使用卡笛尔环的无线电发射机的制作方法

专利名称：使用卡笛尔环的无线电发射机的制作方法
技术领域：
本发明涉及使用卡笛尔环(Cartesian loop )的无线电发射机。
背景技术：
在诸如移动终端的无线电发射机中，功率放大器放大传输RF信号， 以从传输侧的天线发射该传输RF信号。要求功率放大器维持线性，以便 该传输RF信号落在由无线电系统的标准确定的频镨模板(spectrum mask)内。还要求功率放大器降低奇数阶失真。这是因为相邻信道泄漏功 率主要由功率放大器的奇数阶失真造成，所述奇数阶失真是由无线电系统 的标准指定的M之一。
使用卡笛尔环来降低功率放大器的奇数阶失真，并改进功率放大器的 线性。卡笛尔环是包括这样的通路的反馈环路，所述通路通过分出来传输 RF信号的部分功率并向正交解调器输入该功率生成基带1/Q信号，并且将 该功率反馈回正交调制器的输入用于传输。
更具体地是，从功率放大器输出的传输RF信号的部分功率被发送到 卡笛尔环的反馈通路，并通过可变衰减器和低噪声功率放大器输入到正交 解调器。正交解调器获得的反馈I/Q信号与输入I/Q信号组合(增加或减 去)。组合I/Q信号通过基带放大器输入正交调制器。当从正交调制器到 正交解调器的增益充分大于1时，从正交调制器的输入端到功率放大器的 输出端的增益由卡笛尔环的反馈通路的衰减量确定，并且传输RF信号的 线性取决于反馈通路的线性。因此，有必要增强反馈通路的线性。
另一方面，由于移动终端使用内置电池作为电源进行操作，IC低功 耗技术对于减少电池耗竭以及延长通信时间是不可缺少的。移动终端中， 功率放大器用于传输的功耗是最大的。随着用于移动终端的无线电单元的
组装密度的增加，近来通过适用于降低成本的互补金属氧化物半导体
(CMOS)技术制造无线电单元。通常，尽管具有CMOS结构的功率放大器 可以实现降低成本，但是其效率下降。如以上描述的，卡笛尔环技术是用 于无线电单元的线性增加技术，但是还可以被视为用于增加功率放大器的 效率的技术。因此，可以通过对CMOS结构的无线电单元应用卡笛尔环增 加功率放大器或无线电单元的效率。
由于卡笛尔环具有反馈通路，重要的是如何确保操作稳定性。为了确 保卡笛尔环的稳定性，JP-A H10-136048 (KOKAI)提出了一种方法，该 方法根据反馈I/Q信号和输入I/Q信号之间的相位差，控制反馈通路中供 应给正交解调器的本地信号的相位。然而，在JP-A H10-136048 ( KOKAI) 中，没有考虑使传输RF信号的功率(传输功率)可变。
当使用卡笛尔环时，即使考虑到在高输出传输RF信号中反馈通路的 功耗，减少整体传输装置的功耗也是可能的。另一方面，在低输出传输RF 信号中，功率》文大器和用于驱动功率放大器的激励放大器的线性是高的， 因而不必要通过使用卡笛尔环来增加其线性。当卡笛尔环也在低输出中操 作时，效率由于反馈通路的功耗而降低。因此，为了有效实施用于近来的 无线电系统的传输功率控制，从降低功耗的观点，根据传输功率关闭和打 开卡笛尔环是值得做的。
当根据传输功率打开和关闭卡笛尔环时，从卡笛尔环关闭直至传输功 率达到预定值的瞬时响应时间增加。举例来说，卡笛尔环关闭之前设置输 入I/Q信号的平均输出为100mV，假定设置反馈通路中可变衰减器的增益 以i^^馈I/Q信号的平均输出是1000mV,当卡笛尔环关闭时，传输功率 不同于卡笛尔环打开时的传输功率。因此，从卡笛尔环关闭起集中传输功
率所必要的时间增加了。当卡笛尔环关闭后通过控制反馈通路中可变衰减 器的增益来实施设置传输功率的操作时，传输功率的集中时间进一步增加。 JP-A HlO-136048 (KOKAI)没有公开传输功率控制的概念，因而没有公 开关闭和打开卡笛尔环中减少传输功率的集中时间的任何方法。

发明内容
根据本发明的一个方面，提供了一种无线电发射机，所述无线电发射
机包括组合器，将要传输的输入I/Q信号组合到反馈I/Q信号以生成组 合I/Q信号；正交调制器，在所述组合I/Q信号上实施正交调制以生成正 交调制的信号；功率放大器，放大所述正交调制的信号以输出传输RF信 号；正交解调器，通过^f吏用本地信号，在从所述传输RF信号分出来的反 馈RF信号上实施正交解调以生成所述反馈I/Q信号；检测器，检测所述 输入I/Q信号和所述反馈I/Q信号之间的每个振幅差和每个相位差；开关， 接通和切断所述反馈I/Q信号到所述组合器的输入；功率设置单元，设置 所述传输RF信号的传输功率；控制信号发生器，在所述开关被切断期间， 在设置所述传输功率的状态下，生成至少一个最小化所述振幅差的振幅控 制信号和至少一个最小化所述相位差的相位控制信号；存储器，存储所述 振幅控制信号和所勤目位控制信号；振幅调节器，在所述开关被接通期间， 依据所述存储器中存储的所述振幅控制信号调整所述反馈I/Q信号的振 幅；相位调节器，在所述开关被接通期间，依据所述存储器中存储的所述 相位控制信号调整所述本地信号的相位；以及增益设置单元，当所述开关 被切断时为卡笛尔环设置第 一环路增益，并且当所述开关从切断状态改变 到接通状态时为所述卡笛尔环设置高于所述第一环路增益的第二环路增 益。
根据本发明的另 一方面，提供了 一种控制被形成为^Jt反馈I/Q信号 的卡笛尔环的方法，所述反馈I/Q信号通过使用本地信号解调从传输RF 信号分出来的反馈RF信号获得，所述方法包括设置所述传输RF信号 的所述传输功率；当打开所述卡笛尔环时为所述卡笛尔环^:置第一环路增 益；在所述卡笛尔环被打开期间，生成最小化输入I/Q信号和所述反馈I/Q 信号之间的每个振幅差的振幅控制信号，所述输入I/Q信号将在所述传输 功率被设置状态下传输；生成最小化所述输入I/Q信号和所述^Jt I/Q信 号之间的每个相位差的相位控制信号；存储所述振幅控制信号和所述相位 控制信号；当所述卡笛尔环从打开状态改变到关闭状态时为所述卡笛尔环
设置高于所述第 一环路增益的第二环路增益；在所述卡笛尔环被关闭期间， 依据所存储的振幅控制信号，调整所述反馈RF信号的振幅；以及在所述 卡笛尔环被关闭期间，依据所存储的相位控制信号，调整所述本地信号的 相位。


图l是示出根据实施例的无线电发射机的框图。
图2是示出功率放大器的输出的终接方法的另一例子的简图。
图3是示出控制器的功能的简图。
图4是示出所述控制器的特定例子的框图。
图5是示出所述控制器的另一特定例子的框图。
图6是示出校准模式的处理过程的流程图。
图7是示出传输模式的处理过程的流程图。
图8是用于解释卡笛尔环的反馈系统的示意图。
图9是示出关闭所述卡笛尔环时的瞬时响应和保持所述卡笛尔环关闭 状态改变所述传输功率的瞬时响应的简图。
图IO是示出启动校准模式的处理过程的流程图。
图11是示出在所述启动校准模式之后实施传输模式的处理过程的流 程图。
图12是示出根据另一实施例使用模拟反馈的无线电发射机的一部分 的框图。
图13是示出可变衰减器的特定例子的电路图。
图14是示出过程波动4卜寸尝(process fluctuation-compensated )接口的
电路图。
图15是示出用于正交解调器的本地信号供应通路的电路图。
图16是示出移相器的特定例子的电路图。
图17是示出所述移相器的另一特定例子的电路图。
图18是示出振幅/相位检测电路的电路图。
图19是差分检测电路的电路图。
