用于信道估计与信号均衡的方法与系统的制作方法

专利名称：用于信道估计与信号均衡的方法与系统的制作方法
技术领域：
本发明属于均衡领域，更具体地，涉及用于信道估计与信号均衡 的方法和系统。
背景技术：
传统的正交频分复用OFDM信号均衡利用保护间隔(GI)的循环 属性，正交频分复用符号与信道冲激响应的循环卷积叫做一阶频域均 衡器。在时域同步正交频分复用TDS-OFDM系统中，伪随机序列(PN 序列)代替了普通保护间隔，插入到正交频分复用符号。典型地，一 种直接方法是去除伪随机序列，恢复循环属性，并且应用一阶频域均 衡器。

发明内容
本发明提供了一种用于信道估计与均衡的方法及系统，在没有增 加冗余的情况下，在时变和静态条件下有更好的性能。
为实现上述目的，本发明釆用如下技术方案
用于信道估计与均衡的方法，该方法包括以下步骤:提供频率均 衡；提供时域滤波；结合频率均衡与时域滤波，进而在信道估计与均 衡中考虑时间延迟效应。
其中，该方法还包括以下步骤:获取初始长度的数据帧；构建第 二个长度为M且大于初始长度的帧，用于进一步处理；所述数据帧 作为第二个长度为M且大于初始长度的帧的一部分；在第二个长度 为M且大于初始长度的帧中没有数据帧的地方填充零。
其中，该方法包括进一步包括去除伪随机序列的步骤。
其中，该方法还包括进一步包括在第二个长度为M且大于初始 长度的帧上进行变换处理的步骤。其中，该方法中所述的变换处理为快速傅里叶变换，得到第二个 长度为M且大于初始长度的帧的频域信号。
其中，该方法还包括在第二个长度为M且大于初始长度的帧M
上进行的操作的步骤。
其中，该方法中所述的搡作是得到第二个长度为M且大于初始
长度的帧的频域信号在频率域上的除法运算。 其中，该方法还包括滤除非数据部分的步骤。
其中，该方法还包括第二个长度为M且大于初始长度的帧内插
信息以形成一个标准的数据帧部分。
其中，该方法所述的数据帧在标准数据帧添加伪随机序列PN段。 本发明还提供了用于信道估计与均衡的系统，该系统包括实现上
述方法的接收机。
利用本发明的用于信道估计与均衡的方法和系统具有以下优点 在使用PN序列作为保护间隔的OFDM系统中，提供了 一种频域
均衡的方法。进而，在没有增加冗余的情况下，与已知其他方法比较，
该方法在静态条件下达到同样的性能，并且在时变条件下有更好的性能。
在使用PN序列作为保护间隔的OFDM系统中，提出了 一种使用 时域滤波器的方法。进而，在没有增加冗余的情况下，与已知其他方 法比较，该方法在静态条件下达到同样的性能，并且在时变条件下有 更好的性能。
在使用PN序列作为保护间隔的OFDM系统中，提供了 一种结合 频域均衡与时域滤波器的方法。进而，在没有增加冗余的情况下，与 已知其他方法比较，该方法在静态条件下达到同样的性能，并且在时 变条件下有更好的性能。


附图中的参考数字指相同或功能相似的基本单元，附图和下面的详细描述一起构成了一个整体，成为说明书的要素，并用于进一步阐 述各种具体实施例和解释本发明的各种原理与优点
图l是本发明实施例的使用伪随机序列作为保护间隔GI的正交频 分复用系统；
图2是本发明实施例的正交频分复用接收信号的流程图3是本发明实施例的输出信号示例图4是本发明实施例的信道估计与信号均衡的方法流程专业人士需要的是将图中的基本单元简单明了地表示出来，是否 按比例描绘并不是必要的。例如，为了更好地帮助理解本发明的具体 实施例，可以把图中某些基本单元的尺寸大小相对于其它单元进行夸 大。
具体实施例方式
