静电扬声器系统的制作方法

专利名称：静电扬声器系统的制作方法
技术领域：
本领域涉及静电扬声器系统，更具体地涉及这样一种静电扬声器系统，其包括脉 冲调制器、放大脉冲调制信号的高压开关输出级、对放大的脉冲调制高压信号进行解调的 提取滤波器、使放大的脉冲调制高压信号的高频衰减的滤波器和耦合至该滤波器输出端的 静电扬声器元件。

发明内容
根据存在于现有技术配置中的上述缺点，本发明的目的是提供一种改进的静电扬 声器系统，其能够驱动静电扬声器元件的电容性负载，直接在声音再现中显示较高的质量 水平。根据本发明，所述静电扬声器系统包括-高压开关功率放大器；-提取滤波器，具有耦合至高压开关放大器的输出的输入；以及-静电扬声器元件，具有电容性负载和耦合至提取滤波器的输出的输入，提取滤波 器和电容性负载的结合形成至少具有第一滤波器级和第二滤波器级的滤波器电路，第一滤波器级包括具有谐振频率ω 0和品质因数Q > 1/2的RLC电路，第二滤波 器级是低通滤波器，所述低通滤波器在提取滤波器的输出端处具有用于抑制RLC电路的谐 振频率ω0处的信号分量的至少一个电子元件。本发明提出了一种驱动静电扬声器元件的电容性负载的系统，其直接允许宽的工 作带宽和平坦的频率响应、稳定性、可靠性、灵活性和非常强大有效的概念，其中放大的模 拟交流高压信号可被精确地处理以获得高保真性。而且，本发明允许非常强大有效概念的 方案可导致低能量电源、较少的冷却装置、较小的封装装置和低温变化，从而导致低参数位 移和驻留元件的长生命周期。本发明的目的是根据将在下面描述的所给出的方法、电路、等式和部件获得的设 计良好的提取滤波器，假设出现在提取滤波器输入端处的脉冲调制开关信号至少比提取滤 波器的工作带宽高一个量级，那么提取滤波器可作为无源积分器。然后，在提取滤波器的工 作带宽内限定的模拟交流输出信号等于脉冲调制开关输入信号的平均值，放大的模拟交流 输出信号是模拟源信号的成比例复制。静电扬声器元件的、连接至提取滤波器输出端的电 容器负载形成提取滤波器结构的一部分，以获得这样一种方案，即允许在频域和信号域内 具有宽的工作带宽和平坦的频率响应、具有使开关频率及其谐波充分衰减的窄滤波器滚降 (roll-off)、良好的脉冲响应、稳定，其中模拟信号被非常精确地重构。而且，本发明提供了结合提取滤波器而在电子上分割静电扬声器元件的方案，因 而提供了 一种允许静电扬声器元件在声学上适用的技术。本发明的其它实施方式由从属权利要求表示。基于在本发明中给出的讨论，与静电扬声器元件的电容性负载连接的高压开关功 率放大器的开环特性可以是非常良好的，以在声音再现中获得高的质量水平。优选实施方式的这种新颖方案通过提供高分辨率电压水平并且因此呈现非常低的总谐波失真(THD) 特性的高度减轻且非常稳定的高压电源而实现，其根据所采用的作为负载的高阻抗器件、 所实现的高效率开关拓扑和电容性负载所固有的高无功功率分量而获得，无功能量可结合 提取滤波器和高压直流电源而再生。此外，高压开关输出级的非常快的开关可通过驱动高 阻抗器件实现为具有最小的死区时间，高阻抗器件包括具有电容性负载的提取滤波器。而 且，设计良好的提取滤波器可导致优选的高压开关功率放大器的非常好的开环特性。因而， 本发明提供对静电扬声器元件的电容性负载进行驱动的前端高压开关功率放大器，而不使 用任何反馈装置。通常，采用本发明的设计者有选择各种操作拓扑的灵活性，这些操作拓扑将在下 文提供以匹配静电扬声器设置的期望参数。其次，要注意的是，本发明范围内的高压开关功 率放大器能够结合各种功率水平工作在各种高压水平，工作在各种性能水平，具有结合各 种模拟和数字输入格式的各种脉冲调制技术，具有各种输出级开关拓扑，并且具有各种提 取滤波器结构。


下面参照用于说明本发明但不限制其范围的附图，通过多个示例性实施方式更详 细地讨论本发明，本发明的范围由所附权利要求及其等同实施方式限定，其中图1图示了根据本发明的静电扬声器系统的概念上的框图；图2a图示了电压反馈信号的电路图；图2b图示了电流反馈信号的电路图；图3a图示了梯度开关电源拓扑的电路结构；图3b图示了更加复杂的梯度开关电源拓扑的电路结构；图4图示了简单的无源单端低通一阶滤波器；图5图示了无源差分低通一阶滤波器；图6图示了单端低通二阶滤波器；图7图示了差分低通二阶滤波器；图8图示了单端低通三阶滤波器；图9图示了差分低通三阶滤波器图10图示了另一种形式的单端低通三阶滤波器；图11图示了另一种形式的差分低通三阶滤波器；图12图示了单端低通四阶滤波器；图13图示了差分低通四阶滤波器；图14图示了优选的单端提取滤波器实施方式；图15图示了优选的差分提取滤波器实施方式；图16图示了补充有并联谐振滤波器的优选的单端提取滤波器；图17图示了补充有两个并联谐振滤波器的优选的差分提取滤波器；图18图示了补充有另外的一个或多个低通滤波器的优选的单端提取滤波器，其 中另外的一个或多个低通滤波器并联至主要的第二滤波器级；图19图示了补充有另外的一个或多个低通滤波器的优选的差分提取滤波器，其
6中另外的一个或多个低通滤波器并联至主要的第二滤波器级；以及图20图示了单端带通滤波器的更实际的电路结构，该滤波器包括高通一阶滤波 器和低通三阶滤波器。
具体实施例方式图1示出了静电扬声器系统的基本概念性块结构，静电扬声器系统包括脉冲调制 器(块1)、控制单元(块2)、传输线路(块3)、高压开关输出级(块4)、高压直流电源(块 5)、提取滤波器(块6)和电容性负载(块7)。本发明提出了一个实施方式，其可接收一个或多个模拟音频信号和数字音频信号 作为输入，一个或多个模拟音频信号和数字音频信号例如从预放大器或音频再生设置(例 如，CD播放器)发出并且连接至脉冲调制器(图1中的块1)。数字音频信号可以具有任何 适当的数字音频格式，例如SPDIF、AAC、DTS、Quicktime, WMA, MP3。例如，将模拟音频格式的输入信号和参考三角波信号提供给脉冲调制器、更具体 地为脉宽调制器(PWM)，参考三角波信号的频率至少比模拟音频格式的输入信号的工作带 宽要高一个量级。然后，脉宽调制器通过以模拟的方式比较模拟输入信号与参考三角波信 号，将模拟音频格式的输入信号转化为脉宽调制信号，该脉宽调制信号具有基本等于三角 波信号频率的频率，脉冲调制信号的平均值等于模拟音频格式的输入信号。脉冲调制技术不限于在上面实施例中描述的直线脉宽调制，并且包括对音频应用 而言优化的其它脉冲调制装置，例如采用多比特脉冲调制拓扑的模拟或数字脉冲调制器， 将在下面进行更详细描述。脉冲调制拓扑图1的块1可被构造用于补偿与反馈信号对应的 特性，反馈信号反馈例如开关输出级的条件以消除由时序误差引起的失真。静电扬声器元件的电容性负载还可基于电压反馈和电流反馈，将反馈提供至脉冲 调制拓扑。如图2a所示，输入端Uin可接收参考地的交流高压模拟信号，并且连接至静电扬 声器元件的电容性负载Cese，电容性负载Cese串联至参考地的电容器Cfb，参考地的电容 器Cfb提供参考地的电压反馈信号Ufba，电容性负载Cese相对于具有较高电容值的电容器 Cfb形成电容性分压器以设置适当的反馈比。如图2b所示，输入端Uin可接收参考地的交 流高压模拟信号，并且连接至静电扬声器元件的电容性负载Cese，电容性负载Cese串联至 参考地的电阻器Rfb，参考地的电阻器Rfb提供参考地的电流反馈信号Ufbb，反馈信号Ufbb 是流过电容性负载Cese的电流的等效比值。注意，采用本发明的设计者具有选择各种脉冲调制拓扑的灵活性，例如，Σ "Δ调 制、自振荡D类调制或数字调制器(例如，Texas Instalments的Equibit和Zetex的Z 类)。此外，各种脉冲调制拓扑可与在模拟域和数字域中实现的前馈装置和反馈装置组合。由于开关电源拓扑中所构成的元件的实际局限，根据本发明的静电扬声器系统可 选地包括实现例如时序延迟控制和限幅器功能的控制单元块2。通常，时序延迟控制对由调 制器生成的脉冲调制信号的时序进行调整，称为死区时间的调整时间避免在开关输出级的 转变过程中的交叉导通。此外，脉冲调制信号的脉宽可通过限幅器功能限制在可接受的最 小脉宽内，以获得开关输出级的保存操作。控制单元块2不限于上面描述的前馈控制方法的实施例，可包括其它控制方式，例如反馈方式，其消除误差从而实现静电扬声器系统的更有效可靠的操作。通常，开关电源拓扑呈现了具有一个或多个开关元件的电路结构，这些开关元件 可以相对于彼此以及相对于包括参考地的其它封装元件是浮动的。然后，利用如图1的块 3所示、用于每个开关元件的一个或多个电去耦传输线路，驱动所构造的保持浮动特性的开 关元件。例如，电去耦传输线路可包括发送器，发送器由发光二极管和封装的驱动电路构成 并且用1比特数字信号作为输入，发送器可通过光缆连接至适当的接收器，例如封装在驱 动电路中的光电晶体管。然后，接收器能够在与1比特数字输入信号对应的导通或阻碍情 况下驱动开关元件。所使用的电去耦传输技术不限于上面描述的数据传输线路的实施例，可包括其它 电隔离装置，例如集成光隔离器或变压器，其可与高压操作结合而被优化用于高速。注意， 电去耦驱动器配置的精确性对末端系统性能来说是非常重要的。希望采用梯度开关拓扑作为开关电源输出级块4，以提供能够生成高压开关输出 信号的稳定可靠的方法。高压开关输出信号可具有从几百到几千伏特量级的输出电压并且 具有高效率，这是原理所固有的。通常，梯度开关电源拓扑具有本领域技术人员熟知的方 法，多个级联开关输出单元产生开关输出电压，其可以是由多个开关输出单元生成的电压 的总和，每个开关输出单元自身可具有预定的开关输出电压。通过确定开关输出单元的输 出电压以及选择级联的开关输出单元的数量，可容易地获得梯度开关输出级的最大期望开 关输出电压。用梯度开关电源拓扑实现的开关电源输出级将封装两个或更多的开关输出单元， 一个输出单元包括多个开关元件，开关元件可以是任何类型的半导体元件，例如金属氧化 物半导体场效应晶体管(MOSFET)、或者与箝位二极管结合使用的双极结晶体管(BJT)。此 外，每个开关输出单元包括例如可由一个适当的电容器或多个并联的电容器构成的直流电 源。注意，梯度开关电源拓扑可由各种电路结构实现，电路结构的两个示例性构造电 路在图3a和图3b中示出。如图3a所示，梯度开关电源拓扑的电路结构提供的开关输出电 压等于开关输出单元的、相对于地的总电压。此外，级联开关输出单元的第二和其后的直流 电源由接地的第一开关输出单元的主要和初始直流电源充电。当需要相对于地、不具有直 流电压分量的开关输出信号时，可通过例如直流阻隔电容器或直流偏压实现去耦。参考图 3b，较复杂的梯度开关电源拓扑的电路结构被示出为提供相对于地、不具有直流电压偏移 分量的开关输出信号。此外，每个开关输出单元可通过适用的直流电源电压实现为具有特 征开关输出电压。