图20是示出极性反转开关和基带放大器的特定例子的电路图。 图21是示出所述极性反转开关和所述基带放大器的另一特定例子的 电路图。
具体实施例方式
下文将参考附图描述本发明的实施例。 (第一实施例)
参考图l解释了根据本发明的实施例的无线电发射机。图1中，要传 输的输入I/Q信号ICH和Qch从基带处理部(未示出)或控制器40分别输 入到输入端11和12。输入I/Q信号Ich和QcH通过组合器13和14分别 与反馈I/Q信号mlcH和mQcH组合(增加或减去)，并由此生成组合I/Q 信号。组合I/Q信号通过基带放大器15放大，然后输入到调制器16。可 变增益放大器优选用作基带放大器15。如果必要的话，基带放大器15还 包括过滤功能以确保无线电发射机的稳定性。
正交调制器16具有混频器17和18，以及90。移相器19。 90°移相器 19对来自本地振荡器20的具有频率fix)的本地信号进行移相，并且生成正 交本地信号，也就是说，具有90。相位差的两个本地信号。混频器17和18 以各自的正交本地信号乘从基带放大器15来的各自的組合I/Q信号。在正 交调制器16中，混频器17和18的输出信号相加，由此生成正交调制的信 号。
从正交调制器16输出的正交调制的信号通过可变衰减器21和激励放 大器22输入到功率放大器23，并被功率放大器23放大到所要求的功率电 平。由此，生成传输RF信号。该传输RT信号通过用作功率分支设似power branch device)的功率耦合器24供应到天线25，并从天线25发射到空中。 该传输RF信号的功率下文中被称为传输功率。
功率放大器23的输出端由天线开关26通过该例子中是电阻R的终接 设备适当终接。其它线性设备可以代替该电阻R用作,设备。图l中功
率放大器23的输出端通过电阻R终接到无线电单元的接地GND。然而， 如图2中示出的，当隔离器37连接到功率放大器23的输出端时，隔离器 37的输出端可以由电阻R或相似的设备终接。为了使解释变得简单，下文 中解释如图i中示出一样终接功率放大器23的输出端的情况。
功率耦合器24分出传输功率的一部分，并且生成反馈RT信号。反馈 RF信号通过可变衰减器27和低噪声功率放大器28输入到正交解调器30。 可变衰减器27被用作调整反馈RF信号的振幅的振幅调节器。
正交解调器30具有混频器31和32以及90。移相器33。 90。移相器33 偏移具有频率fLOl并通过可变移相器29从本地振荡器20供应的本地信 号的相位，并生成正交本地信号，也就是说，具有90°相位差的两个本地 信号。可变移相器29被用作调整正交本地信号的相位的相位调节器。混频 器31和32以各自的正交本地信号乘输入的反馈RF信号，由此分别生成 反馈I/Q信号mlcH和mQCH。
反馈I/Q信号mlcH和mQcH通过具有极性反转功能的开关34分别反 馈回组合器13和14。卡笛尔环由包括反馈通路和传输通路的反馈环路形 成，所述反馈通路由功率耦合器24、可变衰减器27、低噪声功率放大器 28、相位解调器30以及组合器13和14形成，所述传输通路由组合器13 和14、基带放大器15、正交调制器16…，以及功率放大器23形成。开关 34被提供来打开和关闭卡笛尔环，更具体地i兌，来接通和切断反馈I/Q信 号向组合器13和14的输入。当接通开关34时，卡笛尔环被关闭。当切断 开关34时，卡笛尔环被打开。
进一步地，提供了振幅差检测器35和相位差检测器36，其分别检测 反馈I/Q信号mlcH和mQcH与输入I/Q信号ICH和Qch之间的振幅差和相 位差。振幅差检测器35输出振幅差检测信号VDA，相位差检测器36输出 相位差检测信号VD[theta]。
当实施校准时，切断开关34，也就是说，卡笛尔环被打开。开关34 被切断的状态在下文中被称为"校准模式"。当传输信号时，接通开关34， 也就是说，卡笛尔环净皮关闭。由此，实施卡笛尔环的反馈。该状态^皮称为
"传输模式"。如图3中作为例子示出的，控制器40被配置为控制卡笛尔 环。图3表示从控制器40输出图1中示出的各种控制信号。
具体来说，控制器40向可变衰减器27输出振幅控制信号VA,向可变 移相器29输出相位控制信号V,，以及向可变移相器29、开关34、振幅差 检测器35和相位差检测器36输出极性控制信号p/m。从振幅差检测器35 来的振幅差检测信号VDA和从相位差检测器36来的相位差检测信号V 输入到控制器40。进一步地，控制器40还向天线开关26输出输入I/Q信 号Ich和Qch以及控制信号AS。只要用作输入I/Q信号Ich和Qch的信号 的类型可以被控制器40控制，信号ICH和Qch不是一直从控制器40输出。 (控制器40的特定例子l)
图4是控制器40的具体例子，其包括控制信号发生器41、数字-模拟 转换器(DAC) 42、模拟-数字转换器(ADC) 43和存储器44。控制信号 发生器41生成的数字控制信号由DAC 42转换成模拟信号，由此生成振幅 控制信号Va和相位控制信号V"振幅控制信号VA供应到可变衰减器27， 相位控制信号Ve供应到可变移相器29。
另一方面，来自振幅差检测器35的振幅差检测信号vDa和来自相位 差检测器36的相位差检测信号V 输入到ADC 43，从模拟信号转换成数 字值。存储器44连接到控制信号发生器41和ADC43，用于存储由ADC 43转换成数字值的振幅差检测信号和相位差检测信号，并且用于向控制信 号发生器41输出存储的振幅差检测信号和相位差检测信号。 (控制器40的特定例子2)
根据控制器40的另一例子，如图5所示，移动ADC43,将其包含在 振幅差检测器35和相位差检测器36中。尽管在该例子中ADC 43在振幅 差检测器35和相位差检测器36之间共享，ADC 43也可以包含在振幅差 检测器35和相位差检测器36的每一个中。根据图5的例子，数字振幅差 检测信号和数字相位差检测信号分别从振幅差检测器35和相位差检测器 36输出，并被直接it^存储器44中。
尽管图4和图5中未示出，如图1所示，控制器40进一步配名—莫式设
置部45、环路增益设置部46以及传输功率设置部47,所述模式设置部45 选择性地设置校准模式和传输模式。
在第一实施例中，为了缩短打开/关闭卡笛尔环的响应时间，目标是尽 可能减少反馈前后部的信号振幅的差。具体来说，估计卡笛尔环实施反馈 之后的信号振幅，在卡笛尔环被关闭并实施反馈之前尝试设置该信号振幅。 为了实现这种处理，在卡笛尔环实施反馈之前，通过以下过程调整振幅和 相位。
(校准模式)
下文参考图6解释校准模式中的处理过程。图6的过程由控制器40 控制。
当启动校准模式时，通过切断开关34打开卡笛尔环(步骤S101)。 在该步骤，为了避免从天线25输出传输RF信号，功率放大器23的输出 端或者隔离器37的输出端由电阻R通过使用天线开关26终接。控制功率 放大器23的输出端或者隔离器37的输出端是否终接的控制信号AS从控 制器40向天线开关26供应。
由于反馈RF信号的振幅和本地信号的相位在校准模式中控制，具有 90。相位差的固定频率的单音调信号，典型地是正弦波信号，被优选输入作 为是基带信号的输入I/Q信号Ich和Qch。这种单音调信号具有小的振幅 波动，对校准有用。
控制器40辨别由功率设置部47设置的期望的传输功率(Pi)。传输 可变衰减器21的衰减量由控制器40在卡笛尔环被打开状态下依据Pi设 置，由此设置期望的传输功率Pi (步骤S102)。该步骤中，尽管如果传输 功率是最大输出时传输RF信号失真，但校准模式中大的失真并不造成任 何特别问题。
