专利名称：用于在mimo系统中接收多个信息流的方法和系统的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于接收多个信息流的装置。这种装置的可能应用领域是所谓的多入 多出(MIMO)天线系统。
背景技术：
MIMO系统代表一种有前景的用于提高无线通信系统的容量(吞吐量)和可靠性 (覆盖范围)的解决方案。在MIMO系统中，发射机配备有ητ个天线，接收机配备有在相同频率上、在相同时 间工作的ηκ个天线。MIMO系统的一种可能的传输模式是基于通过ητ个天线传输不同数据 流的所谓的空间多路复用(SM，spatial multiplexing)技术，目的是提高总的吞吐量。最 近的信息理论结果显示充分散射的多径无线信道能够提供巨大的容量。在存在MIMO-SM 传输模式的情况下，通过在不同发射天线上以相同频率同时发送不同数据流，能够使用多 径环境，从而提供K倍容量增加，其中，K是发射天线的数量和接收天线的数量中的最小值， 即，K = min (ητ，ηΕ)，约束条件为ηκ彡ητ。图1中示出按照空间多路复用(SM)模式工作的例证MIMO系统的方框图。其中， 示出了通过信道C向接收机RX发送多个信息流的发射机ΤΧ。发射机TX可被认为是串并行转换器(S/P)，或者等同地，时间分路器。假定每个天 线能够以等于S的吞吐量传送数据信号，那么在MIMO发射机TX的输入端的数据信号X的总 吞吐量等于ητ · S,即，是每个单独天线所传送的吞吐量S的ητ倍。由MIMO-SM发射机引入 的跨越多个发射天线的空间多路复用效果使这些数据流在空中(即，在“信道” C中)被混 合。如果ηκ>ητ，那么借助适当的信号处理算法，在接收机RX能够恢复输出信号y。ΜΙΜΟ 系统还提供显著的分集优点，从而ΜΙΜΟ系统能够通过使用发射天线分集和接收天线分集， 相对于单天线系统(SISO)增大覆盖范围。借助大小为ηκΧητ的复合信道系数的信道矩阵H，对于每个多径分量，能够模拟从 发射机TX到接收机RX的传播信道C。能够借助MIMO信道实现的更大空间效率(高吞吐 量)基于充分散射环境提供从每个发射天线到每个接收天线的独立传输路径的假设。因 此，对单用户系统来说，利用发射天线和接收天线的最小数量K = min(nT, ηκ)，使用这种结 构的发送和接收策略将实现相同带宽的传输速率的线性增大，与单天线系统相比，并不存 在额外的功率开支。这种容量增大要求散射环境，使得发射天线和接收天线对之间的信道 矩阵具有满秩和独立项，并且在接收机处可获得该信道矩阵系数的完美估计。因此，就吞吐 量相对于信号与干扰加噪声比(SINR)来说，在SM模式下工作的MIMO系统的性能将取决于 信道矩阵的性质。这里考虑的例证SM技术基于接收机在基带水平进行的数字信号处理操作，原则 上基本与接收天线的电磁特性无关(假定接收天线具有全向辐射图)。在所讨论的情况下， 假设接收天线的数量％大于或者最多等于发射天线的数量ητ，或者等同地，大于或者最多 等于所发送的空间流的数量。与％ = ητ的传统ΜΙΜΟ接收机相比，接收天线的数量％大于多个空间流的数量ητ的那些MIMO接收机在吞吐量相对于信号与干扰加噪声比(SINR)方 面提供更高的性能水平。然而，由于％-%个额外接收机和更复杂的基带(BB)算法，这必然 在额外的复杂性方面付出代价。W0-A-03/073645描述了一种无线电通信设备，它包含三个或更多个分集天线，和 多个发射链或多个接收链，并且其中，发射链或接收链比天线少。该无线通信设备被布置成 提供多入多出(MIMO)通信，优点是除了成本和空间减小之外，还能够增大数据速率。所采 用的天线可具有定向辐射图，进一步的优点是当用在蜂窝网络中时，能够提供更高水平的 信号与干扰加噪声比(SINR)。该无线电通信设备包含选择器，该选择器被布置成像在例如 切换天线选择方案中那样，为每个接收链或者为每个发射链选择天线中的任意一个，以便 与该接收链或发射链相结合地使用。W0-A-06/052058描述了一种用于结合发射天线选择方案，增强采用空时编码 (STC)方案的MIMO系统(MIMO-STC)的性能的方法。发射机包括N个发射天线，超过了向空 间信道发送信号所需的M个发射天线。发射机在N个发射天线中选择M个发射天线，并通 过对符号进行空时编码来发送该符号。接收机包括用于从空间信道接收信号的M个接收天 线，从而它通过利用经由接收天线接收的信号来检测发送的信息符号，并随后生成用于在N 个发射天线中选择M个发射天线的发射天线选择信息，并把该信息返回给发射机。在提交本申请时还未公布的PCT申请PCT/EP2006/011430公开了一种无线通信系 统，其中，选择从对应天线单元接收的多个RF信号的子集并将其组合成单个RF信号。所述 单个RF信号在单个处理链中被处理和解调。所述单个处理链包括RF定相网络，用于在组 合之前使选择的RF信号同相；以及处理器，用于控制所述组合和定相，以便获得具有满足 预定条件的无线电性能指示符的单个RF信号。