当梯度开关配置通过与集成方法相反的模块形式构成时，每个实现的模块可提供 如上所述的开关输出单元，该开关输出单元补充有例如连接器装置、封装装置和冷却装置， 从而通过选择多个以层叠形式级联的开关输出模块，在选择例如期望的开关输出电压或电 压输出步骤中的分辨率时产生增加的系统功能。此外，相对于高压开关放大器的生产，通过 模块设计而增加的系统功能可具有最优的性价比。注意，可实现梯度开关配置的每个开关输出单元、单独且相关的多比特脉冲调制 控制方案，以提供不同水平的开关输出电压和电流的组合，其中独立于彼此的每个开关输 出单元可在不同的时间、以不同的频率开关，只要至少一个开关输出单元的开关频率至少比模拟工作信号带宽高一个量级。如上所述采用多比特脉冲调制控制方案的梯度开关配置 例如可用于优化滤波性能，以提高从多个比特脉冲调制的高压开关信号中提取高压模拟信 号的能力。根据图3a和图3b所示的示例性电路结构的梯度开关电源拓扑图示了半桥拓扑。然而，在所给出的本发明的其它实施方式中，也可采用全桥或H桥拓扑，两个梯度 开关配置设置在彼此相对的位置上，这将在下面进行更详细的描述。在本发明的优选实施方式中使用的梯度开关电源拓扑不限于如上面所描述的两 个梯度开关配置的示例性电路结构，并且包括其它开关拓扑装置，例如已知的最基本的半 桥和全桥开关拓扑，其被优化用于形状齐整的方波输出信号和高压操作。考虑到高压功率放大器的电容性负载，所处理的视在功率可包括主要的无功功率 部分和有功功率部分，将在下面对其进行更详细的描述。其次，由图1中块5表示的设计合 理的直流高压电源的目的是处理视在功率，以驱动静电扬声器元件的电容性负载，在变化 的负载条件下保持精确、稳定的直流电压，电源的直流高压将消除开关输出级的方波输出 信号的互调制，因此使相关的模拟输出信号为期望的最小值，从而甚至在根据所采用的作 为负载的高阻抗设置的开环设置中产生非常好的总谐波失真(THD)特性，产生所构成的高 效开关拓扑，以及产生电容性负载所固有的高无功功率分量。从交流供电干线获得能量的直流电源可通过已知的设计拓扑实现，例如通过桥式 整流器和一个稳定电容器或多个并联的稳定电容器或开关电源(SMPS)实现。在直流电源的情况下，其中直流电压可在0与最大电压之间调整，获得主音量模 拟输出信号控制。因此，模拟或数字音频格式的输入信号在高压开关功率放大器的电路上 保持最大信号分辨率。因此，相对于高压开关功率放大器输入处的模拟或数字音频格式的 信号的常规主音量控制，改进了小信号放大，减小了噪声，获得了效率的进一步增加。本发明的目的是由图1的块6表示的设计合理的提取滤波器。下面描述提取滤波 器拓扑的一些实施例和如何为各个提取滤波器拓扑获得最优分量值的方法。所给出的方 法、电路、等式和部件使本领域技术人员能够获得实现如下所述的两个基本滤波要求的提 取滤波器，其在频域和信号域提供了宽的工作带宽和平坦的频率响应、具有开关频率及其 谐波的充分衰减的窄滤波器滚降、良好的冲激响应、稳定的滤波器，模拟信号被非常精确地 重构。要注意的是，在图1中由块7表示且连接至提取滤波器输出端的静电扬声器元件的 特征电容性负载形成提取滤波器结构的一部分，以获得上述目的并且给出提取滤波器计算 的开始点。因此，在下面的描述中同时讨论块6和块7。根据第一个要求，如果所生成的、出现在提取滤波器输入端的高压开关输出信号 的频率(通常在250kHz到1. 5MHz之间)至少比提取滤波器的工作带宽高一个量级(通常 为5到10之间的比例因子)，那么提取滤波器被迫作为无源积分器。然后，限定在提取滤波 器的工作带宽内的模拟输出信号等于脉冲调制开关输入信号的平均值，其中放大的模拟输 出信号是模拟源信号的按比例复制。根据第二个要求，提取滤波器被迫使由高压开关输出级产生的电磁干扰(EMI)最 小。通常，高压输出级提供高压和高频方波信号，该高频方波信号具有快速移动的瞬变边 缘，该边缘包含开关频率和整数倍基频的频率的频谱能量。因此，需要提取滤波器，高压开 关信号的开关频率及其谐波被充分衰减，以使辐射和传导的EMI最小并且确保服从适用规
9则。例如，可结合提取滤波器采用展布频谱调制以获得适当的EMI性能。通常，展布频 谱调制是通过使脉冲调制信号的基频抖动或随机化获得的，而不是通过固定脉冲调制信号 频率获得的。因此，通过采用展布频谱调制，在提取滤波器的频率输出频谱中出现的能量的 总量保持不变，但是总频谱能量被有效地分布到较宽的带宽上，因而不会集中在固定开关 频率及其谐波上。通常，其目的是使本发明的优选提取滤波器实施方式中消耗的电能最小。此外，优 选的提取滤波器实施方式取决于各种设计问题以匹配期望的参数，例如取决于在本发明范 围内的正被处理的静电扬声器元件的设计和结构或者脉冲调制信号的格式。根据静电扬声器元件的基础结构，其中静电扬声器元件包括两个导电带孔定子， 还包括置于两个定子之间且在相对于定子的两侧具有小空气隙的导电薄膜，可在采用半桥 式开关拓扑的单端提取滤波器结构中、以及在采用全桥式开关拓扑的差分提取滤波器结构 中实现静电扬声器元件的所驻留的电容性负载。要强调的是，所采用的差分提取滤波器被 实现为相对于静电扬声器元件的电容性负载是对称的，以在可逆操作差分提取滤波器时保 持平衡。在实现单端结构的情况中，结合单端提取滤波器使用半桥式开关拓扑，其中单端 滤波器的输出连接至静电扬声器元件的导电膜。此外，相对于导电膜，给静电扬声器元件的 两个定子提供相互补偿的恒定电荷(正电荷和负电荷)。其次，在单端机构中实现的、静电 扬声器元件的电容性负载存在于导电膜和位于元件的膜两侧两个交流短路定子之间。在静电扬声器元件的可选实施方式中，静电扬声器元件相对于定子设置有恒定的 带电膜，其中一个定子可在单端结构中被驱动，而另一个定子连接至例如公共的直流参考 电压，电容性负载存在于元件的两个定子之间。然而，在另一个实施方式中，可采用全桥或H桥式开关拓扑，其中两个半桥拓扑设 置在彼此相对的位置上，以通过差分提取滤波器分别驱动静电扬声器元件的电容性负载。 通常，最基本的全桥式开关拓扑产生两个互补的方波信号，从而导致差分提取滤波器两端 的交流差分电压相对于采用相同电源电压的半桥式拓扑提供两倍的输出电压摆幅。在实现差分结构的情况中，结合具有“推挽式”结构的差分提取滤波器使用全桥式 开关拓扑，差分提取滤波器的输出连接至静电扬声器元件的定子。此外，相对于定子，给静 电扬声器元件的膜提供恒定电荷。其次，在差分结构中实现的静电扬声器元件的电容性负 载存在于元件的定子之间。根据如上所述的单端结构和差分结构，每个结构驱动例如相同的基础静电扬声器 元件的电容性负载，出现在单端结构中的驻留的电容性负载是驻留在差分结构中的电容性 负载的四倍。因此，在单端结构中实现的基础静电扬声器元件相对于在差分结构中实现的 相同的静电扬声器元件，需要所采用的模拟高压摆幅的1/4，以生成相同量的电荷和基本相 同的电场强度。要注意的是，由于例如单一的电源电压，半桥或全桥式拓扑包括直流电压偏移分 量，如果例如结合在静电扬声器元件中实现的共同参考电压，需要不带直流电压偏移分量 的交流高压模拟信号，那么这个直流电压偏移分量可通过例如直流阻隔电容器、正负电源 电压或直流偏压而被消除。与包括直流电压偏移分量的半桥式拓扑类似，全桥式拓扑在电容性负载的两侧具有相对于共同参考电压的直流电压偏移分量。根据静电扬声器元件的设计和结构，可通过将静电扬声器元件的膜区域分割为两 个或更多段，使膜区域在声学上适用，以例如提供声波的较宽分配，尤其在高频听觉范围内 的较宽分配。该方案允许可通过在电学上分割一个或两个定子和导电膜区域而在声学上分 割膜区域。因此，每个段包括形成将在提取滤波器实施方式中所采用的电容性分量的特征 电容，这将在下面进行更详细的描述。不用说，在静电扬声器元件中实现的分割技术可结合 上面描述的单端结构和差分结构被采用。要注意的是，静电扬声器元件自身相对于例如另一个静电扬声器元件可被认为是 一段。此外，适用于全部或部分工作带宽的分割技术不限于静电扬声器元件，可包括其它声 音映射部件，例如电镀动力圆锥扬声器元件。但是，在将静电扬声器元件分割为多个段以使 静电扬声器元件在声学上适用的情况中，例如提供信号滤波器装置或信号延迟装置，每个 分割的段自身可由高压开关功率放大器驱动，可给多个高压开关功率放大器中的每个提供 适用的模拟或数字格式的信号作为输入，该模拟或数字格式的信号通过封装在例如预放大 器拓扑中的模拟或数字处理单元分配。下面更具体地描述本发明的提取滤波器实施方式。要强调的是，参考提取滤波器 实施方式，本发明的下面描述在本文中给出仅用于说明和描述，所公开的精确形式不是排 他性的或者限制的。此外，本发明的提取滤波器实施方式不仅驻留在单独的任何滤波器结 构中，还可驻留在用于特定功能的其所有结构和其所有相互关系的具体组合中。图4图示了表示简单的无源一阶滤波器的单端低通滤波器10a。如图4所示，低通滤波器IOa的结构可接收在输入端INll处提供的、相对于地的 高压脉冲调制信号，滤波器IOa级包括电阻器Rll和电容器Cll的串联，该串联连接位于输 入端INll与地节点之间。低通滤波器IOa结构中构成的电容器Cll表示静电扬声器元件 的电容性负载。理想地，一阶低通滤波器IOa设置的滚降在截止频率之后提供每十倍20dB的衰 减。在滤波器IOa的辐射中表示的截止频率是 滤波器IOa的输出阻抗由下式定义 滤波器IOa的传递函数定义如下 图5图示了表示无源一阶滤波器的差分低通滤波器IOb的电路图。如图5所示，低通滤波器10结构可接收在输入端mi2a处提供的、相对于在输入 端mi2b处提供的补充高压脉冲调制信号的高压脉冲调制信号，滤波器iob级包括第一电阻器R12a、电容器C12和第二电阻器R12b的串联，该串联连接在第一输入端mi2a与第二 输入端mi2b之间。在低通滤波器IOb结构中构成的电容器C12表示静电扬声器元件的电 容性负载。差分滤波器IOb设置表示单端滤波器IOa设置的等效模型，其是以另一种形式实 现。为了匹配两个单端滤波器IOa设置和差分滤波器10设置的滤波器特征，电阻器Rll的 电阻除以2并且被分配给电阻器R12a和R12b。例如，如果计算出电阻器Rll的电阻值为IOkQ,那么将电阻器R12a设为5kQ，将 电阻器R12b也设为5k Ω。最后，电容器Cll的电容等于表示特定电容性负载的电容器C12 的电容。单端滤波器IOa设置和等效的差分滤波器IOb设置是无条件稳定的，并且可例如 结合其他更高阶的无源滤波器装置和分割装置被采用。然而，单端滤波器IOa和差分滤波 器IOb结构可能不会提供实现上面所述的两种规定的初级滤波要求的提取滤波器性能。图6图示了表示无源二阶RLC滤波器的单端低通滤波器20a的电路图。如图6所示，低通滤波器20a结构可接收在输入端IN21处提供的、相对于地的高 压脉冲调制信号，滤波器20a级包括电阻器R21、电感器L21和电容器C21的串联，该串联连 接在输入端IN21与地节点之间。在低通滤波器20a结构中构成的电容器C21表示静电扬 声器元件的电容性负载。理想地，低通二阶滤波器20a设置的滚降在截止频率之后提供了每十倍40dB的衰 减。滤波器20的辐射中表示的阻尼谐振频率为 滤波器20a的输出阻抗由下式定义 滤波器20a的传递函数定义如下 图7图示了表示无源二阶RLC滤波器的差分低通滤波器20b的电路图。在描述中， 术语谐振频率对应于RLC电路的无阻尼谐振或固有频率ω 0,阻尼谐振频率是根据RLC电路 的固有频率和阻尼因子得到的频率。如图7所示，低通滤波器20b结构可接收在输入端IN22a处提供的、相对于在输入 端IN22b处提供的补充高压脉冲调制信号的高压脉冲调制信号，滤波器20b级包括第一电 阻器R22a、第一电感器L22a、电容器C22、第二电感器L22b和第二电阻器R22b的串联，该串 联连接在第一输入端IN22a与第二输入端IN22b之间。在低通滤波器20b结构中构成的电 容器C22表示静电扬声器元件的电容性负载。差分滤波器20b设置表示单端滤波器20a设置的等效模型，但是以另一种方式实