作为传输RF信号的功率的一部分的反馈RF信号，通过功率耦合器 24、可变衰减器27和低噪声功率放大器28输入到正交解调器30,生成反 馈I/Q信号mlcH和mQcH。振幅差检测器35检测反馈I/Q信号mIcH和 mQcH与输入I/Q信号Ich和QcH之间的振幅差AA，控制器40设置要供
应给可变衰减器27的振幅控制信号VA，以便振幅差AA具有最小值。
输入I/Q信号ICH和QCH的振幅由ICH2+QCH2的根定义，反馈I/Q信 号mlcH和mQcH由mlcH2+mQcH2的根定义。为了使解释变得简单，输入
I/Q信号Ich和Qch的振幅由Ich2+Qch2指示，反馈I/Q信号mien和mQCH 的振幅由mICH2+mQCH24lf7^。
为了设置反馈I/Q信号mICH和mQCH的振幅等于输入I/Q信号ICH和 Qch的振幅，控制器40控制可变衰减器27的衰减量，以便从振幅差检测 器35输出的振幅差检测信号VDA变得接近0。通过以下表达式(1)表示 信号VDA:
VDA= ( mICH2+mQCH2) - (W+QCH2)…(l)
振幅差检测信号VDA可以通过以常数乘表达式(1)的右侧来计算。 表达式(1)示出了右侧所乘的常数是1的情况。
如图4和图5中所示，当从控制器40向可变衰减器27供应的振幅控 制信号Va是由DAC 42生成的模拟信号时，振幅控制信号VA生成时从控 制信号发生器41向DAC42输入的数字值相继被增加或减少。由此，生成 单调增加或单调减少的振幅控制信号VA (这被称为振幅校准控制信号)， 并且通过振幅校准控制信号调整反馈RF信号的振幅(步骤S103)。采用 该处理，振幅差检测器35检测反馈I/Q信号与输入I/Q信号之间的振幅差， 并输出振幅差检测信号VDA。最接近振幅差检测信号VDa的零交叉点的振 幅校准控制信号，也就是说，当信号VDA从正变为负或从负变为正时的振 幅校准控制信号，提供期望的振幅调整量。由此，传输RF信号的振幅变 得几乎等于反馈RF信号的振幅。换言之，随后解释的环路增益几乎为1。 最接近振幅差检测信号VDA的零交叉点的振幅校准控制信号被用作最小化 反馈I/Q信号和输入I/Q信号之间的振幅差的振幅控制信号VA。
如以上描述的生成的振幅控制信号VA由ADC 43转换成数字值，并存 储在存储器44中用于接下来的相位调整和其后实施的传输模式(步骤 S104)。当接下来实施相位调整时读出存储器44中存储的数字值，并通过 控制信号发生器41和DAC42在可变衰减器27中设置。
振幅控制信号Va在歩驟S104存储于存储器42中后，可变移相器29 由从控制器40输出的相位控制信号基于相位差检测器36检测的相位差 Ae控制。由此，调整向正交解调器30供应的本地信号的相位，也就是说， 反馈I/Q信号的相位(步骤S105)。
实施步骤S105中本地信号的相位调整，以便(mlcH和mQcH)的向 量和(Ich和Qch)的向量同相。具体来说，假定由(mlcH和mQcH)的 向量和(Ich和Qch)的向量形成的角度是A9 (相位差)，控制本地信号 的相位以便建立表达式"Ae=0，，。相位差根据以下表达式(2 )和(3 ) 确定。
cosA9= IcH'mlcH+QcH.mQcH (2 ) sinAe= IcH.mQcH画QcH'mlcH ( 3 )
表达式(3)的sinA0等于0的(Ich，Qch)和(mICH，mQCH)形成的 角度有两个解0°和180° 。为了区分这两个解，检测表达式(2 )的cosA0 的符号。具体来说，当cosA0大于O时，Ae是0。，当cosA6小于0时， 是180。。因此，相继增加相位控制信号Ve以检测"Ae=0°"，并检观'JcosA0 和sinA0的值。
在该处理中，当从控制器40向可变移相器29供应的相位控制信号 是从DAC42输出的模拟信号时，相位控制信号Vp生成时从发生器41向 DAC42输入的数字值相继被增加或减少。由此，生成单调增加或单调减少 的相位控制信号^ (该信号被称为相位校准控制信号)，并且在该步骤中， 设置表达式(3 )的sinA9几乎为0 °的相位校准控制信号被确定为最小化 反馈I/Q信号和输入I/Q信号之间的相位差的相位控制信号Vp。进一步地， 通过开关34反馈回组合器13和14的反馈I/Q信号mlcH和mQCH的极性 根据该步骤中确定的cosA9的符号控制。
反馈I/Q信号mICH和mQCH的极性由从控制器40向开关34提供的 极性设置信号p/m设置。当cosAe为正时，反馈I/Q信号mlcH和mQCH 的极性设置为正。当cosA9为负时，信号mlcH和mQcH的极性设置为负。
相位控制信号V0，其是通过以上处理获得的"sinAe=0"附近的相位
校准控制信号，由ADC43转换成数字信号并4皮存储在存储器44中作为用 于随后实施的传输模式的数字值(步骤S106)。由此，校准模式结束。
简要描述了以上校准模式的操作。当卡笛尔环处于打开状态时，调整 供应到可变衰减器27的振幅控制信号VA以便在期望的传输功率(Pi)的 邻近获得用于卡笛尔环的预定环路增益(在该例子中是环路增益1)。接 下来，调整要向可变移相器29供应的相位控制信号Ve以便反馈I/Q信号 和输入I/Q信号之间的相位差是180°。通过在振幅调整后实施相位调整可 以精确实施相位调整。 (传输模式)
接下来，参考图7解释传输模式中的处理过程。图7的过程也被控制 器40控制。当启动传输模式时，振幅控制信号Va和相位控制信号Ve从 存储器44装栽，并分别设置到可变衰减器27和可变移相器29(步骤S201 )。 接下来，接通开关34，由此关闭卡笛尔环(步骤S202)。然而，该处理中， 如果有必要的话，功率放大器23的输出端或隔离器37的输出端由电阻R 终接。
其后，增加环路增益(步骤S203)并实施传输(步骤S204)。与步 骤201中关闭卡笛尔环的同时，开关26被改变以停止对功率放大器23的 输出端或隔离器37的输出端的终接，并且被设置为连接天线25。在另一 例子中，考虑到瞬时响应时间，以从关闭卡笛尔环起的瞬时响应时间延迟 的时间改变开关26，以停止对功率放大器23的输出端或隔离器37的输出 端的终接。
接下来，解释步骤S203中实施增加环路增益的处理的原因。尽管卡笛 尔环是I和Q的二维环路，为了解释筒单，假定它是一维环路，并且假定 是如图8中所示的一维反馈系统。通常，在反馈系统中，当放大阶段的增 益(棵增益(bare gain ))是G，反馈速率是/3,输入是I/Q，输出是Out 时，建立以下关系。
<formula>formula see original document page 17</formula>
反馈后增益由G/(1+G0)表示。GjS被称为环路增益。当满足表达式 "l+G/3=0，，时，分母为0，因而反馈系统变得不稳定。当从输入信号减去 反馈信号时，表达式"l+G/3=0"指示G/3为1并且相位被改变180°的状态。 仍旧在卡笛尔环中，有必要在造成这种状态的频率不存在的条件下实施反 馈。第一实施例中，当卡笛尔环被关闭时，建立表达式"1+G^=2"。该状 态下，不但增益减半，而且不能期望改进失真。