以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。 在详细描述本发明具体实施细节之前，应该注意到的是具体实施 例存在于方法步骤和装置部件的组合之中，它涉及到TDS-OFDM信 号的信道估计和信号均衡。因此，在图中用常用符号给出了装置部件 和方法步骤，并详细描述了那些有助于理解本发明具体实施例的细 节，以免对这些细节产生误解，使本领域的普通技术人员容易明白， 并从中收益。
在本说明书中，相关的术语，例如第一和第二、顶部和底部，以 及相似的术语，可能会单独使用，以区别不同的实体或处理，并不表 示必须需要或暗示这些实体或处理之间的关系或顺序。术语"包括"、 "由.....组成"，或是任何与之相关的其他变形，意指包含非排它的结 果。所以，由一系列基本单元组成的处理、方法、文章或装置不仅仅 包含那些已经指明了的基本单元，也可能包含其它的基本单元，虽然 这些单元没有明确列在或属于上述的处理、方法、文章或装置。被"包 括"所引述的基本单元，在没有更多限制的情况下，不排除在由基本 单元构成的处理、方法、文字或装置中存在另外相同的基本单元。这里所描述的本发明的具体实施例由一个或多个通常的处理器 和唯一的存储程序指令构成，程序指令控制一个或多个处理器，配合 一定的非处理器电路，去实现某些、大部分或者全部的这里所描述的
TDS-OFDM信号的频域均衡(用线性去卷积代替了循环去卷积)。非 处理器电路可能包括但不限于无线接收机、无线发射机、信号驱动器、 时钟电路、电源电路和用户输入设备。同样的，这些功能可以解释为 完成上述接收机的方法步骤。作为替换选择，某些或所有功能可以用 没有储存程序指令的状态机实现，或者使用一个或多个专用集成电路 (ASIC， Application Specific Integrated Circuit),在这些ASIC中 一个 功能或一些功能的某种组合作为定制逻辑来实现。当然，这两种方法 也可以组合使用。因此，这里描述了实现这些功能的方法和手段。
参考图1到图4，描述了本发明的各种情况。图l描述了时域同 步正交频分复用系统的帧结构，在此示例了伪随机序列作为保护间隔 的发送数据包或接收数据包，在多个数据包N1之中，数据包在帧中 是按顺序插入的，伪随机序列插入在两个正交频分复用符号之间。注 意到本发明釆用了由Yang等人发明的、美国专利号为No.7072289 的专利所公开的伪随机序列，它在这里通过引用与全文组成一体。
图2是典型的正交频分复用接收机10组成框图。图2框图描述 了接收机10中的信号流程与信号的关键处理步骤。假设输入到接收 机10的信号是下变频信号12，从接收机10输出的信号是MPEG-2 传输流信号14， MPEG是Moving Pictures Experts Group (活动图像专 家组)的缩写，MPEG-2是用于传输的声音及图象的压缩标准。更具 体的说，射频(RF, Radio Frequency )输入信号16被射频调谐器18 接收，然后把射频信号16下变换到低中频或零中频信号得到下变频 信号12,作为模拟信号或数字信号通过可选的模数转换器20提供给 接收机10
在接收机10中，中频信号变换到基带信号22。然后，根据时域正交频分复用调制方案中低密度奇偶校验码LDPC (Low Density Parity Check Code)的参数完成时域正交频分复用解调。信道估计模块 24和相关器26的输出经FFT 38和信道均衡40后送到时域解交 织器28，然后送到前向纠错。接收机10的输出信号14是包括了有 效数据、同步信号、时钟信号的并行或串行MPEG-2传送流。接收机 10的配置参数可以自动探测或者自动编程控制或者手动设置。接收 机IO主要的配置参数包括:(I)子载波调制方式四相移键控(QPSK， Quad Phase Shift Keying )、 16正交幅度调制(QAM， Quadrature Amplitude Modulation)和64QAM; (2)前向纠错码率0.4、 0.6和 0.8; (3)保护间隔420或945个符号；(4)时域解交织模式0、 240或720个符号；(5)控制帧探测；和(6)信道带宽6MHz、 7 MHz或8廳z。