现。为了匹配单端滤波器20a设置和差分滤波器20b设置的滤波特性，电阻器R21a的电阻 除以2并且被分配给电阻器R22a和R22b。此外，电感器L21的电感除以2并且被分配给 电感器L22a和L22b，最后，电容器C21的电容等于表示特定电容性负载的电容器C22的电容。在采用单端滤波器20a的情况中，与设计稳定运转的提取滤波器相关的关键因素 中的一个是谐振频率处的谐振特性。为了满足低通滤波器20a设置的最优衰减特性和特定 的最优阻尼要求，将由等式E4定义的辐射中的谐振频率设为0，从而消除在谐振频率处出 现衰减特性的峰值。特定的最优阻尼要求表示良好平衡条件，其中，滤波器20a设置刚刚稳 定，其一方面防止扰动行为，另一方防止最小衰减，以提供具有尽可能宽度工作带宽和尽可 能平坦的频率响应的低通滤波器20a设置。如果将由等式E4定义的辐射中的阻尼谐振频率设为0，那么可以根据下式以 更通用的项改写等式E4: 其中，R是电阻，L是电感，C是电容。在将等式E4定义的辐射中的阻尼谐振频率设为0的情况下，重新整理等式E7 可得到下面的表达式 如果对等式E8求解R，其中R是最优阻尼电阻值，那么R可由下式表示
因数Q
\L·
根据下式以更通用的项表示如滤波器20a设置中所示的阻尼二阶滤波器的品质 将表达式E9代入表达式ElO中，其中如上所述将阻尼谐振频率设为0，并且求解 Q，那么Q等于下面的结果0 = -^(Ell)图8图示了由第二滤波器级和第一滤波器级构成的单端提取滤波器30a的电路 图，其表示无源低通三阶滤波器。第二滤波器级包括RC滤波器，第一滤波器级包括RLC电 路。提取滤波器30a和随后获得的将在下文描述的差分滤波器30b设置的分量值设定是借 助于驻留在第二滤波器级中的所构成的阻尼分量，通过充分抑制欠阻尼的第一滤波器级发 射的谐振频率处的信号分量而实现的。如图8所示，低通滤波器30a结构可接收在输入端IN31处提供的、相对于地的高 压脉冲调制信号，滤波器30a的第二滤波器级包括第二级电阻器R31和第二级电容器C31 的串联，该串联连接在第二级输入端IN31与地节点之间，滤波器30a的第一滤波器级包括 第一级电阻器R32、第一级电感器L31和第一级电容器C32的串联，该串联连接在第二级输
13入端与地节点之间，第二级电阻器R31与第二级电容器C31之间的节点耦合至第二滤波器 级的输出节点，该输出节点耦合至第一滤波器级的第一级输入端。在低通滤波器30a中构 成的第一级电容器C32表示静电扬声器元件的电容性负载。理想地，低通三阶滤波器30a设置的滚降在截止频率之后提供每十倍60dB的衰 减。滤波器30a的输出阻抗由下式定义 滤波器30a的传递函数定义如下 图9图示了差分提取滤波器30b的电路图，其表示无源低通三阶滤波器。如图9所示，低通滤波器30b结构可接收在输入端IN32a处提供的、相对于在输入 端IN32b处提供的补充高压脉冲调制信号的高压脉冲调制信号，滤波器30b的第二滤波器 级包括第一个第二级电阻器R33a、第二级电容器C33和第二个第二级电阻器R33b的串联， 该串联连接在第一个第二级输入端IN32a与第二个第二级输入端IN32b之间，滤波器30b 级的第一滤波器级包括第一个第一级电阻器R34a、第一个第一级电感器L32a、第一级电容 器C35、第二个第一级电感器L32b和第二个第一级电阻器R34b的串联，该串联连接在第一 个第一级接线端与第二个第一级接线端之间，第一个第二级电阻器R33a与第二级电容器 C33之间的节点耦合至滤波器30b的第二滤波器级的第一输出节点，第二个第二级电阻器 R33b与第二级电容器C33之间的节点耦合至第二滤波器级的第二输出节点，第二滤波器级 的第一输出节点耦合至第一个第一级接线端，第二滤波器级的第二输出节点耦合至第二个 第一级接线端，而且，电容器C34a连接在第一输出节点与地节点之间，电容器C34b连接在 第二输出节点与地节点之间。在低通滤波器30b结构中所构成的第一级电容器C35表示静 电扬声器元件的电容性负载。不包括电容器C34a和C34b的差分滤波器30b表示单端滤波器30a设置的等效模 型，但是以另一种模式实现。类似地，不包括电容器C33的差分滤波器30b设置也表示单端滤波器30a设置的 等效模型。其次，差分低通滤波器30b结构可在不包括电容器C34a和C34b的情况下，通过 单一电容器C33实现，在不包括电容器C33的情况下通过参考直流电压或地节点的电容器 C34a和C34b、或者通过电容器C33、C34a和C34b的组合形成优选的结构。为了匹配单端滤 波器30a设置和差分滤波器30b设置的滤波器特性，电阻器R31的电阻除以2并且分配给 电阻器R33a和R33b，电阻器R32的电阻除以2并且被分配给电阻器R34a和R34b，而且，电感器L31的电感除以2并且被分配给电感器L32a和L32b。在不包括电容器C34a和C34b 而实现电容器C33的情况下，电容器C31的电容等于电容器C33的电容。在不包括电容器 C33的情况下，在低通差分滤波器30a中实现电容器C34a和C34b，电容器C31的电容乘以 2并且分配给电容器C34a和C34b。最后，电容器C32的电容等于表示特定电容性负载的电 容器C35的电容。在采用单端滤波器30a的情况中，在设计稳定运转的滤波器时相关的重要因素之 一是结合电阻器R31和R32的适当阻尼电阻，获得电容器C31与电容器C32的电容值之间 的适当比值，以满足最优衰减特性。为了获得具有尽可能宽的工作带宽和尽可能平坦的频 率响应的最优低通滤波器30a，希望除去滤波器30a结构中的电阻器R32。然而，由于电感 器L31的实际限制，仍然保持较小的电阻值，电阻器R32可表示电感器L31的内部直流电 阻。因此，低通滤波器30a结构变得很接近最优低通滤波器30a设置。因此，在不对结果进 行折衷的情况下，在低通滤波器30a结构中构成的电阻器R32在下面的等式和所公开的描 述中被忽略，除非另有说明。为了满足最优阻尼要求，结合电容器C31，将电阻器R31的电阻值设为等于包括电 感器L31和电容器C32的RLC电路的特征阻抗，可由下式表示 其中，电容值Cs表示串联至电容器C32的电容器C31的等效值，这可以由下式表 示 可通过等式E8获得电容器C31与电容器C32的电容值之间的适当比值，其中可改 写等式E8以根据下式满足低通滤波器30a设置 如果电容器C31与电容器C32的电容值之间的适当比值由比例因子η表示，电容 器C32的电容值可被设为等于下式C32 = nC31(Ε 17)将等式Ε14和Ε17代入等式Ε16得到下式 如果对等式Ε18求解η，其中，η是结合如上所述等式Ε14中的最优阻尼电阻的最 优比例因子，那么η等于下面的近似值η = 2. 7540(
然后，等式E17可被改写为C32 = 2. 7540C31(E20)为了获得滤波器30a设置的期望冲激响应，品质因数Q可由电阻器R32调整，从而 通过增加电阻器R32的电阻产生低品质因数Q。电阻器R32的电阻与品质因数Q之间的关 系可由下式表示
(E2i)单端滤波器30a设置和等效的差分滤波器30b设置提供了这样一种方法，其允许 稳定的提取滤波器相对于上面描述的提取滤波器实施方式，结合改进的滚降特性获得较宽 的工作带宽、平坦的频率响应。图10图示了由第一滤波器级和第二滤波器级构成的单端提取滤波器40a的电路 图，其表示低通三阶滤波器。第一滤波器级包括RLC电路，第二滤波器级包括RC电路。提 取滤波器40a和随后将在下文描述的得到的差分滤波器40b设置的分量值设定是借助于驻 留在第二滤波器级中的所构成的阻尼分量，通过抑制欠阻尼的第一滤波器级发射的谐振频 率处的信号分量而实现的。如图10所示，低通滤波器40a结构可接收在输入端IN41处提供的、相对于地的 高压脉冲调制信号，滤波器40a的第一滤波器级106包括第一级电阻器R41、第一级电感器 L41和第一级电容器C41的串联，该串联连接在第一级输入端IN41与地节点之间，滤波器 40a的第二滤波器级包括第二级电阻器R42和第二级电容器C42的串联，该串联连接在第二 级输入端与地节点之间，第一级电感器L41与第一级电容器C41之间的节点耦合至第一滤 波器级的输出节点，该输出节点耦合至第二滤波器级的第二级输入端。在低通滤波器40a 中构成的第二级电容器C42表示静电扬声器元件的电容性负载。理想地，低通三阶滤波器40a设置的滚降在第二截止频率之后提供了每十倍60dB 的衰减。滤波器40a的输出函数由下式定义Z 滤器 40a(s)=(R41+R42+sL41+sR41R42C41+s2R42L41C41) (1+sR41C41+sR41C42+SR42C42+S R41R42C41C42+S L41C41+S L41C42+S R42L41C41C42)(e22)滤波器40a的传递函数定义为H 滤波器 40a(s)=1 / (1+SR41C41+SR41C42+S R41R42C41C42+S L41C41+S L41C42+S R42L41C41C42)(e23)图11图示了差分提取滤波器40b的电路图，其表示无源低通三阶滤波器。如图11所示，低通滤波器40b结构可接收在输入端IN42a处提供的、相对于在输 入端IN42b处提供的补充高压脉冲调制信号的高压脉冲调制信号，滤波器40b的第一滤波 器级106包括第一个第一级电阻器R43a、第一个第一级电感器L42a、第一级电容器C43、第 二个第一级电感器L42b和第二个第一级电阻器R43b的串联，该串联连接在第一个第一级 输入端IN42a与第二个第一级输入端IN42b之间，滤波器40b的第二滤波器级包括第一个 第二级电阻器R44a、第二级电容器C44和第二个第二级电阻器R44b的串联，该串联连接在第一个第二级输入端与第二个第二级输入端之间，第一个第一级电感器L42a与第一级电 容器C43之间的节点耦合至第一滤波器级106的第一输出节点，第二个第一级电感器L42b 与第一级电容器C43之间的节点耦合至第一滤波器级106的第二输出节点，第一输出节点 耦合至第一个第二级输入端，第二输出节点耦合至第二个第二级输入端。