另一方面，当发射机在校准才莫式完成后进行传输模式，然后卡笛尔环 被关闭并实施反馈时，获得等同于图5中示出的"G^=l"的状态的状态。 因此，图7的过程中，在步骤S201装栽对应预设传输功率的振幅控制信号 Va和相位控制信号Ve后，在步骤S202关闭卡笛尔环，在下一步骤S203 设置大于1的环路增益G^以减少G的影响。具体来说，以预定极性接通 开关34来将卡笛尔环从打开状态改变为关闭状态，然后环路增益G^被增 加。
改变环路增益G/3的调整的源(subject)是G, G对应从基带放大器 15到功率放大器23的增益，并且优选地不改变|8。这是因为/3对应实施卡 笛尔环时的增益，如果iS改变则要i殳置的增益改变。第一实施例中，由图 1中示出的环路增益设置部46增加基带放大器15的增益来增强增益G。 在该例子中，由于环路增益Gi8在卡笛尔环被关闭状态下为1,基带放大器 15的增益的改变用作整体环路增益。
假定环路增益充分大于1,期望的传输输出由反馈通路中可变衰减器 27的衰减量(振幅调整量)确定，该衰减量在校准模式中打开卡笛尔环时 已设置。通过设置如上描述的振幅调整量，反馈I/Q信号mlcH和mQcH 的振幅变得等于输入I/Q信号IcH和QcH。因此，从输入端11和12到功 率放大器23的输出端的增益(用于输入I/Q信号Ich和Qch的传输功率的 增益)变得等于卡笛尔环的反馈通路的增益(衰减量的倒数)。因而，没 有必要在卡笛尔环关闭后调整传输功率。
当实施步骤S203的处理时，反馈I/Q信号的振幅被设置为与打开卡笛 尔环时其振幅几乎相同，因而当打开卡笛尔环时瞬时响应时间进一步缩短。
图9示出关闭卡笛尔环而不实施以图6和图7解释的处理过程时传输 功率的瞬时响应(Tl)，以及传输功率改变而卡笛尔环保持关闭时(在卡 笛尔环关闭后设置传输功率时)传输功率的瞬时响应(T2)。根据第一实 施例，可以改进这些瞬时响应。 (传输结束处理)
接下来，解释传输结束时实施的处理。当传输结束时，传输基带信号
ICH和QCH被斜降(
ramp down)并且传输功率被降低。当传输功率降低 到预定水平，切断开关34，由此打开卡笛尔环。接下来，停止对卡笛尔环 的操作，恢复环路增益的增加量。例如，基带放大器15的增益返回到实施 卡笛尔环反馈之前做出的设置，由此环路增益可以恢复到初始值，也就是 说，1。
(传输功率改变处理) 接下来，解释传输功率改变时实施的处理。当传输功率电平被设置到
超过特定程度的减少值时，通过卡笛尔环的线性化是不必要的，因而停止 卡笛尔环的操作。在该情况下，实施类似于以上传输停止处理的顺序。
作为另 一种方法，在第一步切断开关34以打开卡笛尔环，减少增益G。 具体来说，移去添加的以减少增益偏差的环路增益的增加量，环路增益恢 复到初始状态。作为例子，基带放大器15的增益恢复到初始状态。接下来， 在第二步停止卡笛尔环。
当尽管传输功率电平改变但仍有必要操作卡笛尔环时，实施以下处理。 在实施第一步处理后，实施通过图6解释的校准模式的过程，并在卡笛尔 环打开状态下，设置用于增益改变后的状态的模拟传输功率，以及实施以 上相位调整。随后，发射机进行传输模式。作为另一种方法，可以维持传 输模式将/3降低到预定水平，并对放大阶段的增益G增加j8的减少量。
根据图6中示出的校准模式，在图7示出的传输操作之前直接实施对 振幅和相位的调整。因此，由于振幅控制信号和相位控制信号一直在实施 卡笛尔环或改变传输功率之前提取，前提是实施开环测试。
与此比较，下文解释的另 一校准模式目标是进一步降低传输前要求的
校准时间，并假定当启动无线电发射机或对安装了无线电发射机的集成电
路(IC)实施传递前(pre-delivery)检查时予以实施。因此，尽管为了方 <￡^见下文解释的校准模式被称为"启动校准"，它并不限于在启动时实 施。
(启动校准模式)
图10示出启动校准模式中的处理过程。图10的过程与图6的过程的 不同之处在于逐步改变传输功率，并且调整和存储用于每个传输功率的振 幅控制信号Va和相位控制信号Vp。
首先，当启动校准^t式时，通过切断开关34打开卡笛尔环(步骤Slll )。 在该步骤中，功率放大器23的输出端或隔离器37的输出端由电阻R终接， 以避免从天线25输出传输RF信号。
接下来，在步骤S112设置i的值为1，然后设置传输功率Pi (步骤 S113)。首先，设置传输功率满足"Pi-l"。随后，以和图6中步骤S103 至S106同样的方式，实施对反馈RF信号的振幅控制(步骤S114)，存 储振幅控制信号VA (步骤S115)，对反馈I/Q信号(本地信号)实施相 位控制(步骤S116)，以及存储相位控制信号Ve (步骤S117)。
直至确定i的值达到步骤S118中的I，在步骤S119中对i加1，并且 重复步骤S113至S117的处理。处理期间，在传输功率设置步骤S113，以 ldB的步幅(step)增加传输功率，例如，每次对i加l。如以上描述的， 在每个传输功率调整的振幅控制信号VA和相位控制信号Ve存储在存储器 44中，启动校准模式结束。 (传输模式)
接下来，参考图ll解释在参考图IO解释的启动校准实施之后的传输 期间实施卡笛尔环时实施的处理。首先，在切断开关34打开卡笛尔环的状 态下，启动操作并设置期望的传输功率Pi (步骤S211)。
在图10的步骤S115和S117中，在每个传输功率Pi (i =1至I)的振 幅控制信号Va和相位控制信号^存储在存储器44中。因此，对应步骤 S211中设置的传输功率的振幅控制信号Va和相位控制信号Ve从存储器
44装载，并分别在可变衰减器27和可变移相器29中设置(步骤S212 )。 在该步骤期间，功率放大器23的输出端或隔离器37的输出端通过电阻R 终接。
然后，在预定时间过去之后，接通开关34，关闭卡笛尔环(步骤S213 )。 在该步骤中，停止对功率放大器23的输出端或隔离器37的输出端的终接。
接下来，通过以和图7的步骤S203同样的方式设置例如基带放大器 15的增益为高来增加环路增益(步骤S214 ),并启动传输(步骤S215 )。
传输结束处理和传输功率改变处理与以上相同，此处不予解释。然而， 当传输功率改变且有必要操作卡笛尔环时，切断开关34以打开卡笛尔环作 为第一步，降低增益G作为第二步。具体来说，移去环路增益的增加量， 环路增益恢复到初始状态。由于振幅控制信号Va和相位控制信号已经 存储在存储器44中，通过该过程至第二步骤操作卡笛尔环，并且可以通过 图11的过程以预定传输功率实施传输。作为另一方法，可以维持传输模式 将/3降低到预定水平，并对放大阶段的增益G增加/3的减少量。
在图10解释的启动校准模式中，首先，向由在图5中示出的控制器 40中的控制信号发生器41生成的控制信号的数字值提供初始值。在该状 态下通过振幅差检测器35和相位差检测器36获得的振幅差检测信号VDA 和相位差检测信号V 作为数字值通过ADC43存储在存储器44中。
接下来，对控制信号的数字值例如加1,并且在该状态下通过振幅差 检测器35和相位差检测器36获得的振幅差检测信号vda和相位差检测信 号V 也作为数字值以同样方式存储在存储器44中。相同处理重复预定次 数(N次)。在如以上描述的存储器44中存储的振幅差检测信号VDA的数 字值中，选择使表达式(1)中V 为0的值或最接近满足以上要求的值 的值。所选的值被^控制信号发生器41中，并生成振幅控制信号Va。