发明内容
申请人:注意到需要一种用于在例如MIMO系统的接收侧使用的装置，该MIMO系统 的接收天线的数量％大于所发送的空间流的数量ητ，其中，只需要ητ个RF接收机，从而降 低了硬件复杂性。本发明的具体目的是提供这样的装置，所述装置可有利地用在无线LAN(WLAN)或 者HSDPA(高速下行链路分组接入)环境中；同时该装置简单，并因此易于生产而且成本低。本发明的目的是提供对这种需求的响应。按照本发明，借助一种具有在后面的权利要求书中记载的特征的方法来实现该目 的。本发明还涉及对应的系统，以及包含这种系统的无线局域网(W-LAN)设备。权利要求书是这里提供的本发明的公开内容的组成部分。从而，本发明的一个实施例是一种借助一组接收天线来接收多个信息流的方法， 所述方法包括下述步骤-从所述一组接收天线的至少一个子集得到相应的RF信号，以及-从所述RF信号中产生多个接收信号，每个所述接收信号将被解调以恢复所述多 个信息流之一，其中，作为被应用了相对相移权重的所述RF信号的组合，产生所述多个接收信号。
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在一个实施例中，从所述一组接收天线中的所有接收天线得到所述相应的RF信号。 在一个实施例中，提供一种MIMO接收机，所述MIMO接收机根据在ηκ个天线的输出 端接收的信号在RF水平的组合进行工作，以便在ητ个RF接收机的输入端产生ητ个RF信号。本发明的实施例提供了高于具有ητ个全向接收天线的传统MIMO接收机的性能水 平，而额外复杂性仅限于另外的ηκ-ητ个天线和RF组合单元。本发明的实施例适合于在存在切换波束天线体系结构的情况下使用，在这种体系 结构中，在特定的定向天线的输出端接收的信号的组合能够在阵列增益、分集和抗干扰方 面带来益处。本发明的实施例可用在发送多个空间流的无线系统，例如遵守标准IEEE 802. Iln 的无线LAN(WLAN)、遵守标准IEEE 802. 16e的无线MAN(WMAN)、和在3GPP版本7中提出的 HSDPA-MIM0 系统中。
下面将参考附图，举例说明本发明，其中图1已在前面说明。图2 (a) -2 (c)表示例证的天线结构。图3是切换波束天线系统的示意表示。图4是RF定相电路的示意表示。图5和6是RF定相电路的其它示意表示。图7和8是切换波束天线系统的示意表示。图9示出具有定向天线的例证天线布置。
具体实施例方式下面的详细说明提出了用于实现MIMO-SM接收机的例证方法和相关设备，同时包 括数量％个接收天线(数量ηκ比发送的空间流的数量ητ大)的所述MIMO-SM接收机可只 需要ητ个RF接收机，从而降低硬件复杂性。这里描述的例证体系结构以在ηκ个天线的输 出端接收的信号在RF水平的组合为基础，以便在ητ个RF接收机的输入端产生ητ个RF信号。位于接收机的ηκ-ητ个冗余天线可被用于收集不同形式的ητ个发送空间流，所述 发送空间流可在RF水平与适当的加权因子相结合，以便产生对于多个空间流的传输性质 良好的等效信道矩阵H。接收到的星座的最小欧几里德距离可以是用于确定按照SM模式工作的MIMO系统 的性能的良好参数。R. W. Heath禾口 A.J. Paulraj 在 IEEE Transactions on Communications, Vol. 53，No. 6，2005 年 6 月发表的 “Switching Between Diversity and Multiplexing in MIMO Systems"中提供了相关理论的说明。下面，将考虑具有两个发射天线和两个接收天线的例证MIMO-SM系统，因此ηκ =
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在该特定例子中，信道矩阵H具有下述表达式 其中，在全向接收天线和散射物体丰富的传播情形的情况下，系数(其中i = 1， 2，以及j = 1,2)是统计上独立的零均值复高斯过程，其包络具有瑞利概率密度函数和酉方 差。接收机处的码书(或者星座)(即，当信道作用于每个码字时构成的码书)的最小欧几 里德距离是一个好的MIMO-SM系统性能指示符，因为假定最大似然检测，给定信道实现，条 件误差概率可由接收机处的码书的距离性质来确定。如果$ = [S1，S2]T表示由分别由2X2MIM0-SM系统的第一和第二天线发送的两个 QPSK符号S1和S2构成的码字，r = [ri，r2]T表示分别由第一和第二天线接收的符号的对应 码字，那么下述关系适用 其中η = [η” n2]τ是分别在第一和第二天线的输入端处的热噪声样本Ii1和Ii2的贡 献。这些噪声样本可被假定为是具有零均值和等于Ntl的方差的高斯噪声。为了方便起见， 这里假定每个发送的信号码字被归一化，以便具有单位能量Es，因此Es = Il S1 Il 2+ Il s2 Il 2 =1，并且假定(经由训练符号)在接收机处完全了解信道H。