在低通滤波器40b 中构成的第二级电容器C44表示静电扬声器元件的电容性负载。差分滤波器40b设置表示单端滤波器40a设置的等效模型，但是以另一种形式实 现。为了匹配单端滤波器40a设置和差分滤波器40b设置的滤波器特性，电阻器R41的电 阻除以2并且被分配给电阻器R43a和R43b，电阻器R42除以2并且被分配给电阻器R44a 和R44b，而且，电感器L41的电感除以2并且被分配给电感器L42a和L42b，电容器C43的电 容等于电容器C41的电容，最后，电容器C42的电容等于表示特定电容性负载的电容器C44 的电容。在采用单端滤波器40a设置的情况中，要强调的是，结合电阻器R41和R42的适当 阻尼电阻，获得电容器C41与电容器C42的电容值之间的适当比值，以满足最优衰减特性。 为了获得具有尽可能宽的带宽和尽可能平坦的频率响应的最优低通滤波器40a，希望除去 提取滤波器40a结构中的电阻器R41。然而，由于电感器L41的实际限制，仍然保持较小的 电阻值，电阻器R41可表示电感器L41的内部直流电阻。因而，低通滤波器40a结构变得很 接近最优低通滤波器40a设置。因此，在不对结果进行折衷的情况下，在低通滤波器40a结 构中所构成的电阻器R41将在下面的等式和所公开的描述中被忽视，除非另有说明。为了满足最优阻尼要求，电阻器R42的电阻值被设为等于包括电感器L41和电容 器C41的RLC电路的特征阻抗，这由下式表示 可通过等式E8得到电容器C41与电容器C42的电容值之间的适当比值，等式E8 可被改写以根据下式满足低通滤波器40a设置 如果电容器C41与电容器C42的电容值之间的适当比值由比例因子η表示，那么 电容器C42的电容值可被设为等于下式C42 = nC41(E26) 将等式E24和E26代入等式E25得到下式 如果对等式Ε27求解η，其中η是结合如上所述驻留在等式Ε24中的最优阻尼电阻 的最优比例因子，那么η等于下式n = \ + S( E28 )然后，等式E26可被改写为C42 =(1 +S) C41( E29)
(E27)
为了获得滤波器40a设置的期望冲激响应，品质因数Q可由电阻器R41调整，通过 增加电阻器R41的电阻产生低品质因数Q。电阻器R41的电阻与品质因数Q之间的关系可 由下式表示 单端滤波器40a设置和等效的差分滤波器40b设置提供了这样一种方案，其与单 端滤波器30a和差分滤波器30b的实施方式相比，允许稳定的提取滤波器获得宽的工作带 宽、平坦的频率响应和滚降特性。要注意的是，在滤波器40a和滤波器40b中，与上面描述 的如图4-9所示的滤波器实施方式相比，由于提供给电阻器的信号中的高频被衰减，所以 提取滤波器的电阻器消耗较少的功率，从而获得高效率。在滤波器40a和滤波器40b中，由 于提供给电阻器的信号中的高频被衰减，所以提取滤波器的电阻器消耗了较少的功率。图12图示了由第一 RLC滤波器级106和第二 RLC滤波器级108构成的单端提取 滤波器50a的电路图，其表示无源低通四阶滤波器，提取滤波器50a的分量值设定和如下文 所述得到的差分滤波器50b设置是借助于驻留在第二滤波器级的所构成的阻尼分量，通过 抑制欠阻尼的第一滤波器级发射的谐振频率处的信号分量而实现的。如图12所示，低通滤波器50a结构可接收在输入端IN51处提供的、相对于地的 高压脉冲调制信号，滤波器50a的第一个第二级108包括第二级电阻器R51、第二级电感器 L51和第二级电容器C51的串联，该串联连接在输入端IN51与地节点之间，滤波器50a的第 一滤波器级包括第一级电阻器R52、第一级电感器L52和第一级电容器C52的串联，该串联 连接在第一级输入端与地节点之间，第二级电感器L51与第二级电容器C51之间的节点耦 合至第二滤波器级108的输出节点，该输出节点耦合至第一滤波器级106的第一级输入端。 在低通滤波器50a结构中所构成的第一级电容器C52表示静电扬声器元件的电容性负载。理想地，低通四阶滤波器50a设置的滚降在截止频率之后提供每十倍SOdB的衰 减。滤波器50a的输出函数由下式定义Z 滤波器 50a(s)=(R51+R52+sL51+sL52+sR51R52C51+s2R52L51C51+s2R51L52C51+s3L51L52C51)(1+sR51C51+sR51C52+sR52C52+s2R51R52C51C52+s2L51C51+s L51C52+s L52C52+s R52L51C51C52+s R51L52C51C52+s L51L52C51C52)(E31)滤波器50a的传递函数定义为H 滤波器 50a(s)=1/(1+sR51C51+SR51C52+SR52C52+S2R51R52C51C52+S2L51C51+S2L51C52+s L52C52+s R52L51C51C52+s R51L52C51C52+s L51L52C51C52)(e32)图13图示了差分提取滤波器50b的电路图，其表示无源低通四阶滤波器。如图13所示，低通滤波器50b结构可接收在第一输入端IN52a处提供的、相对于 在第二输入端IN52b处提供的补充高压脉冲调制信号的高压脉冲调制信号，滤波器50b的 第二滤波器级108包括第一个第二级电阻器R53a、第一个第二级电感器L53a、第二级电容 器C53、第二个第二级电感器L53b和第二个第二级电阻器R53b的串联，该串联连接在第一输入端IN52a与第二输入端IN52b之间，滤波器50b的第一滤波器级106包括第一个第一 级电阻器R54a、第一个第一级电感器L54a、第一级电容器C54、第二个第一级电感器L54b和 第二个第一级电阻器R54b的串联，该串联连接在第一个第一级输入端与第二个第一级输 入端之间，第一个第二级电感器L53a与第二级电容器C53之间的节点耦合至第二滤波器级 108的第一输出节点，第二个第二级电感器L53b与第二级电容器C53之间的节点耦合至第 二滤波器级108的第二输出节点，第一输出节点耦合至第一个第一级输入端，第二输出节 点耦合至第一级输入端。在提供滤波器50b中构成的第一级电容器C54可表示静电扬声器 元件的电容性负载。差分滤波器50b设置表示单端滤波器50a设置的等效模式，但是以另一种形式实 现。为了匹配单端滤波器50a设置和差分滤波器50b设置的滤波器特性，电阻器R51的电阻 除以2并且分配给电阻器R53a和R53b，电阻器R52的电阻除以2并且分配给电阻器R54a 和R54b，而且，电感器L51的电感除以2并且分配给电感器L53a和L53b，电感器L52的电 感除以2并且分配给电感器L54a和L54b，电容器C53的电容等于电容器C51的电容，最后， 电容器C52的电容等于表示特定电容性负载的电容器C51电容。在采用单端滤波器50a的情况中，要强调的是，获得电容器C51与电容器C52的 电容值之间的第一比值和电感器L51与电感器L52的电感值之间的第二比值，第一和第二 比值结合第一和第二适当比值结合电阻器R51和R52的适当阻尼电阻满足最优衰减特性。 为了获得尽可能宽和尽可能平坦的频率响应的最优低通滤波器50a，希望除去提取滤波器 50a结构中的电阻器R52。然而，由于电感器L52的实际限制，仍然保持较小的电阻值，电阻 器R52可表示电感器L52的内部直流电阻。因而，低通滤波器50a结构变得很接近最优低 通滤波器50a设置。因此，在不对结果进行折衷的情况下，在低通滤波器50a结构所构成的 电阻器R52在下面的等式中和所公开的描述中被忽视，除非另有说明。为了满足最优阻尼要求，结合品质因数Q51，将电阻器R51的电阻设为等于包括电 感器L51和电容器C51的第一级RLC电路的特征阻抗，以结合电容器C51和C52设置第一 级RLC电路的阻尼和包括电感器L52的第二级RLC电路的特征阻抗，这可由下式表示 其中，电容值Cs表示串联至电容器C52的电容器C51的等效值，这可表示为 所组成的电容器与电感器之间的适当比值可通过等式E8获得，等式E8可被改写 以根据下式满足单端滤波器50a 如果所构成的电容器和电感器值之间的适当比值由比例因子η和m表示，那么电 容器C52的电容值和电感器L52的电感值可被设为等于下式C52 = nC51(E36)
将等式E33、E36和E37代入等式E35得到下式 如果对等式Ε38求解η，其中结合最优阻尼电阻将比例因子m设为1.0，将品质因 数Q51设为从而产生尽可能宽的工作带宽和尽可能平坦的频率响应，那么η等于下面 的近似值其次，等式Ε36和Ε37可被改写为C52 = 207540C51 (E40)以及L52 = 2. 7540L51 (E41)根据单端滤波器50a设置的性能规范，可设定不同的比例因子m和不同的品质因 数Q51，从而通过再次求解等式E38，产生新的适当的比例因子η。因此，假设品质因数Q51 等于或小于1/力，只要按上面描述的，结合适当的阻尼电阻，设定所构成的电容器和电感器 值之间的比例因子m和n，那么单端滤波器50a设置将会作为适当的工作滤波器。为了获得滤波器50a设置的期望冲激响应，可通过调整品质因数Q51和Q52来调 整滤波器50a设置的总品质因数Q，假设品质因数Q51等于品质因数Q52，那么电阻器R52 的电阻值将设定品质因数Q52，这可由下式表示