另一方面，在存储器44中存储的相位差检测信号V 的数字值中，选 择使表达式(2 )中cosA9具有预定符号或4吏表达式(3 )中sinA9为0的 值或最接近满足以上要求的值的值。所选的值被提取到控制信号发生器41 中，并生成相位控制信号V"存储器44中存储的振幅差检测信号V 和
相位差检测信号v 的数字值中，诸如不是是选择的检测信号的数字值的
数字值的非必要信息可以删除。
以上方法基于控制器40实施的反馈，因而被称为通过数字反馈的调整 方法。尽管假定表达式(1) 、 (2)和(3)中的VDA、 sinAe和cosA0在 该例子中净皮确定为模拟信号，VDA、 sinAe和cosAe可以在IcH、 QCH、 mICH 和mQcH被例如图5中示出的ADC43转换成数字值之后通过数字操作确 定。
如以上描述的，根据第一实施例，在卡笛尔环^皮打开并且期望的传输 功率被设置的状态下，生成最小化振幅和相位的差的振幅控制信号和相位 控制信号，并将它们存储在存储器44中。当实施传输时，振幅控制信号和 相位控制信号从存储器44装载，并在调整反馈RF信号的振幅的可变衰减 器27和调整用于反馈通路中正交解调的本地信号的相位的可变移相器29 中设置。因此，可以降低在卡笛尔环打开时和卡笛尔环关闭时之间传输功 率的差，因而有效缩短了当卡笛尔环从打开状态改变到关闭状态时传输功 率的瞬时响应时间。由此，即使是在要求传输功率控制的无线电通信系统 中，可以根据传输功率打开和关闭卡笛尔环，并因而可以实现降低功耗。 (第二实施例)
在第一实施例中，反馈控制由控制器40以在校准模式中使用数字反馈 进行振幅调整和相位调整的方法实施。然而，在校准模式中仅通过模拟处 理来生成对传输模式必要的振幅控制信号和相位控制信号也是可能的。然 而，由于通过模拟处理获得的控制信号是模拟信号，有必要将模拟控制信 号;^控制器40中，通过ADC43把它们转换成数字值并存储在存储器44 中，用于f^实施的传输模式。
作为本发明的第二实施例，以下参考图12解释通过模拟反馈生成振幅 控制信号和相位控制信号的方法。图12示出和图l共同的一部分结构，新 增了控制信号反馈环路中的开关51和52。在校准模式中，振幅控制信号 Va和相位控制信号Vo按如下生成。
首先，解释通过模拟反馈生成振幅控制信号Va的方法。切断卡笛尔
环的反馈通路中的开关34，并,功率放大器23的输出端或者隔离器37 的输出端。向卡笛尔环的反馈通路中的可变衰减器27供应极小量的从作为 功率放大器23的输出的传输RF信号分出来的传输功率，作为反馈RF信 号。进一步地，假定卡笛尔环的反馈通路已被供电。当调整反馈RF信号 的振幅时，接通开关51，切断开关52。在开关52处于OFF状态同时，向 可变移相器29施加预定的参考控制信号。
以和第一实施例同样的方式，振幅差检测器35和相位差检测器36通 过才莫拟处理对输入I/Q信号Ich和Qch以M馈I/Q信号mlcH和mQCH 实施表达式(1)的处理。由此，模拟振幅差检测信号VDA (或以常数乘
vda获得的信号)作为振幅控制信号va(这被称为"振幅校准控制信号")
输入到可变衰减器27。具体来说，通过包括可变衰减器27、低噪声功率放 大器28、正交解调器30和振幅差检测器35的反馈环路，Va的穗定点可 以被近似于"mICH=ICH， mQcH-QcH"的点。
举例来说，假定可变衰减器27的输入端子RXiN的信号振幅越大，向 量(mlcH， mQcH)的振幅mM越充分大于向量(ICH， QCH )的振幅M，
vda通过表达式(1)具有大的正值，并且vda的值作为振幅控制信号va
反馈回可变衰减器27。假定设计可变衰减器27以便其衰减量随振幅控制
信号va的值增加而增加。由于大的vda被作为振幅控制信号va输入，可
变衰减器27的衰减量增加。由此，振幅mM降低，并收敛到几乎等于振 幅M的值。振幅mM的收敛值作为数字值通过ADC43放入控制器40中， 并存储在存储器44中。随后，切断开关51，振幅控制信号Va从控制器 40输入到可变衰减器27。随后描述该处理。
接下来，解释通过才莫拟反馈生成相位控制信号Ve的方法。当调整相位 时，切断开关51，接通开关52。通过接通开关52，形成由可变移相器29、 正交解调器30和相位差检测器36构成的相位控制环路。
相位控制环路中，向量(mlcH， mQCH)和向量(ICH， QCH)之间的 相位差通过使用表达式(2)和(3)检测。相位控制环路中，在它们 之中使用表达式(3 )的sinAe的信号。由于表达式"sinAe-O"在向量(mICH，
mQCH)和向量(ICH， QCH)同相或^jf目时满足，它在收M生的点收敛。 然而，由于不能彼此区分0。和180°，通过cosA6的值来区分它们。当cosA0 为正时，确定它为0。，也就是i兌，向量同相。当cosAe为负时，确定它为 180°,也就是i兌，向量反向。如以上描述的获得的Ve的值和cosA6的值通 过ADC43放入控制器40中并存储在存储器44中。
当卡笛尔环被关闭时，接通开关34，由开关34根据cosA9的极性选 择连接的极性。另一方面，至于相位控制信号Ve，在切断开关52之后， 通过控制信号发生器41和DAC 42生成与ADC43检测的电压相同的电压 作为相位控制信号Vp。
如以上描述的存储器44中存储的振幅控制信号Va和相位控制信号Vp 的值被用于传输模式中。进一步地，当校准中调整相位控制信号Ve时，也 使用存储器44中存储的振幅控制信号VA。
下面解释控制器40的结构。如图12所示，控制器40的DAC 42分别 通过开关53和54连接到可变衰減器27和可变移相器29， ADC 43分别通 过开关51和52连接到振幅差检测器35和相位差检测器36。通过接通开 关51，振幅控制信号VA通过控制器40的ADC 43提取到存储器44中。 通过接通开关52，相位控制信号W通过ADC 43提取到存储器44中。进 一步地，当启动传输模式时，振幅控制信号VA通过接通开关53装载到可 变衰减器27，相位控制信号Ve通过接通开关54经由DAC42装载到可变 移相器29。接下来，解释第一和第二实施例中卡笛尔环中组成元件的特定 例子。
(可变衰减器的特定例子)
图13示出可变衰减器的特定例子。在图13中，用虛线圈起的框;L^ 拟衰减器，由ATT指示的框是具有与虛拟衰减器的电路同样的电路的衰减 器。虚拟衰减器是包括MOSFET Ml至M5和电阻Rl和R2的可变衰减 器。由于衰减器ATT具有与虛拟衰减器的电路同样的电路的，假定它也具 有MOSFET Ml至M5和电阻Rl和R2。
MOSFET Ml、 M2和M3形成通路将信号分出来到接地GND，并控
制流入接地GND的信号量。另一方面，MOSFET M4和M5形成直通通 路，并控制传输到下一阶段的电路的信号量。电阻Rl用于向M4和M5 的栅极端子传输直流分量。
每个电阻RB和电阻RT的一端连接到运算放大器OP1的+输入端， 电阻RB的另一端连接到电源VDD,电阻RT的另一端连接到接地GND。另 一电阻RB的一端接到VDD，其另 一端连接到虛拟衰减器中的MOSFET M5 的漏极端子。另一 RT的一端接到GND，其另一端连接到虛拟衰减器的 MOSFET M4的源极端子。虛拟衰减器的两个电阻Rl的共同端连接到运 算放大器OP1的输出端以及衰减器ATT的电阻Rl的公共端。增益控制 信号VC1供应到虛拟衰减器和衰减器ATT中的MOSFET Ml、 M2和M3 的栅极端子。