下面的说明涉及基于最大似然(ML)算法的MIMO解码器，并假定MIM0-SM系统的 性能由作为每个接收天线处的信号与噪声加干扰比(SINR)的函数的原始误码率(BER)来 指示。本领域的技术人员会认识到，可以使用任何其它的MIMO解码器，诸如例如基于最大 后验算法的MIMO解码器，或者任何其它性能指示符。上面引用的R. W. Heath和A. J. Paulraj的论文表明以特定信道实现H为条件的 接收码字 的误差概率(表示成P(err0r/H))的上限由下述表达式表示 其中，M是对于每个可能的发送码字，由MIMO-SM系统传送的比特总数(例如，对 于ητ = 2和QPSK调制的系统来说，M等于4)，是接收的码书的最小平方欧几里德 距离。在QPSK调制及ηκ = ητ = 2个发射天线和接收天线的特殊情况下，可如下详细所述 地计算以信道矩阵H为条件的接收码书的最小平方欧几里德距离1^inJH)
O如果考虑两个发送码字&和&，使得& Φ &，那么在接收机处的两个可能的发送 码字&和&之间的平方欧几里德距离由下式给出Il H · (Si-Sj) Il 2通过在所有可能的码字中使该差值达到最小，可以得到接收机处的最小平方欧几 里德距离，所述最小平方欧几里德距离可被表示成= min [(Ei — = mln |η - (ι, -
t*ii*i(4)根据下面的条件概率，可以评估接收机处的码书(或者星座)的最小欧几里德 距离d〗in,,(H)对于MIMO-SM系统的关于作为在每个接收天线处测量的信号与干扰加噪声比(SINR)的函数的原始BER的性能的影响
原始BER1 = p{ error |原始BER3原始BER3 原始BER4 原始BEKi
这些影响能够通过使原始BER适应于从相应概率密度函数得到的在五个不同间 隔量化的最小平方欧几里德距离劣吣㈤的不同值来获得。相对于关于较小的CJL^(H)值获 得的对应曲线，对参数劣in,r(H)的较大值来说，在原始BER方面的性能在SINR方面表现出明 显增益。能够通过使用借助参考序列估计的信道矩阵H的知识，在接收机处计算最小欧几 里德距离《ln.r 然而，等式(4)的计算要求在大量发送码字中进行搜索，对于诸如16QAM
O
或64QAM的大星座来说，这是不允许的。因此，在接收机处测量参数d^^Oi)会变得过于复
ο因此，可以从由MIMO接收机的基带(BB)模块测量的原始BER的对应值，得到关于 接收的星座的最小平方欧几里德距离的指示。此外，通过使用原始BER的一个特定值和在 信道解码器的输出端解码的BER的对应值，或者可替换地，分组错误率(PER)的对应值之间 的一对一关系，可以通过对一定数量的接收分组求平均值的PER的对应值，得到最小平方 欧几里德距离的间接测量值。PER的值越低，最小平方欧几里德距离的对应值越高。测量MIMO接收机在PER方面的性能涉及几个分组的接收，并且可能比最小平方欧 几里德距离的对应测量(原则上，可对接收的每个分组立即进行最小平方欧几里德距离的 测量)要慢。此外，与可能影响系统复杂性的最小平方欧几里德距离的测量相反，进行PER 测量的复杂性可忽略不计。按照下面的关系式，MIMO接收机能够达到的吞吐量(T)直接和 PER相关T = Tpeak. (I-PER)其中Tpeak是当接收的数据流中不存在误差时可达到的峰值吞吐量。因此，也可关 于在特定传播情形下可达到的吞吐量(T)，测量MIMO接收机性能。此外，MIMO无线系统通 常支持自适应地改变所采用的调制和编码方案的自适应调制和编码技术。接收机处的较高 信号与干扰加噪声比(SINR)将转化为调制阶数和所采用的信道编码率的较高乘积，从而 可达到的最大吞吐量Tpeak将较高。如果把所采用的传输模式(TM)定义为确定可达到的最大吞吐量Tpeak的参数的集 合，包括调制阶数和信道编码率，那么测量MIMO接收机的性能的备选方式可以借助于在特 定传播情形下采用的传输模式(TM)。对IEEE 802. 11 WLAN系统来说，传输模式可对应于特定传输方案，该特定传输 方案由确定在PHY层的输出端的最大数据速率(例如，6、12、18、24、54Mbps)的特定调制 方案(例如QPSK、16QAM、64QAM)和信道编码率(例如1/2、3/4、5/6)来表征。对于服从