( Ε42 )单端滤波器50a设置和等效的差分滤波器50b设置提供了这样一种方法，其相对 于单端滤波器40a和差分滤波器40b的实施方式，允许稳定的提取滤波器通过单端滤波器 50a和差分滤波器50结构中另外构成的电感器L52、L54a和L54b，获得开关频率及其谐波 的衰减的进一步增强。图14图示了单端提取滤波器60a的电路图，其类似于如图12所示的单端滤波器 50a结构，但是通过第一和第二滤波器级的互换定义，其表示由第一 RLC滤波器级106和第 二 RLC滤波器级108构成的优选无源低通四阶滤波器实施方式。类似于单端滤波器50a的 分量值设置，单端滤波器60a的分量值设置和如下文所述随后得到的差分滤波器60b设置 是借助于驻留在第二滤波器级的所构成的阻尼分量，通过抑制欠阻尼的第一滤波器级发射 的谐振频率处的信号分量而实现的。如图14所示，低通滤波器60a结构可接收在输入端IN61处提供的、相对于地的 高压脉冲调制信号，滤波器60a的第一滤波器级106包括第一级电阻器R61、第一级电感器 L61和第一级电容器C61的串联，该串联连接在输入端IN61与地节点之间，滤波器60a的第 η = 2. 7540二滤波器级108包括第二级电阻器R62、第二级电感器L62和第二级电容器C62的串联，该 串联连接在第二滤波器级输入端与地节点之间，第一级电感器L61与第一级电容器C61之 间的节点耦合至第一滤波器级106的输出节点，该输出节点耦合至第二滤波器级108的输 入。在低通滤波器60a结构中构成的第二级电容器表示静电扬声器元件的电容性负载。理想地，低通四阶滤波器60a设置的滚降在第二截止频率之后提供了每十倍SOdB 的衰减。滤波器60a的输出函数由下式定义Z 滤波器 60a(s)=(R61+R62+sL61+sL62+sR61R62C61+s R62L61C61+s R61L62C61+s L61L62C61)(1+sr61c61+sr61c62+sr62c62+s r6ir62c61c62+s l61c61+s L61C62+s L62C62+s t 62L61C61C62+s t 61L62C61C62+s L61L62C61C62)(E43)滤波器60a的传递函数定义为H 滤波器 60a(s)=1/ (1+sR61C61+sR61C62+sR62C62+s R6iR62C61C62+s L61C61+s L61C62+s L62C62+s t 62L61C61C62+s t 61L62C61C62+s L61L62C61C62)(E44)图15图示了差分提取滤波器60b的电路图，其表示无源低通四阶滤波器。如图15所示，低通滤波器60b结构可接收在第一输入端IN62a处提供的、相对于 在第二输入端IN62b处提供的补充高压脉冲调制信号的高压脉冲调制信号。滤波器60b的 第一滤波器级106包括第一个第一级电阻器R63a、第一个第一级电感器L63a、第一级电容 器C63、第二个第一级电感器L63b和第二个第一级电阻器R63b的串联，该串联连接在第一 输入端IN62a与第二输入端IN62b之间，滤波器60b的第二滤波器级包括第一个第二级电 阻器R64a、第一个第二级电感器L64a、第二级电容器C64、第二个第二级电感器L64b和第二 个第二级电阻器R64b的串联，该串联连接在第一个第二级接线端与第二个第二级接线端 之间，第一个第一级电感器L63a与第一级电容器C63之间的节点耦合至第一滤波器级106 的第一输出节点，第二个第一级电感器L63b与第一级电容器C63之间的节点耦合至第一滤 波器级106的第二输出节点，第一输出节点耦合至第一个第二级接线端，第二输出节点耦 合至第二个第二级接线端。在低通滤波器60b结构中构成的第二级电容器C64表示静电扬 声器元件的电容性负载。差分滤波器60b设置表示单端滤波器60a设置的等效模型，但是以另一种形式实 现。为了匹配单端滤波器60a设置与差分滤波器60b设置的滤波器特性，电阻器R61的电阻 除以2并且分配给电阻器R63a和R63b，电阻器R62的电阻除以2并且分配给电阻器R64a 和R64b，而且，电感器L61的电感除以2并且分配给电感器L63a和L63b，电感器L62的电 感除以2并且分配给电感器L64a和L64b，电容器C61的电容等于电容器C63的电容，最后， 电容器C62的电容等于代表特定电容性负载的电容器C64的电容。在采用单端滤波器60a的情况中，要强调的是，获得电容器C61与电容器C62的电 容值之间的第一比值以及电感器L61与电感器L62的电感值之间的第二比值，第一和第二 比值结合电阻器R61和R62的适当阻尼电阻满足最优衰减特性。为了获得具有尽可能宽的 带宽和尽可能平坦的频率响应的最优低通滤波器60a设置，希望除去提取滤波器60a结构
21中的电阻器R61。然而，由于电感器L61的实际限制，仍然保持较小的电阻值，电阻R61可表 示电感器L61的内部直流电阻。因而，低通滤波器60a结构变得很接近最优低通滤波器60a 设置。因此，在不对结果进行折衷的情况下，在低通滤波器60a结构中组成的电阻器R61在 下面等式和所公开的描述中被忽略，除非另有说明。 为了满足最优阻尼要求，结合品质因数Q62，将电阻器R62的电阻值被设为等于包 括电感器L61和电容器C61的第一级RLC电路的特征阻抗、以及包括电感器L62和电容器 C6UC621的第二级RLC电路的特征阻抗，以设置第二级RLC电阻的阻尼，这可由下式表示

其中，电容值Cs表示与电容器C62串联的电容器C61的等效值，这可由下式表示C 所构成的电容器和电容器值之间的使得比值可通过等式E8得到，等式E8可被改 写以根据下式满足单端滤波器60a设置= ,1( E47)
"^62^62 V"^61 (Ql + C62 ) +Lb2 C62如果所组成的电容器与电感器值之间的适当比值用比例因子m和η表示，那么电 容器C62和电容值和电感器L61的电感值可被设为等于下式
C62 = nC61(E48)
以及
L61 = nmL62(E49)
通过将比例因子m设为1，合并等式E48和E49，可得到下式
将等式E45、E48和E49代入等式E47中得到下式 其中{去
一(E51)
如果对等式E51求解n，其中比例因子m是结合最优阻尼电阻被设为1.0，其中品 质因数Q62设为1/·^ ,从而产生尽可能的带宽和尽可能平坦的频率响应，那么η等于如下结 果η 二 4 ( Ε52 )其次，等式Ε48和Ε49可写为C62=SC61( Ε53 )和
根据单端滤波器60a设置的规范，可设定差分比例因子m和差分品质因数Q62，从 而通过再次求解等式E51，得到新的适当的比例因子η。因此，假设品质因数Q62等于或小 于l/力,只要按上面描述的，结合适当的阻尼电阻，设置所构成的电容器和电感器值之间的 比例因子m和n，那么单端滤波器60a设置可作为适当的工作滤波器。为了获得滤波器60a设置的期望冲激响应，可通过调整品质因数Q61和Q62来调 整滤波器60a的总品质因数Q，假设品质因数Q61等于品质因数Q62，那么电阻器R61的电 阻值将设置品质因数Q61，这可由下式表示 如上所述的单端滤波器60a实施方式和等效的差分滤波器60b实施方式表示本发 明的优选提取滤波器实施方式，其提供了一种产生设计合理和稳定的提取滤波器的方案， 该提取滤波器在频域和信号域显示了非常好的结果，并且获得由所构成的阻尼电阻器消耗 的、非常低的残留开关能量，从而实现有效的提取滤波器，然后该优选的提取滤波器可形成 将在下文描述的附加滤波器装置的期望开始点。通常，要注意的是，用于如本发明所描述的包括至少第一低通滤波器级和第二低 通滤波器级的三阶或更高阶提取滤波器的适当阻尼要求是通过第二滤波器级，抑制从包括 欠阻尼RLC电路的第一滤波器级发射的谐振频率处的信号分量而获得的，其中，所述欠阻 尼RLC电路具有特征谐振频率ω0和品质因数Q> 1/2，第二滤波器级包括至少一个部件 用于抑制欠阻尼RCL电路的谐振频率处的信号分量，第一滤波器级的输出可耦合至第二滤 波器级的输入，使第二级电容器成为提取滤波器和提取滤波器结构的输出端出的电容性负 载，第二滤波器级的输出耦合至第一滤波器级的输入，提取滤波器输出端处的电容性负载 是第一级电容器。然而，在本发明的范围内实现且至少包括第一低通滤波器级和第二低通 滤波器级的可选的三阶和更高阶的提取滤波器实施方式中，能够使未耦合的滤波器级的谐 振频率处的信号分量通过其自身包括具有谐振频率ωΟ和品质因数Q > 1/2的欠阻尼RLC 电路而被抑制，欠阻尼RLC电路被实现为具有至少一个部件用于抑制欠阻尼RLC电路的谐 振频率处的信号分量，从而如果未耦合的滤波器级被重新连接，那么产生具有稳健的提取 滤波器特性的稳定的提取滤波器。图16图示了单端提取滤波器70a，其表示包括如图14所示的低通滤波器60a结 构的低通滤波器，第二滤波器级108包括并联至第二级电感器L72的附加的第二级电容器 C73，从而实现在这个结构中也被称为陷波滤波器的二阶并联谐振滤波器。如图16所示，低通滤波器70a结构可接收在输入端IN71处提供的、相对于地的高 压脉冲调制信号，第一滤波器级106包括第一级电阻器R71、第一级电感器L71和第一级电 容器C71的串联，该串联连接在输入端IN71与地节点之间，第二滤波器级108包括第二级 电阻器R72、第二级电感器L72和第二级电容器C72的串联，该串联连接在第二级输入端与 地节点之间，第二滤波器级108进一步包括附加的第二级电容器C73和第二级电感器L72 的并联，第一级电感器L71与第一级电容器C71之间的节点耦合至第一滤波器级106的输 出节点，该输出节点耦合至第二滤波器级108的第二级输入端。在低通滤波器70a结构中 构成的第二级电容器C72表示静电扬声器元件的电容性负载。
理想地，低通五阶滤波器70a设置的滚降在第二截止频率之后，在陷波频率的两 侧提供每十倍60dB的衰减。如单端提取滤波器70a结构中所示扩展有并联谐振滤波器的低通滤波器结构可 通过采用具有固定开关频率的脉冲调制信号实现，由电感器L72和电容器C73构成的并联 谐振电路的谐振频率可与在提取滤波器70a设置的输入端IN71处出现的高压脉冲调制信 号的基频匹配。因而，在提取滤波器70a结构中实现的并联谐振滤波器会在某种程度上阻 碍脉冲调制信号的基频，使静电扬声器元件的电容性负载C72两端的残留开关电压衰减。 而且，被阻碍的并联谐振滤波器两端的残留开关电压的基频会减少串联的阻尼电阻R72中 被消耗的残留开关能量，从而获得较高的效率水平。窄带并联谐振滤波器的陷波中的衰减 由该设置电阻R72中的串联的阻抗值引起，尤其结合所组成的电感器L72和电容C73的品 质特征引起，电感器L72和电容C73的品质特征由品质因数Q定义，这将在随后进行更详细 的描述。然后，为了增强实践中并联谐振滤波器中的陷波的衰减，需要实现尤其显示高品质 因数Q的电容器C73和电感器L72，电感器L72的内部直流电阻在物理上尽可能小。为了在 实践中匹配并联谐振滤波器的陷波频率与脉冲调制信号的基频，可通过未示出的微调电容 使得电容器C73的电容值整体或部分可变。可通过低通滤波器60a实施方式中所描述的方式，利用工作方法和等式E45、E51 和E55实现提取滤波器70a设置。例如，专用于提取滤波器70a设置的元件可根据均设为 2/ π的品质因数Q51和Q52以及设为1. 0的比例因子m连同近似为65kHz的工作带宽和 由电容器C72表示的400pF电容性负载实现，从而产生下面的计算值和近似值比例因子η 为1. 8218，电阻器R71设为938 Ω，电阻器R72设为11. 2k Ω，电感器L71设为12. OmH,电感 器L72设为6. 6mH,电容器C71设为220pF。在采用具有固定频率400kHz的脉冲调制信号 的情况中，其中由电感器L72和电容器C73构成的并联谐振电路的谐振频率可与所提供的 开关频率的基频匹配，假设开关频率至少比提取滤波器70a设置的工作带宽高一个量级而 不需要折衷提取滤波器70a设置的结果的情况下，电容器C73可用下式进行计算并且可表 示为 根据400kHz的开关频率和电感器L72的有代表性的6. 6mH电感值，利用等式E56， 得到电容器C73的24pF的近似电容值。按照上面所给出的，根据所计算的分量值实现的提取滤波器70a设置、结合在输 入端IN71处提供的固定频率脉冲调制开关信号和耦合至提取滤波器输出端的静电扬声器 元件的电容性负载，会产生非常好的冲激响应要求。