下面描述接收机10的各功能模块。
自动增益控制(AGC, Automatic Gain Control) 30将输入的数字 化信号强度和参考值进行比较，把得到的差值进行滤波，滤波器值 32用于控制调谐器18的放大增益。调谐器提供的模拟下变频信号12 由可选的模数转换器20釆样，得到的信号最终为中心频率较低的中 频IF (Intermediate Frequency)信号。例如，以30.4MHz对36MHz 中频IF信号采样，结果是生成一个中心频率为5.6MHz的信号。中 频到基带22将这个更低的中频信号转换为复数基带信号。模数转换 器20使用固定釆样率。使用基带模块22中的内插器完成从固定釆样 率至正交频分复用釆样率的转变。时钟恢复模块33估算时间误差及 对误差滤波，然后驱动数控振荡器(NCO， Numerically Controlled Oscillator)(图中未示出)，以此控制采样转换器中的内插器所使用 的釆样定时校准。
输入的下变频信号12可能有频率偏移。自动频率控制模块34计 算频率偏移，并调整中频到基带的参考中频频率。为了提高捕获范围和跟踪性能，频率控制由两个步骤完成的粗调和细调。因为发射信 号是由平方根升余弦滤波器成形，所以接收信号要进行相同的处理。
众所周知在时域正交频分复用系统中离散傅立叶逆变换(IDFT， Inverse Discrete Fourier Transform)符号之前包括 一 个伪随机序列。通 过把本地产生的伪随机序列和输入信号做相关运算，很容易找到相关 峰(由此就可以确定帧头)及频率偏置和时间误差等同步信息。信道 时域响应基于已经获得的信号相关。频率响应由时域响应经过快速傅 立叶变换(FFT, Fast Fourier Transform)变换得到。
在时域正交频分复用系统中，伪随机序列取代了传统的循环前缀 填充。这样就需要删除伪随机序列，并恢复被信道扩展的正交频分复 用符号。正交频分复用符号恢复模块36重建了传统的正交频分复用 符号，它使用了一个抽头的均衡器。FFT变换器38实现了 3780点的 FFT。信道均衡模块40对基于信道频率响应的FFT变换器38变换的 数据进行信道均衡。去旋转后的数据和信道状态信息送给前向纠错 (FEC， Forward Error Correction)做进一步处理。
在时域正交频分复用接收机10中，时域解交织器或者时域去交 织器28用于提高对脉冲噪声的抵抗性。时域解交织器28是卷积解交 织器，它需要B*(B-l)*M/2大小的存储器，这里B是交织宽度，M 是交织深度。对于时域正交频分复用接收机10的具体实施例，有两 种时域解交织模式，模式1， B=52, M=240;模式2， B=52， M=720。
对于解码来说，低密度奇偶校验码解码器42是软判决迭代解码 器，例如，由发射机(图中未示出)提供的准循环低密度奇偶校验码 (QC-LDPC， Quasi-Cyclic Low Density Parity Check )。低密度奇偶校 验码解码器42配置为3种不同的准循环低密度奇偶校验码码率(即 码率0.4bps、码率0.6bps和码率0.8bps),三种码率共享相同的硬件 电路。当迭代过程达到了规定的最大迭代次数(全部迭代)时，或当 在错误检测和错误纠正处理中没有了误码(部分迭代)时，迭代过程就会结束。
时域正交频分复用调制/解调制系统是基于多种调制方案