根据图13的结构，增益控制信号VC1和衰减器ATT的增益(=OUT/IN ) 呈现dB线性(linear-in-dB )特征，该特征公开在H.Dogan，et al., "A DC-10GHz Linear-in-dB Attenuator in 0.13 um CMOS Technology" ，IEEE 2004 CICC,第609-612页的文件中。 (门限值波动补偿接口)
在图13的可变衰减器中，当由于MOSFET的过程波动发生门限值波 动(Vth波动)时，MOSFET的阻抗改变，即使增益控制信号Vd是固定 的。这是因为MOSFET的输出阻抗取决于通it^栅-源电压Vc;s减去门 限电压Vth获得的值。进一步地，MOSFET的门限波动还可能在可变移相 器中造成!^描述的问题。
图14示出补偿MOSFET的这种门限值波动的电路的例子。图14的 门限值波动补偿电路作为接口插入到例如图12中可变衰减器27的振幅控 制信号VA的输入侧和图12中可变移相器29的相位控制信号V0的输入侧 的一个或两个中。
图14的电路净皮配置为通过使用由参考电流Iw和参考电阻Rref生成的 参考电压IrefXRref以及控制电流Id (Icntl， Icnt2 )来补偿MOSFET Ml的 门限值波动。控制电流U旨示使用电流信号的振幅控制信号VA或相位控
制信号ve。
当接通开关SWA1时，切断开关SWA2 ，为两个系统准备的控制电流Icntl 和Ient2中仅有控制电流Icntl通过开关SWA1流过MOSFET Ml。参考电压 IrefxRref供应到运算放大器OP1的非反向输入端，OP1的输出端连接到 MOSFET Ml的栅极端子，Ml的漏极端子连接到OP1的反向输入端。通 过操作这种反馈系统，MOSFET Ml的漏极电压被控制为等于参考电压 IrefxRref。因此，当MOSFET Ml的门限电压Vth增加时，Ml的栅-源电 压VGS自动增加Vth的增加量，并且门限值波动得到补偿。
接下来，解释使用两个开关SWA1和SWA2以及两个控制电流Ientl和 Icnt2的原因。才艮据图12中示出的第二实施例，在校准才莫式和相位控制调整 模式中，来自振幅差检测器35的振幅差检测信号V 作为振幅控制信号 VA供应到可变衰减器27，以及在校准模式中来自相位差检测器36的相位 差检测信号V 作为相位控制信号^供应到可变移相器29。另一方面， 在传输模式中，存储器44中存储的数字值通过DAC42作为振幅控制信号 Va和相位控制信号Ve从控制器40输出，并#:供应到可变衰减器27和可 变移相器29。
如以上所描述的，特别是，在图12示出的第二实施例中，到可变衰减 器27和可变移相器29的控制信号通路在校准模式和传输模式之间不同。 当使用图14的门限值波动接口时，可以为可变衰减器27和可变移相器29 的每一个形成两个系统的控制信号通路。
尽管在图12中提供了开关51和52,它们可以被例如图14的开关SWM
替换。另一方面，接通/切断图14的开关SWA2对应接通/切断振幅控制信
号VA和相位控制信号^到可变衰减器27和可变移相器29的传输。
因此，在校准模式，通过接通开关SWM并切断开关SWA2，从振幅差
检测器35向可变衰减器27供应振幅差检测信号V 作为振幅控制信号 VA，以及^目位差检测器36向可变移相器29供应相位差检测信号V、作 为相位控制信号V"另一方面，在传输才莫式中，通过切断开关SW^并接 通开关SWA2，从控制器40向可变衰减器27供应振幅控制信号VA，以及
从控制器40向可变移相器29供应相位控制信号Ve。 (用于正交解调器的本地信号供应通路)
如图1和图12中所示，通过可变移相器29和90°移相器33向正交解 调器30的混频器31和32供应来自本地振荡器20的本地信号。图15示出 对正交解调器30的本地信号供应通路，并且示出对应于可变移相器29和 卯°移相器33的部分的细节。
图15中，来自本地振荡器20的本地信号LO被输入到级联的移相器 PS1和PS2。移相器PS1和PS2的相位偏移量才艮据相位控制信号VPSC改变。 相位控制信号Vpsc和图1的相位控制信号Ve之间的关系随后描述。从移 相器PS1和PS2输出的本地信号通过緩冲电路CKBUF输入到触发器FF。 触发器FF中，输入的本地信号4皮分成具有输入频率分量的一半的两个本 地信号，生成具有90。相位差的两个本地信号。从触发器FF输出的两个本 地信号，分别通过IcH本地緩沖器ICKBUF和Qch本地緩冲器QCKBUF， 分别供应到正交解调器30中的混频器31和32。由于LO信号的频率在触 发器FF的输出处减少到1/2,要求本地振荡器20生成具有2倍于正交解 调器30必要的本地信号频率的频率的本地信号。另一方面，使用微分器 和积分器的RC-CR 90。移相器可以代替触发器FF使用。在该种情况下， 卯。移相器的本地信号的频率可以在其输入和输出之间相等。
极性转换信号PmP输入到移相器PSl。极性，也就是说，输入的本地 信号的相位，可以被信号Pm0改变180°。如以上描述的，假定实施双频划 分的触发器FF被用作在移相器PS1和PS2之后提供的90°移相器，向混 频器31和32供应的本地信号的相位可以被信号Pm0进行本地信号的卯° 和180°相位改变。这种通过Pm0对本地信号的相位控制在例如移相器PS1 和PS2的可变范围被过程中的错误减小的情况下有效。 (移相器的特定例子l)
图16示出图15中移相器PS1和PS2的特定电路例子。图16的移相 器具有MOSFET Ml至M5和电容Cl至C4。移相器偏移输入到输入端
+VIN和-Vev的差分信号的相位，并将它们从输出端+VouT和-Vout输出。
相位偏移电路由Cl、 M3、 C2、 C3、 M4和C4形成。用于相位偏移电路 的驱动电路由公共源极端子与电流源II连接的差分对Ml和M2以及由连 接到M1和M2的漏极端子的M5、 M6、 Rl和R2形成的负载形成。
MOSFET M3和M4用作可变电阻，其电阻值根据相位控制信号VPSC 改变。由于MOSFET的线性区用在^象衰减器的可变电阻中，M3和M4中 的漏-源电压Vcs和门限电压Vth被设置为满足关系"VDS<VGS-Vth"。为 扩大相位控制信号VPSC的控制范围，MOSFET M4的漏极端子和MOSFET M3的源极端子的电位接近于电源电位或GND电位。因此，M4的漏极端 子的直流电位被电容C3阻断，M3的源极端子的直流电位被电容C2阻断。
另一方面，电容C4与MOSFET M4的电阻一起形成CR电路，电容 Cl与MOSFET M3 —起形成CR电路。这两个CR电路形成CR桥电路。 因此，当M4和M3的电阻值通过相位控制信号Vpsc改变时，本地信号的 相位改变。
为了解释移相器的操作，下面描述在MOSFET M3和M4的电阻是大 的情况下以及该电阻是小的情况下输出的相位如何改变。当M3和M4的 电阻是大的时，也就是说，当VPSC接近于Vth时，M2的漏极信号通过C4 传输到端+VouT，原因是M4的电阻是大的。进一步地，由于M3的电阻 是大的，Ml的漏信号4皮传输到端-VouT。