另外，提取滤波器70a设置的相位响应 是工作带宽内频率的接近理想的线性函数，从而产生有利的恒定的群延迟。图17图示了差分提取滤波器70b的电路图，其表示包括如图15所示的低通滤波 器60b的低通滤波器，第二滤波器级包括与第二级电感器L74a并联的附加的第一个第二级 电容器C76a和与第二级电感器L74b并联的附加的第二个第二级电容器C76b，实现两个如 上所述的二阶并联谐振滤波器。如图17所示，低通滤波器70b结构可接收在输入端IN72a处提供的、相对于在输 入端IN72b处提供的补充高压脉冲调制信号的高压脉冲调制信号，其中第一滤波器级106包括第一个第一级电阻器R73a、第一个第一级电感器L73a、第一级电容器C74、第二个第一 级电感器L73b和第二个第一级电阻器R73b的串联，该串联连接在第一输入端IN72a与第 二输入端IN72b之间，第二滤波器70b级包括第一个第二级电阻器R74a、第一个第二级电 感器L74a、第二级电容器C75、第二个第二级电感器L74b和第二个第二级电阻器R74b的串 联，该串联连接在第一个第二级输入端与第二个第二级输入端之间，第二滤波器70b级进 一步包括与第一个第二级电感器L74a并联的附加的第一个第二级电容器C76a和与第二个 第二级电感器L74b并联的附加的第二个第二级电容器C76b，第一个第一级电感器L73a与 第一级电容器C74之间的节点耦合至第一滤波器级106的第一输出节点，第二个第一级电 感器L73b与第一级电容器C74之间的节点耦合至第一滤波器级106的第二输出节点，第一 输出节点耦合至第一个第二级输入端，第二输出节点耦合至第二个第二级输入端。在低通 滤波器70b中构成的第二级电容器C75表示静电扬声器元件的电容性负载。差分滤波器70b设置表示单端滤波器70a设置的等效模型，但是以另一种形式实 现。可通过低通滤波器60a和低通滤波器60b实施方式描述的方式，利用工作方法和等式 E45、E51和E55，实现提取滤波器70b设置。例如，专用于提取滤波器70b设置的元件可根 据均设为2/ π的品质因数Q51和Q52、设为1. 0的比例因子m、近似为65kHz的工作带宽和 电容器C75的有代表性的IOOpF电容性负载而实现，从而得到如下计算值和近似值比例因 子η为1. 8218，电阻器R73a和R73b被设为1. 9k Ω，电阻器R74a和R74b被设为22. 4k Ω， 电感器L73a和L73b被设为24mH，电感器L74a和L74b被设为13. 2mH,电容器C74被设为 55pF。在采用具有固定的400kHz开关频率的脉冲调制信号的情况下，在提取滤波器70b结 构中实现的并联谐振电路可利用如上所述的等式E56，与所提供的开关频率的基频匹配，在 均衡滤波器70b设置中，为电容器C76a和C76b所计算的近似电容值为12pF。本领域技术人员基于本文所给出的讨论可以理解，提供给提取滤波器70a和70b 的分量值仅提供用作举例，并且没有排他性或者限制性。不同的比例因子m和η值、开关 频率值、电容性负载值和所要求的带宽和脉冲响应将针对提取滤波器的部件产生不同的元 件值。而且，在本发明优选实施方式中使用的谐振滤波器技术不限于在如上所述的提取滤 波器70a和滤波器70b结构中所构成的示例性并联谐振滤波器，而是包括其它陷波滤波器 装置，例如一个或多个并联和串联谐振滤波器的组合，结合单端和差分提取滤波器结构，对 所述陷波滤波器装置进行优化，以对高压脉冲调制信号的一个或多个频率分量进行陷波 (notching) 0要注意的是，封装在提取滤波器结构中实现的滤波器阶数不限于由本发明所覆盖 的提取滤波器实施方式所示的数量，而是例如结合工作带宽和总电容性负载，根据开关频 率的抑制特性而确定的。图18图示了单端提取滤波器80a的电路图，其表示包括如图14所示的单端提取 滤波器的低通滤波器，包括附加的M个第二滤波器80a级，每级产生如图4所示的低通一 阶滤波器并且并连至主要的第二滤波器级108，M是大于或等于1的整数。与第二滤波器 级108并联的附加的第二滤波器级提供了这样一种方案，其允许将静电扬声器元件分割为 M+1个电滤波段。如图18所示，低通滤波器80a结构可接收在输入端IN81处提供的、相对于地的高 压脉冲调制信号，第一滤波器级106包括第一级电阻器R81、第一级电感器L81和第一级电容器C8I的串联，该串联连接在低通滤波器结构的输入端IN81与地节点之间，主要的第二 滤波器80a级包括第二级电阻器R82、第二级电感器L82和第二级电容器C82的串联，该串 联连接在第二滤波器级输入端与地节点之间。低通滤波器结构进一步包括附加的M个第二 滤波器级，每级包括附加的第二级电阻器R83(A，B，C等)和附加的第二级电容器C83(A，B， C等)的串联，该串联连接在附加的第二滤波器级输入端与地节点之间，第一级电感器L81 与第一级电容器C81之间的节点耦合至第一滤波器80a级的输出节点，该输出节点耦合至 主要的第二级输入端和附加的M个第二级输入端。在提取滤波器80a结构中实现的第二级 电容器C82和附加的M个第二级电容器C83 (A，B，C等)表示静电扬声器或元件的电容性负 载。理想地，主要的低通四阶滤波器80a的滚降在第二截止频率之后提供了每十倍 SOdB的衰减，每个附加补充有低通三阶滤波器的滚降在第二截止频率之后提供了每十倍 60dB的衰减。提取滤波器80a设置可通过在单端提取滤波器IOa和单端提取滤波器60a实施方 式中描述的方式，利用工作方法和等式El、E45、E51和E55实现。第二级电容器C82和附加的M个第二级电容器C83(A，B，C等)表示在静电扬声 器元件中实现的M+1段的特征电容值，其中，由C82表示的第一段将获得具有总工作带宽的 信号，由附加的M个第二级电容器C83(A，B, C等)表示的其余段将获得例如提供亚低、低 和中低音频能力的工作带宽中的特定部分。由电容器C82表示且映射总工作带宽的段的特 征电容可形成等于如上所述单端提取滤波器60a设置的滤波器计算中的开始点，忽略附加 的M个第二级电阻器R83 (A，B，C等)和附加的M个第二级电容器C83 (A，B，C等)。其次， 由附加的M个第二级电容器C83 (A，B，C等)表示的段的其余特征电容形成结合附加的M个 第二级电阻器R83(A，B，C等)所构成的附加的M个第二级一阶滤波器中所采用的电容性元 件，每个低通一阶滤波器的截止频率可利用等式El调谐至工作带宽的期望部分，并且实现 为图18的电路图的描述。电子上分割静电扬声器元件的方案提供了允许本领域技术人员使在声学上用于 本发明优选实施方式的静电扬声器元件适用，不限于如上所述结合分割装置的示例性滤波 装置，并且包括例如模拟信号延迟装置，初始工作带宽的较低部分可由无源延迟电路通过 特定量的时间逐渐延迟，从而驱动每个附加段使其具有期望的信号时序延迟时间以获得段 的抽头式延迟线。因此，分段的静电扬声器元件映射类似于例如脉动球体的信号图样。如果回顾图示了单端提取滤波器80a的电路图的图18，附加的第二级电感器(未 示出)可连接在附加的第二级电阻器R83(A，B，C等)与对应的附加的第二级电容器C83(A， B，C等)之间，形成第二级无源延迟电路。其次，由第二级电容器C82表示的第一段包括具 有最小信号延迟时间的初始工作带宽，由附加的M个第二级电容器C83(A，B，C等)表示的 其余段包括工作带宽的延迟部分，专用于信号和频率域的工作带宽形成抽头式延迟线。不 用说，抽头式延迟线可由多个级联无源延迟电路构成，每个电路包括表示一段的电容。而 且，包括根据本发明的提取滤波器实施方式且被优化用作专门的信号时序延迟时间的抽头 式延迟线可结合并联的初始提取滤波器被实现，封装例如多个其它延迟和如上所述驱动一 个或多个段的提取滤波器实施方式。图19图示了差分提取滤波器80b的电路图，其表示包括如图15所示的差分提取
26滤波器60b的低通滤波器。该电路图进一步包括附加的M个第二滤波器级，每级产生如图 5所示的低通一阶滤波器。在图19中，M = 3。附加的M个第二滤波器级并联至主要的第 二滤波器级108。附加的M个第二滤波器级提供了一种方案，其允许本领域技术人员将静电 扬声器元件划分为如上所述的静电扬声器的M+1个电滤波段。如图19所示，低通滤波器80b结构可接收在第一输入端IN82a处提供的、相对于 在第二输入端IN82b处提供的补充的高压脉冲调制信号的高压脉冲调制信号，第一滤波器 级106包括第一个第一级电阻器R84a、第一个第一级电感器L83a、第一级电容器C84、第二 个第一级电感器L83b和第二个第一级电阻器R84b的串联，该串联连接在第一输入端IN82a 和第二输入端IN82b之间。主要的第二滤波器级108包括第一个第二级电阻器R85a、第一 个第二级电感器L84a、第二级电容器C85、第二个第二级电感器L84b和第二个第二级电阻 器R85b的串联，该串联连接在第一个主要的二级输入UAN与第二个主要的二级输入端之 间。低通滤波器80b进一步包括附加的M个第二滤波器级，每级包括附加的第一个第二级 电阻器R86a(A，B，C等)、附加的第二级电容器C86(A，B，C等)和附加的第二个第二级电阻 器R86b(A，B，C等)的串联，该串联连接在附加的第一个第二级输入端与附加的第二个第二 级输入端之间。第一个第一级电感器L84a与第一级电容器C84之间的节点耦合至第一滤 波器级106的第一输出节点，第二个第一级电感器L84b与第一级电容器C84之间的节点耦 合至第一滤波器级106的第二输出节点。第一输出节点耦合至第一个主要的第二级输入端 和第一个附加的M个第二级输入端，第二输出节点耦合至第二个主要的第二级输入端和第 二个附加的M个第二级输入端。在低通滤波器80b结构中实现的第二级电容器C85和附加 的M个第二级电容器C86 (A，B，C等)表示静电扬声器元件中的电容性负载。差分滤波器80b设置表示单端滤波器80a设置的等效模型，但是以另一种形式实 现。为了匹配单端滤波器80a设置与差分滤波器80b设置的滤波器特性，提取滤波器80b 设置可通过在滤波器10a、滤波器10b、滤波器60a和滤波器60b的实施方式中描述的方式， 利用工作方法和等式El、E45和E55实现。图20图示了单端提取滤波器90的电路图，其表示包括一阶高通滤波器的带通滤 波器结构的更实际的电路，该一阶高通滤波器结合等效低通滤波器40a在截止滤波器之前 理想地提供显示每十倍20dB衰减的滚降，从而产生三阶低通滤波器，该三阶低通滤波器在 第二高截止频率之后提供显示每十倍60dB衰减的滚降。如图所示，带通滤波器90结构可接收在输入端IN91处提供的、相对于地的高 压脉冲调制信号，第一滤波器级106包括第一级电阻器R91 (a, b，c等)、第一级电感器 Lreal91(a，b，C等)和第一级电容器Creal91的串联。该串联连接在输入端IN91与地节点 之间。