(QPSK、 16QAM、 64QAM)和多种编码码率(0.4bps、 0.6bps和 0.8bps)的多码率系统，期中QPSK代表四相移键控，QAM代表正 交幅度调制。博斯-乔赫里-霍克文黑姆码(BCH， Bose, Chaudhuri & Hocquenghem)解码器46是按比特输出。根据不同的调制方案和 编码码率，速率转换模块把BCH解码器46的比特输出组合为字节， 同时调整字节输出时钟的速率，使接收机10的MPEG包输出在整个 解调制/解码过程中保持均匀的分配。
BCH解码器46是为BCH ( 1023， 1013)的缩短二进制BCH编 码BCH(762， 752)的解码而设计的，其生成多项式是x1()+x3+l。
因为发射机中的数据在BCH编码器(图中未示出)之前已经使 用伪随机序列进行了随机化，所以，由LDPC/BCH解码器46产生的 纠错数据必须要去随机化。伪随机序列的生成多项式为1 + 4+ 5 , 其初始条件为100101010000000。解扰器48会在每个信号帧复位到 初始状态。否则，解扰器48会一直自由运行，直到下一次复位。最 低的8位要和输入字节流作异或运算。
下面描述数据流通过解调器不同模块的情况。接收的射频信号16由 数字地面调谐器18进行处理，调谐器选择需要解调信号的带宽及频 率，并把射频信号16下变换到基带或低中频信号。然后把下变换得 到的下变频信号12通过模数字转换器20变换到数字域。
基带信号经过釆样速率变换器50处理后转换为符号。保护间隔 中的伪随机信息与本地产生的伪随机序列作相关运算，得到时域冲击 响应。时域冲击响应的FFT变换提供了信道响应的估计。相关运算 26还用于时钟恢复模块33、频率估计和接收信号的校正。提取接收 数据中的正交频分复用符号，并通过3780点的FFT变换器38，得到 了频域里的符号信息。使用前面所得到的信道估计信息，对正交频分复用符号进行均衡处理，然后送到前向纠错解码器。
在前向纠错解码器部分，时域解交织器28实现了传输符号序列
的去卷积交织，接着把这3780个点的块送到内码低密度奇偶校验码 解码器42。低密度奇偶校验码解码器42和BCH解码器46以串联工 作方式接收精确的3780个符号，去掉36个传输参数信号符号后，处 理剩下的3744个符号，并恢复发射的传输流信息。速率转换器44调 整输出数据速率，解扰器48重建发射的码流信息。连接到接收机IO 的外部存储器52为这部分预先设定的功能或需求提供了存储空间。
图3出示了伪随机序列去除后的帧，但是这些帧仍有一些不需要 的东西，这是由于无线传送的本性造成的，从而导致数据信息的部分 或者尾部落到正交频分复用信号Nl或者长度A-B之外。这个尾部定 义为A，这个尾部最好是恢复或者补充回去，换句话说，每一个接收 到的信号y有一个尾部A,详细的恢复过程请看图4。
图4描述了均衡器的流程图400。首先，去除插入在正交频分复 用帧间的伪随机序列PN (步骤402)，随后获得数据帧(步骤404)， 数据帧的获得有一个选择，开始点是A,结束点可以是C或者D。因 此，获取的数据帧长度在A-C或者A-D之间。选择一个比获取的数 据长度更长的长度M，并且按同样方式调整对于接收到的信息y 与M之上的特性h，在其后填充零，进行傅里叶变换，例如快速傅里 叶变换(步骤406)。 M是一个大于正交频分复用信号N1的长度N1， 与N2之和的值(M>N1+N2)。在一个示例的应用中，Nl+N2=4200, M=8192。然后转换后得到的FTM(y)除以FTM(h)(步骤408)。注意 M的非数据段填充零或附加零。步骤408的商或导数实际进行了频域 滤波(带宽在时域定义)，用于去除任何强加在正交频分复用信号Nl 之上的东西，因为发送的数据在均衡后在时间上限制到A-B范围(步 骤412)。发送的数据TD定义如下
l.在A-B间；S，其他，这里5->0.