另一方面，当M3和M4的电阻是小的时，也就是说，当Vpsc接近于 VoD时，Ml的漏极信号通过C3传输到端+VouT，原因是M4的电阻是小 的。进一步地，由于M3的电阻是小的，M2的漏极信号通过C2传输到端 -VOUT。通过i殳置M3和M4的电阻为可变，从端+VouT和端-VouT的输出 信号的相位最大改变180°。
当电容Cl和C4的值是C， MOSFET M3和M4的电阻值(ON电阻) 是RON时，CR桥电路的相位特征通过以下表达式表示。
Mtan-1 U/coCRON) (5)
0表示M2和Ml的漏极端子间的电压与输出端+Vout和-Vout间的电 压之间的相位差。由于M3和M4在线性区操作，当比例常数是A时，RoN
可以近似为如图15中示出的"Ron=A/ (VPSC-Vth)"。因此，表达式(5) 可以如下改变。
<formula>formula see original document page 29</formula> ( 6)
由于当VPSC小于Vth时完全切断MOSFET，不能通过Vpsc控制相位 0。为了避免完全切断MOSFET，可以以图14中示出的应用于衰减器ATT 同样的方式应用门P艮值补偿电路。具体来说，当控制电流Utl和I^2变得 大于1时，OP1的输出,皮设置为Ml以流出电流，也就是说，Ml的栅极 电位自动设置为比Vth大的值。尽管在该例子中振幅控制信号和相位控制 信号通过电压和电流定义，它们可以根据表达式"V=IR"转换。例如，控 制电流Icntl和Ient2等效于相位控制信号V" (移相器的特定例子2)
图17是通过向图16的移相器添加图15中示出的移相器PS1的极性 反转功能获得的电路图。除图16中示出的包括MOSFET M1和M2的第 一差分对外，图17的移相器还具有包括MOSFET M7和M8的第二差分 对。从电流源^向第一差分对供应的尾电流通过极性转换信号pm^切换， 从电流源12向第二差分对供应的尾电流通过反转的极性转换信号pmW切 换。
通过极性转换信号pm^和pm0/，确定是第一差分对Ml和M2操作 还是第二差分对M7和M8操作。如图17中示出的，M1和M7的栅极端 子共同连接到+Vuv，M2和M8的栅极端子共同连接到-Vus。然而，Ml和 M8的用作输出的漏极端子彼此连接，M2和M7的漏极端子彼此连接。具 体来说，作为输出的漏极端子的连接在第一差分对和第二差分对之间反转 连接。因此，通过极性转换信号pm0和pm0/选择性地操作第一差分对和 第二差分对，由此可以倒转移相器的输出信号的极性。 (振幅/相位检测电路)
接下来，解释图1和图12中的振幅差检测器35和相位差检测器36 的特定例子。当通过模拟电路实现振幅差检测器35和相位差检测器36时， 可以使用例如图18中示出的振幅/相位检测电路。图18示出接收振幅或相
位将被检测的输入A、 B、 C和D并获得检测输出OUT的电路。
根据例如以上描述的表达式(1)实施振幅差检测。表达式(1)中的 (mICH2+mQCH2)部分指示当输入A和C表示mICH并且mQCH被输入到 B和D时的输出OUT (4皮称为OUT1)。以同样的方式，表达式(l)中 的(Ich2+Qch2 )指示当输入A和C表示ICH并且QCH被输入到B和D时 的输出OUT (被称为OUT2)。根据表达式(1)对振幅差AA的检测可 以由模拟电路通过检测对应于OUT1-OUT2的差来实现。
图19示出检测"OUT1-OUT2"的差分检测电路的例子。OUTl被作 为输入INI提供，OUT2被作为输入IN2提供。图19的差分检测电路具 有由差分对MOSFET M3和M4与公共电流源I，构成的第一差分放大器、 由差分对MOSFET M5和M6与共同电流源12构成的第二差分放大器以及 被第一和第二差分放大器共享并具有MOSFET Ml和M2和电阻Rl和R2 的装载电路。第一差分放大器的输入是IN1，第二差分放大器的输入是IN2。
第一差分放大器和第二差分放大器的输出连接到共享的装载电路，且 其极性被倒转。图19的差分检测电路获得对应于11\1- IN2的信号，也就 是说，输出OUT处的OUTl-OUT2。因此，可以通过组合图19的电路与 图18的电路来实现振幅差检测器35。
由于如以上描述的通过使用表达式(2)和表达式(3)来实施相位差 检测，可以通过图18的电路来实现相位差检测。具体来说，可以通过将 IcH输入到输入A、 mlcH输入到输入C、 QcH输入到输入B和mQcH输入 到输入D来实现表达式(2)的计算。进一步地，可以通过将IcH输入到输 入A、 mQcH输入到输入C、 QcH输入到输入B和mlcH输入到输入D来 实现表达式(3)的计算。通过使用由表达式(2)和表达式(3)确定的 cosA9和sinAe的值来确定相位差A9，并由此获得相位控制信号V"
为了通过实施使用模拟电路的反馈来获得必要的振幅控制信号VA和 相位控制信号Vp可以通过使用没有任何改变的电压信号来实施反馈。然 而，可以在将电压信号转换成电流信号之后实施反馈。在电压信号转换成 电流信号之后实施反馈时，使用图14中示出的门限波动补偿电路是值得做
的。
(极性反转开关和基带放大器)
图20示出图l和图12中示出的开关34和基带放大器15的特定电路 例子。在图20中，示出开关34带有两个分开的块34-1和34-2。参考符号 Vw表示输入I/Q信号Ich或Qch，反馈信号VF对应反馈I/Q信号mICH 或mQcH。通过接通开关A和B中的一个并切断另一开关，^Jtl/Q信号 (VF)被输入且其极性改变。另一方面，由于没有必要改变输入I/Q信号 Vn^的的极性，它们可以被输入而没有任何改变。增益由-R2/Rl提供。
基带放大器15被配置为改变在校准模式和当卡笛尔环被关闭时之间 的增益，卡笛尔环在校准模式中被打开。基带放大器15具有两级的级联的 运算放大器OP1和OP2，以及OP1和OP2之间插入的增益转换电路38-1 和38-2。包括反馈电阻的第二运算放大器OP2的增益由-R5/R3或-R5/R4 表示。在该例子中，增益转换电路38-1和38-2可以通过由开关C选择两 个电阻R3和R4来改变两级中的增益。
例如，假定满足"R3 = 10xR4 = R5"，在校准模式中选择R3，在传 输模式中选择R4。在校准模式中，基带放大器15作为"增益-R5/R3--r 的放大器起作用。在该状态下，设置反馈V-ATT以便环路增益为1。当发 射M校准模式进行传输模式时，电阻R3被切换到R4。因此，增益变成 "-R5/R4 = -10"，并且从校准模式中的增益增加20dB。具体来说，环路 增益在传输;f莫式变成20dB，因而线性增加。
由于图20中通过开关C在增益转换电路38-1和38-2中选择电阻R3 和R4的一个，瞬时响应在转换增益时发生。瞬时响应时间当发射机采用 无线模式时是有限的，要求相继改变增益而不是快速改变增益。
在图21示出的基带》文大器15中，图20中的增益转换电路38-1和38-2 被由MOSFET Ml和M2形成的可变电阻电路39替代。从控制器40向 Ml和M2的栅极端子供应对应于增益设置信号的增益控制电压VCNT。基 带放大器15的增益由通过增益控制电压VCNT引起的MOSFET Ml和 M2的电阻的改变而相继改变。在校准模式中，M1和M2的电阻值被设置
为具有和R5的值相同的值。当发射才风校准模式改变到传输模式时，设 置增益控制电压VCNT以便Ml和M2的电阻值温和地从R5改变到约 R5/10。这消除了基带放大器15的快速增益改变，因而可以缩短增益收敛 到预定值的必要时间。 (I/Q失衡补偿)