8IEEE802. Iln的MIM0-WLAN系统已引入新的传输模式。类似地，对UMTS系统来说，传输模式 可对应于确定在PHY层的输出端的最大数据速率(例如，12. 2,64,128,384kbps)的传送格 式(TF)的特定值，而对HSPDA系统来说，传输模式可对应于确定在PHY层的输出端的最大 数据速率(例如，325、631、871、1291、1800kbps)的信道质量指示符(CQI)的特定值。MIMO接收机所感知的MIMO-SM无线电链路的质量可合理地借助质量函数Qs来测 量，质量函数Qs取决于一些物理(PHY)和MAC层参数，诸如接收信号强度指示符(RSSI)、分 组差错率(PER)、MAC吞吐量(T)和所采用的传输模式(TM)，即Qs = f (RSSI，PER, Τ, TM)通常，Qs的值越高，应用层的接收信号的质量就越高。本领域的技术人员将认识 到，可以使用在前面指出的其它质量指示符来计算备选的质量函数。因此，函数Qs可被用作选择待应用的波束(即，RF信道)和RF相移权重的无线电 性能指示符(RPI)。在这里描述的布置的架构内，可以使用其它类型的无线电性能指示符 (RPI)。但应认识到，尽管代表相应RF信号的质量，诸如例如接收信号强度指示符(RSSI)、 分组差错率(PER)、信号与干扰加噪声比(SINR)、MAC吞吐量(T)和所采用的传输模式(TM) 的无线电性能指示符或者上面提及的性能指示符的任意组合将是非RF，即中频(IF)或基 带(BB)指示符。图2 (a)-2 (c)示出了一些例证的天线结构，所述天线结构包括数量为ηκ的接收天 线，假设％大于发送的空间流(即，信息流)的数量ητ。下面，在％个天线的输出端接收的 RF信号将被表示成ri;其中，i = 1，2，···，ηκ。具体地说，在图2(a)中，六个天线A1, A2, ... , A6被排在一条线上。在图2(b)和 2(c)中，八个天线A1, A2,...，A8被等距地放置在正方形的周长上(图2(b))和圆的周长上 (图 2(c))。例如，可以考虑其中发送的空间流的数量ητ等于2，接收天线的数量％等于8的 例证情况。在接收设备中，RF接收机的数量可以等于接收天线的数量ηκ，使得基带(BB)处理 单元具有％个数字信号作为输入，这可被用于在覆盖率和吞吐量方面改善系统性能。在这 种情况下，等效信道矩阵H可被定义为 因此，BB接收机可以是在知晓对应于发送的未知符号S = [Sl，s2]T而接收的信号 r = [r,, r2, . ^rnjJ的情况下，计算下述度量的最大似然(ML)接收机
d2(r, Sijj) = Il (r-H · Sijj)
(5)
其中，=[si Sj]T是发送的码书的特定码字c
使用％-%个冗余天线的第-
-技术需要的RF接收机或收发机的数量与接收天线的 9数量％相同，因此对接收机在BB和RF水平两者的硬件复杂性都有影响。为了使用ηκ-ητ个冗余天线，接收机可选择在ητ个接收天线的输出端获得的一组 ητ个信号{Ai; Aj, . . . Ak}，并向ητ个RF接收机的输入端提供对应的RF信号。为了例证目的，可以考虑ηκ = 8和％ = 2的情况。在这种情况下，选择接收天线 对(AyAj)的例证标准可涉及选择由BB处理单元测量的接收信号强度指示符(RSSI)的值 最高的两个天线(Ai, Aj)。具体地讲，由BB处理单元生成的反馈信号可被用于在从每个特 定波束测量RSSI期间控制天线选择单元。第二种可能的标准涉及选择提供具有最大平方欧几里德距离，或者可替换地，在 吞吐量(T)或者传输模式(TM)方面具有质量函数Qs的最大值的等效信道矩阵H的两个天 线(Ai, Aj),其中， 下面，这种技术将被总体称为具有天线选择的MIM0-SM，与用于天线对(Ai, Aj)的 选择的特定标准无关。使用接收机的ηκ-ητ个冗余天线的一种方法可以基于关于ητ行和ηκ列的组合矩阵 W
wIJ W1.2 似U......wI1W虞 H W
线性乘以％个接收信号的向量
r = Jr1, ra, . Jr而生成 ητ 个信号S = [ζ,, Z3, . ^f，因此， 在发送的空间流ητ等于2，并且接收天线的数量ηκ等于8的例证情况下，矩阵W具 有2行和8列。图3中示出了可能的切换波束天线系统的实施例。具体地说，ηκ个天线A1, A2, . . . ΑηΕ与定相和组合网络10相连接，所述定相和组合网络10再与两个RF接收机20a 和20b连接。然后，BB处理单元30能够生成用于控制网络10的反馈信号40，以对当前从 RF接收机20a和20b接收的信号进行分析，并选择最适当的天线。本领域的技术人员应认 识到，也可使用专用控制单元，以避免修改BB处理单元30。这样的控制单元可例如读取由 BB处理单元30提供的测量结果，并控制反馈信号40。通常，接收信号￡
’可被写为 其中，s = [τν, ν . UnJ是在每个接收天线的输入端处的噪声和干扰样本的向
量，分量叫(其中，i = 1,2, . . . nE)被假定为具有零均值和等于Ntl的方差的复合空间白高 斯随机变量。通过结合等式(J)和(6)得到
ζ = W · H · s+ff · η = G · s+m(8)其中G是由组合矩阵W和信道矩阵H的乘积给出的ητ行和ηκ列矩阵，
m = Iml, Α, . .η、}·是通过关于组合矩阵W乘以噪声和干扰样本的向量η而获得的向量。