滤波器系数通过FFT转换到时域得到。
执行从长度M到正交频分复用信号Nl的长度Nl:的内插(步骤 412)。内插可以通过由长度M到正交频分复用信号N1的长度N1的 sine函数来执行，由此获取FFT中长度为NU的在发送器中定义的均 衡后的符号。
上面结合附图对本发明的具体实施例进行了详细说明，但本发明 并不限于上述实施例，在不脱离本发明的权利要求的精神和范围情况 下，本领域的普通技术人员可作出各种修改或改变。因此，本说明书 和框图是说明性而非限制性的，同时，所有修改都包含在本发明的范 围中。好处、优点、问题的解决方案以及可能产生好处、优点或产生 解决方案再或者变得更明确的解决方案的任何基本单元，都不会作为 任何或全部权利要求中重要的、必需的或者本质的特性或原理来加以 解释。后面的权利要求，包括本申请未定期间的任何改正以及与颁布 的那些权利要求的所有的等同权利，单独地定义了本发明。
在这篇文章中使用的术语或短语以及它的变化，除非特殊说明， 可以被解释为开放的相对于封闭的或有限制的。前述的一个例子术 语为"包括"应该被解释为"包括，没有限制"或者相似意思；术语"例 子"是用于提供在讨论的项目中可仿效的实例，而不是其中一个详尽 的或有限制的列表；形容词例如"常规的"，"传统的"，"一般的"，"标 准的"，和有相近意思的术语不应该被解释为描述的给定时期内的限 制条款或有可能做为给定时期内的条款，而应该是围绕着常规的传统 的一般的或者现在或者将来某一个时刻可用标准的技术。同样的，一 组使用"和"连接的术语不应被理解为需要这个语句里术语的每一个， 除非特殊说明，应该被理解为"和/或者"。同样的， 一组使用"或者" 连接的术语不应被理解为在这个语句里相互排斥其它，除非特殊说 明，应该被理解为"和/或者"。
权利要求
1、用于信道估计与均衡的方法，其特征在于，该方法包括以下步骤提供频率均衡；提供时域滤波；结合频率均衡与时域滤波，进而在信道估计与均衡中考虑时间延迟效应。
2、 如权利要求1所述的用于信道估计与均衡的方法，其特征在 于，还包括以下步骤获取初始长度的数据帧；构建第二个长度为M且大于初始长度的帧，用于进一步处理； 所述数据帧作为第二个长度为M且大于初始长度的帧的一部分; 在第二个长度为M且大于初始长度的帧中没有数据帧的地方填 充零。
3、 如权利要求2所述的用于信道估计与均衡的方法，其特征在 于，该方法包括进一步包括去除伪随机序列的步骤。
4、 如权利要求2所述的用于信道估计与均衡的方法，其特征在 于，该方法还包括进一步包括在第二个长度为M且大于初始长度的 帧上进行变换处理的步骤。
5、 如权利要求4所述的用于信道估计与均衡的方法，其特征在 于，所述的变换处理为快速傅里叶变换，得到第二个长度为M且大 于初始长度的帧的频域信号。
6、 在权利要求2所述的用于信道估计与均衡的方法，其特征在 于，该方法还包括在第二个长度为M且大于初始长度的帧M上进行 的操作的步骤。
7、 如权利要求6所述的用于信道估计与均衡的方法，其特征在 于，所述的操作是得到第二个长度为M且大于初始长度的帧的频域信号在频率域上的除法运算。
8、 如权利要求2所述的用于信道估计与均衡的方法，其特征在于，该方法后还包括滤除非数据部分的步骤。
9、 如权利要求2所述的用于信道估计与均衡的方法，其特征在 于，该方法还包括第二个长度为M且大于初始长度的帧内插信息以 形成一个标准的数据帧部分。
10、 如权利要求2所述的用于信道估计与均衡的方法，其特征在 于，所述的数据帧在标准数据帧添加伪随机序列PN段。
11、 用于信道估计与均衡的系统，该系统包括实现权利要求l方 法的接收机。
全文摘要
本发明涉及时域同步正交频分复用信号的均衡，属于均衡领域，在使用伪随机序列PN作为保护间隔的正交频分复用系统中，提供了一种用于信道估计与均衡的方法和系统该方法包括以下步骤提供频率均衡策略；提供时间域滤波器；结合频率均衡与时间域滤波器，进而在信道估计与均衡时考虑时间延迟因素。
文档编号H04J11/00GK101299741SQ200810085578
公开日2008年11月5日 申请日期2008年3月19日 优先权日2007年3月21日
发明者勤 刘, 林 杨 申请人:北京凌讯华业科技有限公司