第二滤波器级108包括第二级电阻器R92 (a,b, c等)、分别并联至电阻器R93 (a,b, c 等)的第二级电容器C92(a，b，c等)和并联至电容器C93的第二级电阻器R94(a，b，c等) 的串联。该串联连接在第二滤波器级输入端与地节点之间，最后的第一级电感器Lreal91 与第一级电容器Creal91之间的节点耦合至第一滤波器级106的输出节点，该输出节点耦 合至第二滤波器级108的输出端。在带通滤波器90结构中构成的电容器C93表示静电扬 声器元件的电容性负载。为了获得根据本发明的更加改进设计的提取滤波器，要强调的是，选择所构成的 实际元件和正确的特征品质，从而影响最后的性能。要注意的是，在实际的印刷电路板布局装置中，封装装置和连接装置(例如连接器、电(屏蔽)线缆或通过电容器的馈线)可实现 为本发明中提取滤波器的优选实施方式中的完整实际的部件。而且，提取滤波器实施方式 的目的是实现显示总阻抗公差的实际部件，从而在各种条件的影响下尽可能小地偏离目标 阻抗，各种条件例如为制备、温度、电流、电压和老化，从而保留最终的滤波器性能。通常为了满足无源实际部件的适用电压要求，在需要桥接的较高电压的情况中， 具有相同阻抗值的两个或更多实际部件例如可被串联，从而将所施加的电压划分为每个实 际元件两端的适用电压值，然后划分实际元件中的总损耗，假设串联的实际部件实现为与 理想元件所计算的阻抗值具有相同的总阻抗值。如图20所示，实际电阻R91(a，b，c等)被串联，从而将为单一电阻器所计算的电 阻值划分到具有较低电阻值的实际电阻中，以实现相同的总电阻值，从而满足用于所构成 的实际电阻器的适用电压和损耗要求。所构成的实际电阻器R91(a，b，c等)可用作电阻性阻抗部件以调整带通滤波器 90设置的总品质因数Q，从而如上所述获得期望的冲激响应。而且，希望实现例如由图20 中所示的实际电阻器R91a表示的实际电阻器，图20示出了低寄生电容、良好的冲激响应和 低噪声性能，其中寄生电感对影响滤波器性能而言是不重要的，可选择例如具有氧化铝衬 底的厚膜电阻器来表示实际的电阻器R91 (a，b，c等)。如图20所示，实际电感器Lreal91 (a, b，c等)被串联，将单个电感器的计算电感 值划分到具有较低电感值的实际电感器中，从而实现相同的总电感值，以满足所构成的实 际电感器的适用电压和损耗要求。另外，除了如上所述划分电压和损耗以外，流过实际电感 器的电流可通过串联实际电感器而得到满足，实际电感器应该在其最大额定电流和饱和电 流下很好的工作，从而在考虑叠加在模拟交流信号电流和高频波纹电流上的直流电流(如 果被采用)的情况下保持实际电感器的效率。所构成的实际电感器Lrea191(a，b，C等)与用于低通信号滤波的滤波器元件一起 作为电能缓冲器，并且使流过实际电感器的电流平滑。为了获得有效的能量缓冲器和最佳 的提取滤波器设计，要求实现如图20所示的例如LreaWla且显示高品质因数Q的实际电 感器，实际电感器的品质因数Q被定义为Lideal91a表示的理想感抗与RloSS91a表示的所 有损耗的总和的比值，并且取决于频率。不用说，由例如核心材料的损耗和铜线的直流电阻 所构成的实际电感器的总损耗电阻必须保持为最小，以尽可能的无损耗工作和作用，从而 保持所实现的实际电感器的有效性和性能。所采用的由实际电感器Lrea191(a，b，C等)表示的实际电感器的结构可基于例如 绕线电感器，绕线电感器包括显示非常低损耗的高品质镍锌(NiZn)粉芯，铁氧体磁芯的单 独粉末颗粒彼此隔离，产生均勻分布的空气间隙，提供了增强的能量存储能力和温度稳定 性，保持小的漏磁通量。而且，假设电感器保持线性，那么所采用的实际电感器可以是磁屏 蔽的元件。影响实际电感器性能的另一重要问题是绕线产生的电容性耦合。如图20所示的 例如Cpar91的寄生电容与理想电感器Lideal91a形成并联谐振电路，由于所引入的自谐振 频率，实际电感器LreaWla的适用性将会受限。实际上，由于在提取滤波器中引入寄生并 联谐振电路作为陷波滤波器以避免失真，所实现的实际电感器Lreal91 (a, b，c等)应该在 低于自谐振频率时很好的工作。其次，优选实际电感值的目的是，显示尽可能低的寄生电容值以使优选的实际电感器所引入的自谐振频率位移至适用频率，以及在提取滤波器90结 构的输入端IN91处提供的高压方波信号的快速移动瞬变边缘的过程中减轻电流尖峰。如 图20所示，实际电感器Lreal91 (a, b，c等)被串联，将所计算的单一实际电感器的电感值 划分到具有较低电感值的实际电感器中，获得相同的总电感，单一实际电感器的寄生电容 也被划分到具有较低电容值的寄生电容Cpar91 (a，b，c等)，另外通过串联在所采用的总理 想电感值的两端获得大大减小的总寄生电容，从而获得增强的提取滤波器性能。在由于结合例如实际电感器的寄生电容的附加寄生元件而发生谐振现象的情况 中，高频谐振作用可通过一个或多个EMI抑制铁氧体磁珠而减轻，EMI抑制铁氧体磁珠被修 整用于与所施加的实际电感器的高损耗串联，以使最小的EMI被传导和辐射。不用说，如图 20所示所实现的实际电阻值R91 (a, b，c等)可充分地削弱EMI，另外所构成的实际电感器 Lrea191(a，b，C等)的内部直流电阻可通过降低所计算的专用于电阻器R91 (a，b，c等)的 总电阻和所驻留的专用于实际电感器Lreal91 (a, b，c等)的总内部直流电阻而得到补偿， 从而保持提取滤波器性能。所构成的实际电容器Creal91将与用于低通信号滤波的滤波器部件一起作为无 源积分器，使从实际电感器Lrea191(a，b，c等)得到的平滑电流平均，从而提取在输入端 IN91处提供的所采用的高压脉冲调制信号，如果采用直流偏移电压，直流偏移电压、模拟交 流信号电压和残留的开关电源将叠加在实际电容器Creal91的两端。为了获得适当的高频特性，要求实现如图20所示的实际电容器Crea91，图20示出 了低等效串联电感(ESL)Lpar94和低等效串联电阻(ESR)Rloss94。不用说，例如由介电材 料和引线电阻中的损耗构成的理想电容器的低ESR提供了高品质因数Q。通常，ESL与实际 电容器的电容形成串联谐振电路，由于所引入的自谐振频率，实际电容器的适用性受限。实 际上，实际电容器Creal91的所引入的自谐振频率是比实际电感器Lreal91 (a，b，c等)的 自谐振频率高得多的频率，所构成的实际电容器的寄生串联谐振电路在提取滤波器90结 构中也用作陷波滤波器。为了提高高频特性，如图20所示的实际电容器Creal91可用作例 如单一的实际电容器，单一的实际电容器设置有与两个输出引线(未示出)分离的两个输 入引线，共同的寄生电感Lpar91和共同的损耗电阻Rloss91可被减少至物理上尽可能小的 共同寄生阻抗值。要注意的是，两个或更多实际电容器串联以取代如图20所示的单一实际电容器 Creal91，将所计算的用于单一电容器的电容值划分到具有较高电容值的实际电容器，以获 得相同的总电容值，从而满足用于串联的实际电容的适用电压和损耗要求，可导致使高频 特性恶化的寄生电感的增加。而且，为了平衡串联的实际电容器两端电压而需要的电阻器 网络会引入不期望的RC高通截止频率。因此，只有如图20所示的单一实际电容器Creal91 是优选的，如果有必要进行规定。在两个实际电容器并联以取代如图20所示的单个实际电容器Creal91的情况中， 将所计算的用于单个电容器的电容值划分到具有较低电容值的实际电容器中以实现相同 的总电容值，并联的实际电容中的一个可表示例如旁路电容器，保持两个屏蔽的隔间之间 的分离，并联的电容器之间的信号通路可被形成η型滤波器(pi filter)的铁氧体磁珠中 断以获得附加的EMI抑制。在例如采用如图20所示的由Creal91表示的I类陶瓷电容器的情况中，其示出了接近完美的实际电容器，可补充预定的温度漂移，以补偿其它滤波器元件的温度漂移，从而 保持特征滤波器特性。要强调的是，与模拟参考地(AGND)严格分离的高压开关配置的参考地(DGND)耦 合至优选地位于如图20所示的实际电容器Creal91的参考地连接处的单一连接点。如图20所示，实际电阻器R92(a，b，c等)被串联，将所计算的用于单个电阻器的 电阻值划分到具有较低电阻值的实际电阻器以实现相同的总电阻值，从而满足用于所构成 的实际电阻器的适用电压和损耗要求。所构成的实际电阻器R92 (a，b，c等)在期望的工作带宽上用作恒定的高电阻性阻 抗元件，以抑制残留的开关频率和由如上所述串联的实际电感器Lreal91 (a, b，c等)和实 际电容器Creal91和C93构成的谐振电路的谐振频率，从而提供稳定的提取滤波器。类似于实际电阻器R91(a，b，c等)，希望实现如图20所示的实际电阻器R92 (a， b，c等)，图20示出了低寄生电容、良好的冲激响应和低噪声特性，寄生电感对影响滤波器 性能具有较小的重要性。根据所实现的实际电阻器的整体设计目标，可选择例如具有氧化 铝衬底的厚膜电阻器，表示实际电阻器R92(a，b，c等)。要注意的是，在由电容器C93表示的电容性负载增加两倍的情况中，滤波器元件 也是适用的，保持特征滤波器特性，在输入端IN91处提供的、在电容性负载两端产生模拟 高压信号摆幅的脉冲调制高压信号可被平分以生成驻留在电容性负载内的等量电荷，并且 随后导致由实际电阻器R91 (a, b，c等)和R92 (a, b，c等)引起的损耗减半。如图20所示，实际电容器C92(a，b，c等)被串联，将用于单个电容器的所计算的 电容值划分到具有较高电容值的电容器，以实现相同的总电容值，从而满足所构成的实际 电容器的适用电压要求。所构成的实际电容器C92(a，b，c等)用作直流阻隔电容器，用于去耦直流偏移电 压分量，如果采用相对于参考地的、在输入端IN91处提供的高压脉冲调制信号的直流偏移 电压分量，那么模拟交流信号电压和残留开关电压将叠加在如图20所示的C93表示的电容 性负载两端。如图20所示，实现具有非常高电阻值的实际电阻器R93(a，b，c等)构成的电阻网 络以平衡具有相对高电容值的电容器C92(a，b，c等)两端的直流电压，其中，所产生的RC 高通截止频率比通过实际电容器C92(a，b，c等)结合具有高电阻值的实际电阻器R94(a， b，c等)所构成的RC高通截止频率低一个量级，从而参考地的模拟交流信号电压和残留的 开关电压叠加在由电容器C93表示的实际电容性负载两端。要注意的是，如图20所示，所构成的用作直流阻隔电容器的例如C92a的实际电容 器根据其功能实现滤波器设置中的相对高的电容值，然后产生减少的高频特性。但是，在可 选的提取滤波器实施方式中串联的一个或多个直流阻隔实际电容器可置于提取滤波器的 输入端处，从而直接导出高压开关输出级的输出，以获得适当的工作滤波器设计。通常，由实际电容器C92(a，b，c等)和实际电阻器R94(a，b，c等)构成的RC高 通截止频率可提供滤波器上的交叉点，匹配亚低音扬声器特性以及减轻驻留在静电扬声器 元件中的膜的谐振频率。根据表示实际直流阻隔电容器C92(a，b，c等)的直流阻隔实际电 容器的整体设计目标，可选择金属化聚丙烯膜电容器，显示了低介电损耗。要注意的是，两个或更多的实际负载电容器可被串联和并联，产生如图20所示的