给定某一信道矩阵H，基本思想在于选择组合矩阵W，以获得在接收码书的最小欧几里德距 离<in.i(G)方面具有良好性质，或者可替换地，在吞吐量⑴或者传输模式(TM)方面具有较 高质量函数Qs值的等效信道矩阵G。此外，当采用这种方法时，通过引入对组合矩阵W的系数值的一些约束，能够直接 在RF水平进行％个信号s = [^,Z2MZivJr的计算，从而降低硬件复杂性；在这种特殊情 况下，所需要的RF接收机的数量仅仅等于ητ。假定W的每个系数Wij (其中j = 1，2...%，并且1 = 1，2，...ητ)具有酉模和等于 的相位，那么可借助图4所示的电路来实现向量￡ == [rlfr2,. ^rnjtIr和矩阵W的特定行
= k(1 w1<3 — ]^勺乘积。具体地说，这样的电路可包括一组RF定相网络12，所述一组RF定相网络12与相 应天线A1, A2, . . . AnE相连接，并与公共组合器14相连接。在该例证情况下，图3的定相和组合网络10可由这些电路中的两个来实现，这两 个电路随后向RF接收机20a和20b提供信号。通过假设加权系数Wij的相位Φ ,,j仅取特定量化值，能够进一步简化图4的RF定 相网络。假设系数Wij的相位Φ。」取集合{0，π/2，π，3/2 π}中的值，借助图5中所示的 电路能够获得接收信号^和系数 的对应相乘，图5中所示的电路包括具有不同长度的 多个RF延迟线52、54、56、58。应认识到，对于本说明来说，Φ U等于0的酉实系数Wu在任何情况下都可被看作 相移权重的特定情况。因此，在如图5中所示的对应实施例中，“延迟”线52是避免(即，免除)任何相移 的线路，而延迟线54、56和58分别产生90°、180°和270°的相移。通过适当地设定开关，包括六个RF开关SW1, SW2,... SW6的布置将允许有选择地获 得集合10，π/2，π，3/2π}中的四个相移值中的任意一个。因此，刚刚说明的例证处理装置包括至少一个RF延迟线54至58，以向源自接收天 线的相应RF信号Γι，...，ΓηΕ应用相移权重(W)。因此，在所示的实施例中，该处理装置包括 RF信号r1;. . .，rnK的至少两个传播路径52-58。这些传播路径52-58中的至少一个包括具 有不同延迟值的所述延迟线(这是路径54-58的情况)。切换元件SW1-SW6可操作用于有 选择地将相应RF信号. . .，ΓηΕ导引到传播路径52-58，以便实现不同的相移权重。传播 路径之一，即由附图标记52指示的路径免除任何延迟线(即，实现等于0的相移权重)。提供规定的相移的RF延迟线和用于有选择地连接RF延迟线的RF开关的实现在 本领域中是公知的，这里不必提供更详细的说明。通过假设加权系数Wij的相位可以只取集合{0，π}中的两个特定量化值，可 以简化图4中的RF乘法器电路。因此，可借助图6中所示的电路来获得接收信号^和系数Wu的对应相乘。具体地说，在该装置中，为了获得RF相乘，只需要延迟线52 (本身没有相移)和56 以及两个开关SW1和SW2。通过假定在组合矩阵W的每一行中，只有ητ_1个系数Wij具有酉模和例如在4个 或2个不同值量化的相位Φ"，一个系数等于1，以及剩余的ηκ-ητ个系数等于0，可以简化 整个接收机体系结构。在这种特定情况下，通过要求在组合矩阵W的每一列中，只有一个系数Wij (其中j =1,2, ...，ηκ)具有等于1的模，可引入另一约束条件。这意味着，接收的％个信号中的 每个信号只参与所述组合一次。例如，组合矩阵W可具有下述结构
O, 0 , O , Wyjl t Θ> 0, W1J, 0W=·β
0, Wjjci 0, 0, 0,W10, 0,0对于不同于0的四个系数具有下述情况Wu=Iw2j c = 1W1,β = W1 = Θχρ Φ)，其中，Cji1 e {0, π}或者 Cji1 e {0，Ji/2, π，3/2 π}w2,D = W2 = exp(j Φ2)，其中，Φ2 G {0，ji }或者 φ2 e {0，ji /2，π ,3/2 π}具体地说，在组合矩阵W的第一行中的系数W1, Α和W1, β的位置确定在从天线A1,
A2,. . .A8接收的ηκ = 8个信号ε =^ f中，通过关于在下面表示成巧的加权系数
W1, Β的RF相乘而组合的那些信号rA和rB。按照类似的方式，在组合矩阵W的第二行中的系数W2, C和W2, D的位置确定通过关 于在下面表示成W2的加权系数W2,D的RF相乘而组合的信号r。和rD。最后，要求在组合矩阵W的每一列中只有一个系数Wij (其中j = 1，2，. . .，ηκ)具 有等于1的模的约束对应于在RF水平组合两个RF信号rA和rB，其加权和馈送给第一 RF接 收机，所述两个RF信号rA和rB不同于在RF水平组合并且其加权和馈送给第二 RF接收机 的对应的两个RF信号re和rD。图7示意示出关于ηκ = 8和ητ = 2的例证情况的切换波束天线系统的一个可能
实施例。具体地说，从天线A1, A2,... A6接收的信号,Σ = [^r3, .AfIr被连接到开关网络
