和位宽度 是有限的。因为信道增益lhkl2中的一些比较小，所以传统度量(4)的真 值由于有限的分辨率而没有在定点实施中反映。因此，与使用本发明的度 量(5)的系统的性能相比，使用传统度量(4)的系统的性能较差。表l
用于ZF均衡的具有理想CSI的定点SNR5758
使用本发明的度量(5) 的BER6.1889E-69.863E-7
使用传统度量(4)的BER0.0498460.035128
浮点结果
图5示出了使用度量(5)和(3)的系统的浮点实施的BER结果。 TPC解码器使用了 64个测试模式和6次迭代。
在前述部分中已表明，基于定点实施的性能比较与传统度量(4)会 给出准确结果的假定相反。考虑到良好的性能可能是由于定点实施的有限 分辨率，所以也对浮点实施进行了模拟。如从图5清楚看到的那样，发现 使用度量(5)的BER小于使用传统度量(4)的BER，并且特别地，随 着SNR增加，使用度量(5)的系统给出了比使用度量(4)的系统好得 多的性能。
如图4所示，信道的脉冲响应^4伸超过了 OFDM系统的循环前缀 (CP)长度。第二个峰值(位于大约1.5E-6秒处的回波)M成传送的 OFDM符号之间的符号间干扰(ISI)。这也会显示为对频域中的接收到 的256-QAM符号的干扰。
考虑具有时域脉冲响应h=[h(0)，h(l)，........， h(L+M-l)]的传送信道。
如果CP长度为L,则超量信il)El迟为长度M。用于OFDM传送的相应 接收到的时域信号向量可以被写为
r = W^Hx + Gs+n (6)
其中，W是(N x N) FFT矩阵，H是(N x N)对角频域信道矩阵，x = [x(O)， x(1),…x(N-1)]T是(Nx1)传送符号向量，并且n是噪声向量。而且，GS是 由信道的超量延迟和来自以前OFDM符号的信号引起的ISI项。假定超
10量信ii^迟(其为超过cp长度的信ii^迟)为长度m，则超量信it^迟
矩阵为G^G0^(諸/， 0。"是尺寸为(axb)的零矩阵，并且(MxM)上三角 矩阵为
陽/ CL + M-1) … …A(丄)_
G 二
0 0
画 0 0 0 / (丄+ M-1)」
而且干扰采样向量为"F(o)，印),…,^W-D]r ，其来自以前传送的时域符号。 在采取FFT并执行ZF均衡之后，均衡化的OFDM符号的频域中的ISI
向量g-[g(0)，g(i)，…，g(w-l)]'可以拔写为g-zw"&，其中对角zf均衡矩降
被定义为
0… 0 _
z(i) -. ; '..' . o
… 0
第k个副载波的ISI的方差被定义为
其中Wk是FFT矩阵W的第k列。 ZF均衡之前的ISI项被定义为
非常明显的是一般而言对于m ^n有^—^^W。因此，与不同副 载波相关联的ISI功率是不同的。由于确切的ISI方差在有线通信系统中 先验未知，所以传统度量(4)的使用可能实际上恶化了 TPC解码器的性 能。为了证明这一点，对增加的信道进行浮点模拟。在图6中示出了增加 的信道脉冲响应。如在图6中看到的那样，增加的信道恰好与具有图4
Z = H 1 =
0 0所示的响应的以前信道相同，除了第二个峰值被去除并从而去除了超过
CP持续时间的ISI之外。因此，不会存在对接收到的数据符号的任何多 余干扰。在图7中示出了 BER结果，对使用传统度量(4)的系统与使用 本发明的度量(5)的系统进行了比较。尽管BER结果表明使用传统度量 (4)的系统现在优于使用本发明的度量(5)的系统，但是结果显示只有 当不存在未知损伤或干扰源时，传统度量(4)才执行得好于本发明的度 量(5 )。从上^K拟可以确认的是，如果没有信道状态信息(CSI)可用， 则使用本发明的度量(5 )的软解映射优于使用传统度量(4)的软解映射， 如在有线通信系统中看到的那样，其与无线通信系统形成对照，更有可能 遭遇由延迟波引起的干扰。进一步，如从与传统度量(4)的比较中清楚 看到的那样，由于本发明的度量(5)不需^fT道增益lhk卩自身作为用于 确定符号的定标因数，并且也不考虑接收到的符号(yk)中的(hk),所以本发 明可以消除源自》^迟的噪声的不适当放大并且可以给出可靠的结果。
权利要求
1.一种用于在有线通信系统中进行解码的数据符号的解映射方法，所述方法包括以下步骤接收一系列的信息位的数据符号，所述数据符号映射在I-Q平面内，通过有线通信路径传送，并且被均衡化；使用以下度量为所述数据符号中的每一个计算似然度<maths id="math0001" num="0001" ><math><![CDATA[ <mrow><mi>λs</mi><mrow> <mo>(</mo> <msub><mi>b</mi><mrow> <mi>i</mi> <mo>,</mo> <mi>k</mi></mrow> </msub> <mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><mo>{</mo><munder> <mi>min</mi> <mrow><mi>α</mi><mo>∈</mo><msup> <msub><mi>S</mi><mi>i</mi> </msub> <mrow><mo>(</mo><mn>1</mn><mo>)</mo> </mrow></msup> </mrow></munder><msup> <mrow><mo>|</mo><msub> <mi>y</mi> <mi>k</mi></msub><mo>-</mo><mi>α</mi><mo>|</mo> </mrow> <mn>2</mn></msup><mo>-</mo><munder> <mi>min</mi> <mrow><mi>α</mi><mo>∈</mo><msup> <msub><mi>S</mi><mi>i</mi> </msub> <mrow><mo>(</mo><mn>0</mn><mo>)</mo> </mrow></msup> </mrow></munder><msup> <mrow><mo>|</mo><msub> <mi>y</mi> <mi>k</mi></msub><mo>-</mo><mi>α</mi><mo>|</mo> </mrow> <mn>2</mn></msup><mo>}</mo> </mrow>]]></math></maths>其中，λs(bi，k)表示第k个符号的第i位的似然度，yk表示I-Q平面内的第k个接收到的均衡化的符号的点，α表示I-Q平面内的理想符号点，并且Si(1)和Si(0)分别表示第i位为“1”和“0”的符号集；以及使用如此获得的似然度作为软判决值，以便确定用于接收到的数据符号中的每一个的数据位，以提供随后要被解码的一系列解映射的数据位。
2. 如权利要求l所述的方法，其中，使用具有2MHz至30MHz的 频率带宽的栽波，借助于正交频分复用(OFDM)来调制映射的所述数据 符号。
3. 如权利要求1所述的方法，其中，以-0.1和0.1的有限范围分配 所述似然度。
全文摘要
一种用于对通过有线通信路径接收到的数据符号进行解码的软解映射器。该软解映射器接收一系列的信息位的数据符号，所述数据符号映射在I-Q平面内，通过有线通信路径传送，并且被均衡化。该解映射器使用以下度量为接收到的数据符号中的每一个计算似然度。如此获得的似然度用作软判决值，以确定用于接收到的数据符号中的每一个的数据位，以便随后进行解码。
文档编号H04L27/38GK101682608SQ20078005235
公开日2010年3月24日 申请日期2007年3月29日 优先权日2007年3月29日
发明者梁应敞, 梁永城, 水田友昭, 田边充, 许昌龙 申请人:松下电工株式会社;新加坡科技研究局