30由实际电容器C93表示的总的实际电容性负载值，只要如上所述在提取滤波器设置中设置 所构成的电容器和电感器值之间的适当比值以及适当的阻尼电阻，封装的寄生电感和电阻 对影响滤波器性能具有较小的重要性。不用说，所产生的总的实际电容性负载值可被定义 为电容性电抗分量，控制感兴趣的工作带宽上的阻抗值，电容性电抗分量至少比电感性电 抗分量和电阻分量高一个数量级。考虑如图20所示的带通提取滤波器90设置的输入阻抗，为了结合高压电源、通过 高压开关输出级驱动输入阻抗所需的处理的视在功率可由占支配地位的无功功率分量和 被称为实际功率分量的有功功率分量构成，假设交流工作功率带宽是在交流工作信号带宽 内的例如20Hz至22kHz的限定部分。然后，如图20所示的作为能量存储元件且通过在输入 端IN91处的高压脉冲调制信号提供有交流电流的所构成的电感器和电容器元件将产生能 量流方向的周期性逆转，通过高压开关输出级的有规律的干涉，在交流模拟信号波形的半 个周期上传递的能量的预定部分将在另一半周期内往回传递到高压电源中，显示了视在功 率的无功功率分量。另一方面，视在功率的有功功率分量主要由于如图20所示的阻尼电阻 器R91(a，b，c等)和R92(a，b，c等)和如上所述寄生损耗元件的电能消耗而出现。要注 意的是，高压电源只需要提供视在功率的有功功率分量，无功功率的能量是再生的。因而， 相对于模拟高压放大器设计方案，显著减轻了电源，提供较简单和非常稳定的高压电源。高压输出级生成包含大量基频及其谐波的频谱能量的高压方波信号，从而产生 EMI的高电场分量，对电容性耦合具有易感性。为了减少电容性耦合的作用和所构成的部件 及其周围之间的EMI，可实现屏蔽，屏蔽例如由具有高导电性的金属隔间形成，例如由以堆 叠形式级联的银、铜或铝形成，每个隔间包含提取滤波器结构的部件组部分和高压开关配 置部分，保持分离，沿预定路由引导EMI，以确保提取滤波器性能，并且服从适用规则。在最后公开的示例性实施方式中，声音映射配置由两个静电扬声器构成，每个扬 声器由集成的高压开关放大器主动驱动。然后，可给每个集成的高压开关放大器提供模拟 和数字音频格式的信号作为输入，附加的控制信号例如通过电线、光纤或从中央基本单元、 更具体地从预放大器发出的空气分布。中央预放大器可包括各种功能块，例如模数转换器 和数模转换器、提供例如音量和音调控制能力的一个或多个封装的模拟和数字处理单元、 用于家庭影院工作模式且包括多频道能力的各种音频设置。另外，中央预放大器还可包括 单一电源部件，其通过电线将功率提供给每个集成子单元，更具体地提供给集成在每个静 电扬声器中的高压开关放大器。不用说，高压开关放大器自身也可包括如上所述为预放大 器定义的各种功能块。尽管通过具有附加特征的高压开关功率放大器，在驻留在静电扬声器元件内的电 容性负载的驱动能力方面对本发明进行了解释，但是类似的实施方式是适用的，其中电容 性负载可结合如上所述的提取滤波器，由高压开关拓扑驱动。要注意的是，参照所公开的示 例性实施方式，在本发明中给出的方法、电路、等式和部件是仅用于说明和描述目的，所公 开的精确形式不为了排他或限制。要强调的是，用于特定功能的本发明可通过硬件和软件 实现，硬件和软件装置可在本发明所公开的一个或多个等效项中相互关联。然后，对于本领 域技术人员来说显而易见的是，本发明的精神和范围不仅包含在任何单独的新颖特征中， 还包含在用于特定函数的所有结构及其所有相互关系的具体组合中。所描述的实施方式被选择以最好地解释本发明的原理及其实际应用，从而使本领域技术人员能够将本发明最好地用在各种实施方式中，各种修改适于预期的具体使用。本 发明的范围由所附的权利要求限定。
权利要求
一种静电扬声器系统，包括 高压开关功率放大器(100)； 提取滤波器(102)，具有耦合至所述高压开关放大器的输出的输入；以及 静电扬声器元件(104)，具有电容性负载(C42)和耦合至所述提取滤波器(102)的输出的输入，所述提取滤波器和电容性负载的结合形成至少具有第一滤波器级(106)和第二滤波器级(108)的滤波器电路(102，104)，所述第一滤波器级包括具有谐振频率ω0和品质因数Q＞1/2的RLC电路，所述第二滤波器级是低通滤波器，所述低通滤波器在所述提取滤波器(102)的输出处具有用于抑制所述RLC电路的谐振频率处的信号分量的至少一个电子元件。
2.如权利要求1所述的静电扬声器系统，其中，所述提取滤波器是单端低通N阶滤波 器，N是大于或等于3的整数。
3.如权利要求1或2所述的静电扬声器系统，其中，所述第一滤波器级包括第一级电感 器和第一级电容器的串联连接，所述串联连接位于第一滤波器级输入与地节点之间，所述 第二滤波器级包括连接在第二滤波器级输入与地节点之间的第二级电阻器和第二级电容 器的串联连接。
4.如权利要求3所述的静电扬声器系统，其中，所述第二级电阻器与所述第二级电容 器之间的节点耦合至所述第二滤波器级的输出，所述第二滤波器级的输出耦合至所述第一 滤波器级的输入，所述电容性负载是所述第一级电容器。
5.如权利要求3所述的静电扬声器系统，其中，所述第一滤波器级电感器与所述第一 级电容器之间的节点耦合至所述第一滤波器级的输出，所述第一级的输出耦合至所述第二 滤波器级的输入，所述电容性负载是所述第二级电容器。
6.如权利要求5所述的静电扬声器系统，其中，所述第二级电阻器的电阻值近似由下 式表不其中，R42 =所述第二级电阻器的电阻值； C41 =所述第一级电容器的电容值；以及 L41 =所述第一级电感器的电感值， 所述第一级电容器的电容值近似由下式表示 C42=(1 + V3)C41其中，C41 =所述第一级电容器的电容值；以及 C42 =所述第二级电容器的电容值。
7.如权利要求5所述的静电扬声器系统，其中，所述第二滤波器级包括连接在所述第 二级电阻器与所述第二级电容器之间的第二级电感器。
8.如权利要求7所述的静电扬声器系统，其中，所述第二级电阻器的电阻值由下式定义 其中， 以及 L 61 + L 62Q62 =对所述第二滤波器级的阻尼进行设定的品质因数，其中，所述第一级电容器的电容值与所述第二级电容器的电容值的比值、以及所述第 一级电感器的电感值与所述第二级电感器的电感值的比值可由下式定义 C62 = IiC61，以及 L61 = η mL62 其中η和m之间的关系可由下式定义 其中 其中，C61 =所述第一级电容器的电容值， C62 =所述第二级电容器的电容值， L61 =所述第一级电感器的电感值， L62 =所述第二级电感器的电感值， η 和 m > 0，并且 Q62 > 1/2。
9.如权利要求7所述的静电扬声器系统，其中，所述第二滤波器级包括与所述第二级 电感器并联的附加的第二级电容器。
10.如权利要求1所述的静电扬声器系统，包括与所述第二滤波器级并联的附加的M个 第二滤波器级，所述附加的M个第二滤波器级中的每一个包括附加的第二级电阻器和附加 的静电扬声器元件的串联连接，M是大于或等于1的整数。
11.如权利要求1所述的静电扬声器系统，其中，所述提取滤波器是差分低通N阶滤波 器，N是大于或等于3的整数，所述静电扬声器元件是差分驱动元件。
12.如权利要求11所述的静电扬声器系统，其中，所述第一滤波器级包括第一个第一 级电感器(L32a，L73a)、第一级电容器(C35，C74)和第二个第一级电感器(L32a，L73b)的 串联连接，所述串联连接位于第一个第一滤波器级接线端(IN72a)和第二个第一滤波器级 接线端(IN72b)之间，所述第二滤波器级包括第一个第二级电阻器(R33a，R74a)、第二级电 容器(C33，C75)和第二个第二级电阻器(R33b，R74b)的串联连接，所述串联连接位于第一 个第二滤波器级接线端(IN32a)与第二个第二滤波器级接线端(IN32b)之间，所述静电扬 声器元件是所述第一级电容器(C35)或所述第二级电容器(C75)。
13.如权利要求12所述的静电扬声器系统，其中，所述第一个第二级电阻器(R33a)与 所述第二级电容器(C33)之间的节点耦合至所述第二滤波器级的第一输出节点，所述第二 个第二级电阻器(R33b)与所述第二级电容器(C33)之间的节点耦合至所述第二滤波器 级的第二输出节点，所述第一输出节点耦合至所述第一个第一滤波器级接线端，所述第二 输出节点耦合至所述第二个第一滤波器级接线端，所述电容性负载是所述第一级电容器 (C35)。
14.如权利要求12所述的静电扬声器系统，其中，所述第一个第一级电感器(L73a)与 所述第一级电容器(C74)之间的节点耦合至所述第一滤波器级的第一输出节点，所述第二 个第一级电感器(L73b)与所述第一级电容器(C74)之间的节点耦合至所述第一滤波器 级的第二输出节点，所述第一输出节点耦合至所述第一个第二滤波器级接线端，所述第二 输出节点耦合至所述第二个第二滤波器级接线端，所述电容性负载是所述第二级电容器 (C75)。
15.如权利要求14所述的静电扬声器系统，其中，所述第二滤波器级的串联连接包括 第一个第二级电感器(L74a)和第一个第二级电容器(C76a)的并联以及第二个第二级电感 器(L74b)和第二个第二级电容器(C76a)的并联。
16.如权利要求15所述的静电扬声器系统，其中，所述第二滤波器级的串联连接包括 第一个第二级电感器(L84a)和第二个第二级电感器(L84b)，所述静电扬声器系统进一步 包括并联至所述第二滤波器级的附加的M个第二滤波器级，所述附加的M个第二滤波器级 中的每一个包括附加的第一个第二级电阻器(R86aA)、附加的静电扬声器元件(C86A)和附 加的第二个第二级电阻器(R86bA)的串联连接，M是大于或等于1的整数。
17.在静电扬声器系统中使用的如前述权利要求中的任一项所述的提取滤波器。
全文摘要
本发明涉及一种静电扬声器系统，高压开关功率放大器；提取滤波器，具有耦合至高压开关放大器的输入端；以及静电扬声器元件，具有电容性负载和耦合至提取滤波器输出端的输入端。提取滤波器和电容性负载的结合形成至少具有第一滤波器级和第二滤波器级的滤波器电路。第一滤波器级包括具有谐振频率ω0和品质因数Q＞1/2的RLC电路，第二滤波器级是低通滤波器，低通滤波器在提取滤波器的输出端处具有至少一个电子元件用于阻尼RLC电路的谐振频率处的信号分量。
文档编号H04R19/02GK101933343SQ200780102271
公开日2010年12月29日 申请日期2007年11月29日 优先权日2007年11月29日
发明者荷恩克-艾伯特·海恩施 申请人:海恩施创新公司