122，所述开关网络122提供信号rA、rB、rdnrD。可例如通过BB处理电路30来设定开关网 络122，所述BB处理电路30分析质量函数Qs，并提供关于所选信号rA、rB、rc和rD的信息。随后，通过使信号rA和rB乘以矩阵W的相应系数来处理信号rA和rB，以便随后在 组合器14a中组合并被提供给第一 RF处理链20a。具体地说，对信号rA来说不需要任何乘 法，因为系数W1,A等于1。相反，信号rB通过第一 RF定相网络124a乘以系数W1 ( S卩，W1,B)。类似地，只有信号rD通过第二 RF定相网络124b被乘以系数W2 (即，w2,D)，加权后 的信号在组合器14b中被组合，并被提供给第二 RF处理链20b。已经证实，该条件确保等效信道矩阵G在接收码书的最小欧几里德距离方面，并 从而还在吞吐量(T)方面具有良好性质。
因此，由具有图7中所示的冗余天线的MIMO无线接收机或收发机进行的操作如 下-按照第一标准，在ηκ= 8个接收信号中，确定4个信号rA、rB、rc和rD，以及-按照第二标准，确定2个加权系数W1和W2的相位值。最终目的是在接收信号强度指示符(RSSI)、分组差错率(PER) ,MAC吞吐量⑴和 采用的传输模式(TM)方面，或者在上述性能指示符的适当组合方面，最大化能够由接收机 测量的某一质量函数Qs，因此，应当以最大化质量函数Qs为目标，来选择用于选择信号rA、 rB、rc和rD的第一标准和用于选择加权系数W1和W2的第二标准。下面提供用于选择信号rA、rB、rc和rD的标准的例证实施例。在没有来自相邻小 区的干扰的传播情形的特定情况下(其中，热噪声是主要限制因素)，能够选择由BB处理单 元30测量的接收信号强度指示符(RSSI)的值较高的四个信号rA、rB、r。和rD。相反，对于干扰水平较高的传播情形，可以选择由BB处理单元30测量的信号与噪 声加干扰比(SINR)的值最高的四个信号rA、rB、r。和rD。例如，信号与噪声加干扰比(SINR) 可被测量为首先在有用发射机获得的RSSI和随后在干扰发射机获得的RSSI的连续测量值 的差。当有用发射机和干扰发射机的基准信标信道的传输存在一定时间重叠时，这种方法 不是非常精确。可替换地，可以选择提供由BB处理单元30测量的吞吐量(T)的值较高的四个信 号 rA、rB、rc 和 rD。在选择了四个信号rA、rB、rc和rD之后，可以通过由BB处理单元30所提供的某一 性能指示符(比如无线电链路的吞吐量(T))驱动的穷举搜索，来优化系数W1和《2的值。在两个不同的值量化系数W1和W2的情况下，计算上面提及的性能指示符的四个不 同值，而在四个不同的值量化系数的情况下，计算性能指示符的16个不同值，并选择提供 最高的性能指示符的值的系数W1和w2。另一种例证方法涉及通过由BB处理单元30所提供的某一性能指示符(比如无线 电链路的吞吐量(T))驱动的穷举搜索，与系数W1和W2的4个或16个值一起选择四个信号 rA> rB、r。和rD。这种方法需要较长的计算时间，但提供接收信号与最大化所考虑性能指示 符的权重的最佳组合。在发送空间流的数量ητ等于2，并且接收天线的数量ηκ等于8的特定情况下，对于 在2个值量化的系数W1和W2来说，信号rA、rB、rc和rD与系数W1和W2的值的组合总数等于 6720 ；对于在4个值量化的系数W1和W2来说，所述组合总数等于26880。按照这些假设，对 多数应用来说，穷举搜索不可行。为了减少进行穷举搜索的时间，可以设想用于选择信号rA、rB、r。和rD的开关网络 122的可能简化。在图8中，示出了例证的简化开关网络，其中，由不同波束接收的信号的仅一些特 殊组合被提供给两个RF处理链20a和20b。具体地说，可例如借助四个开关来实现图7的开关网络122。第一开关122a可在 从天线B6和B8提供的信号中选择信号rA。类似地，开关122b、122c和122d可分别在从天 线B2和B4, B5和B7及B1和B3提供的信号中选择rB、rc和rD。在图8中所示的开关网络的例证实现中，对于在2个值量化的系数W1和W2来说，
13信号rA、rB、rc和rD与系数W1和W2的值的组合总数等于64 ；对于在4个值量化的系数W1和 W2来说，所述组合总数等于256。因此，以由于未穷举搜索接收的信号而导致的稍微降低系 统性能为代价，大大简化了搜索过程。所提出的借助冗余天线接收多个空间流的技术可用于存在具有全向辐射图的接 收天线的情况，或者可替换地，用于存在定向天线的情况，其进一步的优点是引入空间滤波 的有益效果(通过在8个定向接收天线中选择4个定向接收天线)，当存在受干扰(该干扰 不是空间白色的)限制的传播情形时，所述空间滤波能够提高系统性能。最常见的用于WLAN的天线类型具有全向辐射图。全向天线在水平面(方位面) 上在所有方向上同等地传播RF信号。由于某种原因，借助全向天线取得的增益不足以达到 一定的覆盖范围。当采用定向天线时，能够获得更高的增益值，所述定向天线能够把发送和 接收的RF能量聚焦在特定的方向上，从而实现更高的覆盖范围。此外，为了在覆盖率和吞吐量两方面都获得改善，通过采用多个天线，可以使用传 播环境的空间域。这样的系统借助适当的信号处理技术，增加可在接收机端获得的信息，从 而降低诸如在通过传播信道传输期间引入的多径干扰的减损。多个定向天线的使用可导致 在吞吐量和覆盖范围方面的良好性能。在定向天线的特定情况下，天线系统的设计必须考虑接收信号从所有可能的方向 到达。具体地讲，由于环绕接收机的许多散射物体的存在，方位面中的到达角(AoA)可取 0° -360°之间的所有可能值。俯仰面中的AoA分布取决于发射机位置。发射机通常被放置在房间的中央，或者 被固定到墙上，或者固定到天花板上，以便提供最大的覆盖率。从而合理的是，假设俯仰面 中的AoA绕水平方向集中，角展度小于180°。图9中示出了在N = 8个定向天线B1;B2，. . . B8(放置在由圆周限制的正八边形的 顶点上)的特定情况下，可能的多定向天线系统的顶视图。获得了关于三种不同的接收机体系结构的实验结果，即-MIMO 2X2 配备了向位于接收机端的2个RF接收机馈送信号的2个全向天线的 基本参考系统；-选择2个定向天线的MIMO2X8，其中，接收机(在8个可用的接收天线中)选 择恰当的一对天线，并把其信号馈送给2个RF接收机的输入端。通过参考2个最高的接收 信号强度指示符(RSSI)值，进行所述2个天线的选择；以及-具有4个定向天线的RF组合的MIMO2X8，其中，接收机(在8个可用的接收天 线中)选择向2个RF接收机的输入端馈送的两对信号。如下所述选择这4个信号。首先， 通过在可用天线接收的8个信号中确定最大化某一性能指示符(例如，噪声有限的情形下 的RSSI，在干扰有限的情形下的SINR)的4个信号，来进行4个天线的选择。随后，接收机 确定最大化组合信号的相同性能指示符值的2个加权系数的恰当相位值。图8中示出了这 种体系结构。使用了四种不同的传播情形来评估系统性能。这四种情形涉及均由发射机(TX) 位置和接收机(RX)位置的存在，以及由单独的两群散射体表征的不同传播环境。所有情形 都具有相同的到达角(AoA)和离开角(AoD)值，但具有不同的角展度(AS)值。从情况1到 情况4连续降低角展度值，这导致散射较小的环境，从而实现更高的相关性条件。在前两种
14情形下，充分散射的传播导致低相关性，而在最后的情况下，散射不充分的传播导致高相关 性。结果是通过采用如图9中所示的定向天线系统，和图8中所示的具有冗余天线的 MIMO无线收发机的体系结构，在ηκ = 8和ητ = 2的特定情况下获得的。具体关于其中限制因素是由假设均勻分布在空间域中的其它用户(接入点或客 户端)产生的干扰(空间白色)的传播情形，比较这两个2 X 8ΜΙΜ0天线系统的性能和传统 2Χ2ΜΙΜ0天线系统的性能。结果表明，在关心的范围内，原始BER所表示的性能的增强约为6dB。当传播条件 使得角展度的减小导致接收信号的较高相关性时，该值稍微降低(降到5dB)。结果表明，在空间有色干扰体的情况下，性能增益甚至更高。无损于本发明的基本原理，可甚至稍微改变仅仅作为例子说明的细节和实施例， 而不脱离由附加权利要求限定的本发明的范围。
1权利要求
一种借助一组接收天线(A1，...，AnR)来接收多个信息流的方法，所述方法包括下述步骤 从所述一组接收天线(A1，...，AnR)的至少一个子集得到相应的RF信号(r1，...，rnR)，以及 从所述RF信号中产生(10)多个接收信号，每个所述接收信号将被解调(20a，20b)以恢复所述多个信息流之一，其中，作为被应用(12，124a，124b)了相对RF相移权重(W)的所述RF信号(r1，...，rnR)的组合(14，14a，14b)，产生(10)所述接收信号。
2.按照权利要求1所述的方法，包括从所述一组接收天线中的所有接收天线(A1,...， AJ得到相应的RF信号(Γι，...，rnE)的步骤。
3.按照权利要求1或2所述的方法，包括下述步骤-在所述RF信号(r1; ···,!·』中，选择(122,122a, 122b, 122c, 122d)不同的多组所述 RF 信号(rA，rB, rc, rD)，以及-作为被应用(12，124a，124b) 了相对RF相移权重(W)的所述不同的多组所述RF信号 (rA, rB, rc, rD)中的RF信号的组合(14a，14b)，产生(10)所述接收信号。
4.按照权利要求3所述的方法，其中，所述不同的多组所述RF信号(rA，rB，re，rD)均包 括相应的一组RF信号，从而每个所述RF信号只包括在所述多组RF信号的一组RF信号中。
5.按照前述任意权利要求所述的方法，包括下述步骤-为所述RF信号生成(30)至少一个代表所述RF信号的质量的非RF无线电性能指示 符，以及-根据所述至少一个非RF无线电性能指示符，生成所述RF相移权重(W)。
6.按照权利要求5所述的方法，其中，所述至少一个无线电性能指示符选自接收信号 强度指示符(RSSI)、分组差错率(PER)、信号与干扰加噪声比(SINR)、MAC吞吐量(T)和采 用的传输模式(TM)、以及它们的组合。
7.按照前述任意权利要求所述的方法，其中，所述接收天线(A1,...，AnE)的数量(ηκ) 大于所述信息流的数量。
8.一种用于经由一组接收天线(A1, ...，ΑηΕ)来接收多个信息流的系统，所述系统包括_从所述一组接收天线(A1,. ..,AJ的至少一个子集得到相应的RF信号Ον...，!^) 的连接装置(122 ；122a, ... , 122d)，以及-从所述RF信号中产生多个接收信号的处理装置(124a，14a ；124b, 14b)，每个所述接 收信号将被解调(20a，20b)以恢复所述多个信息流之一，其中，所述处理装置(124a，14a; 124b，14b)包括RF组合网络，所述RF组合网络用于 作为被应用(12，124a, 124b) 了相对RF相移权重(W)的所述RF信号(巧，...，rj的组合 (14，14a, 14b)，产生所述接收信号。
9.按照权利要求8所述的系统，包括被配置成从所述一组接收天线中的所有接收天线 (A1, ...，AJ 得到相应的 RF 信号(Γι，...，rnE)的所述连接装置(122，122a, 122b，122c, 122d)。
10.按照权利要求8或9所述的系统，其中，所述连接装置(122，122a，122b，122c，122d)被配置成在所述RF信号(Γι，...，rnK)中选择不同的多组所述RF信号(rA, rB, rc, rD), 并且所述处理装置(124a，14a ;124b，14b)包括RF组合网络，所述RF组合网络用于作为被 应用(12，124a，124b) 了相对RF相移权重(W)的所述不同的多组所述RF信号(rA, rB, rc, rD)中的RF信号的组合(14a，14b)，产生所述接收信号。
11.按照权利要求10所述的系统，其中，所述连接装置(122，122a,122b，122c, 122d)被 配置成选择所述不同的多组所述RF信号(rA，rB, rc, rD)，以分别包括相应的一组RF信号， 从而每个所述RF信号只包括在所述多组RF信号的一组RF信号中。
12.按照权利要求8-11任意之一所述的系统，所述系统被配置成-为所述RF信号生成(30)至少一个代表所述RF信号的质量的非RF无线电性能指示 符，以及-根据所述至少一个非RF无线电性能指示符，生成所述RF相移权重(W)。
13.按照权利要求12所述的系统，其中，所述至少一个无线电性能指示符选自接收信 号强度指示符(RSSI)、分组差错率(PER)、信号与干扰加噪声比(SINR)、MAC吞吐量(T)和 采用的传输模式(TM)、以及它们的组合。
14.按照权利要求8-13任意之一所述的系统，其中，所述连接装置(122;122a，...， 122d)包括数量与所述接收天线(A1, ...，AJ的数量相等的输入端，并且所述处理装置 (124a, 14a ；124b, 14b)包括数量与所述信息流相等的输出端。
15.按照权利要求8-14任意之一所述的系统，其中，所述处理装置包括对所述RF信号 (ri; . . .，rj之一应用相应的RF相移权重(W)的至少一个RF延迟线(54-58)。
16.按照权利要求15所述的系统，其中，所述处理装置包括-用于所述RF信号(r1; ...，rj的所述相应一个RF信号的至少两个传播路径 (52-58)，其中，所述传播路径(52-58)中的至少一个包括一个所述延迟线(54-58)，以及-相关联的开关元件(SW1-SW6)，用于有选择地把所述RF信号(Γι，. . .，rj中的所述 相应一个RF信号导引到所述至少两个传播路径(52-58)。
17.按照权利要求16所述的系统，其中，所述至少两个传播路径(52-58)中的一个传播 路径(52)免除延迟线(54-58)。
18.—种包括按照权利要求8-17任意之一所述的无线通信系统的无线局域网设备。
19.一种包括按照权利要求8-17任意之一所述的无线通信系统的高速下行链路分组 接入设备。
全文摘要
在诸如用在例如WLAN或HSDPA设备中的按照空间多路复用(SM)模式工作的多入多出(MIMO)系统的通信系统中，经由一组接收天线(A1，...，AnR)，通过下述步骤来接收多个信息流从至少一些，并且有可能全部的接收天线(A1，...，AnR)得到相应的RF信号(r1，...，rnR)，并从这样得到的RF信号中产生多个接收信号，每个所述接收信号将被解调(20a，20b)以恢复发送的信息流之一。作为被应用(12，124a，124b)了相对RF相移权重(W)的RF信号(r1，...，rnR)的组合(14，14a，14b)，产生所述接收信号。
文档编号H04B7/04GK101926101SQ200780102231
公开日2010年12月22日 申请日期2007年12月19日 优先权日2007年12月19日
发明者A·拉斯托, B·麦利斯, L·博利, M·福德瑞尼, V·达米科 申请人:意大利电信股份公司;皮雷利&C.有限公司