当通过模拟电路实现正交调制器和正交解调器时，由于模拟电路的缺 陷，在I分量(同相分量)和Q分量(正交分量)之间发生振幅错误和相 位错误。这种I-Q分量之间的振幅和相位的错误通常被称为I/Q失衡。卡 笛尔环还可以净皮应用于对I/Q失衡的补偿。
的失真进行补偿的例子。以同样的方式，当反馈通路中正交解调器30的 I/Q失衡是小的时，传输系统的正交调制器16的I/Q失衡还可以通过使用 卡笛尔环来进行补偿。具体来说，在现有技术的无线电接收器中实施的用 于正交解调器的I/Q失衡补偿技术被应用于卡笛尔环中的正交解调器30。 进一步地，当I/Q失衡由用于本地信号的90°移相器33的相位错误造成时， 实施调整以l更从90°移相器33输出的两个本地信号之间的相位差是90°。 在原理上，如果环路增益足够高以补偿前向通路中的错误时，仅对反馈通 路的正交解调器应用调整。这种相位差调整可以通过^f吏用例如图16的移相 器来实施。如以上所描述的，由卡笛尔环通过在卡笛尔环的反馈通路中实 现精确的正交解调器30来纠正传输系统的错误是可行的。
尽管在如图1示出的以上实施例中，在正交调制器16和正交解调器 30之间共享本地振荡器20,但不是必须共享本地振荡器20，可以使用两 个本地振荡器(未示出)。
进一步地，提供电阻R以避免在卡笛尔环关闭状态下从天线25发射 信号。另一方面，在诸如信号可以从天线25发射的情况的某些情况下可以 不提供天线开关26和电阻R。
权利要求
1.一种使用卡笛尔环的无线电发射机，包括组合器，将要传输的输入I/Q信号与反馈I/Q信号组合以生成组合I/Q信号；正交调制器，在所述组合I/Q信号上实施正交调制以生成正交调制的信号；功率放大器，放大所述正交调制的信号以输出传输RF信号；正交解调器，通过使用本地信号，在从所述传输RF信号分出来的反馈RF信号上实施正交解调以生成所述反馈I/Q信号；检测器，检测所述输入I/Q信号和所述反馈I/Q信号之间的每个振幅差和每个相位差；开关，接通和切断所述反馈I/Q信号向所述组合器的输入；功率设置单元，设置所述传输RF信号的传输功率；控制信号发生器，在所述开关被切断期间，在设置所述传输功率的状态下，生成至少一个最小化所述振幅差的振幅控制信号和至少一个最小化所述相位差的相位控制信号；存储器，存储所述振幅控制信号和所述相位控制信号；振幅调节器，在所述开关被接通期间，依据所述存储器中存储的所述振幅控制信号调整所述反馈RF信号的振幅；相位调节器，在所述开关被接通期间，依据所述存储器中存储的所述相位控制信号调整所述本地信号的相位；以及增益设置单元，当所述开关被切断时为所述卡笛尔环设置第一环路增益，并且当所述开关从切断状态改变到接通状态时为所述卡笛尔环设置高于所述第一环路增益的第二环路增益。
2. 根据权利要求1所述的无线电发射机，进一步包括 增益可变基带放大器，在所述正交调制器之前的阶段中予以提供，并JUt大所述组合I/Q信号， 其中，所述增益设置单元被配置为当所述开关被切断时在所述基带放 大器处设置所述第一增益，并且当所述开关从所述切断状态改变到所述接 通状态时在所述基带放大器处设置高于所述第一增益的所述第二增益。
3. 根据权利要求1所述的无线电发射机，其中，所i^目位调节器被控 制为在所述振幅调节器调整所述反馈RF信号的振幅之后调整所述本地信 号的相位。
4. 根据权利要求l所述的无线电发射机，其中，所述振幅调节器包括 可变衰减器，所述可变衰减器的衰减量依据所述振幅控制信号被控制。
5. 根据权利要求1所述的无线电发射机，其中，所勤目位调节器包括 可变移相器，所述可变移相器的相位偏移量依据所述相位控制信号,皮控制。
6. 根据权利要求l所述的无线电发射机，进一步包括 终接单元，在所述开关被切断期间，将所述功率放大器的输出端终接到参考电位点。
7. 根据权利要求l所述的无线电发射机，其中，所述控制信号发生器 包括计算器，所述计算器在所述反馈RF信号的振幅由单调增加或单调减 少的所述振幅校准控制信号进行调整的时刻计算指示所述振幅差的所述振 幅差检测信号，并且所述控制信号发生器被配置为在所述振幅差检测信号控制信号。
8. 根据权利要求7所述的无线电发射机，其中，所述计算器被配置为 通过以所述输入I/Q信号的向量的量值和所述反馈I/Q信号的向量的量值 之间的差乘常数，来计算所述振幅差检测信号。
9. 根据权利要求l所述的无线电发射机，其中，当所述控制信号发生 器生成所述振幅控制信号时，单音信号被用作所述输入I/Q信号。
10. 根据权利要求1所述的无线电发射机，其中，所述控制信号发生 器包括检测器，所述检测器当所述反馈RT信号的相位由单调增加或单调 减少的所勤目位校准控制信号进行调整时检测所述相位差，并且所述控制 信号发生器被配置为当所勤目位差几乎是卯°时生成所述相位校准控制信 号作为所^4目位控制信号。
11. 根据权利要求1所述的无线电发射机，其中，所述控制信号发生器包括差计算器，当所述反馈RT信号的相位由单调增加或单调减少的相 位校准控制信号进行调整时，所述差计算器计算所述输入I/Q信号的向量 的I分量单元和所述反馈I/Q信号的向量的Q分量单元的积与所述输入I/Q 信号的向量的Q分量单元和所述反馈I/Q信号的向量的I分量单元的积之 间的差，并且所述控制信号发生器被配置为在所述差的符号从正变为负或 从负变为正时生成所述相位校准控制信号作为所述相位控制信号。
12. 根据权利要求ll所述的无线电发射机，其中，所述控制信号发生 器进一步包括和计算器，当所述反馈RF信号的相位由所述相位校准控制 信号进行调整时，所述和计算器计算所述输入I/Q信号的向量的所述I分 量单元和所述反馈I/Q信号的向量的所述I分量单元的积与所述输入I/Q 信号的向量的所述Q分量单元和所述反馈I/Q信号的向量的所述Q分量单 元的积之间的和，并且所述控制信号发生器被配置为当所述和的符号为负 时存储指示所述反馈I/Q信号的反转极性的信息。
13. 根据权利要求1所述的无线电发射机，其中，所述控制信号发生 器包括计算器，所述计算器通过以所述输入I/Q信号的向量的所述量值的 平方或平方才艮与所述反馈I/Q信号的向量的所述量值的平方或平方才艮之间 的差乘常数，来计算指示所述振幅差的所述振幅差检测信号，并且所述控 制信号发生器被配置为从所述开关被切断起预定时间过去之后生成所述振 幅差检测信号作为所述振幅控制信号，以及所述振幅调节器被配置为在所述开关被切断期间依据所述振幅差检测 信号调整所述反馈I/Q信号的振幅。
14. 根据权利要求1所述的无线电发射机，其中，所述控制信号发生 器包括差计算器，所述差计算器通过以所述输入I/Q信号的向量的I分量 单元和所述反馈I/Q信号的向量的Q分量单元的第一个积与所述输入I/Q 信号的向量的Q分量单元和所述反馈I/Q信号的向量的I分量单元的第二 个积之间的差乘常数，来计算指示所述相位差的相位差检测信号；并且所 述控制信号发生器被配置为从所述开关被切断起预定时间过去之后生成所 述相位差检测信号作为所勤目位控制信号，以及所述相位调节器被配置为在所述开关被切断期间依据所述相位差检测 信号调整所述本地信号的相位。
15. 根据权利要求14所述的无线电发射机，其中，所述控制信号发生 器进一步包括和计算器，当所述反馈RT信号的相位由所述相位校准控制 信号进行调整时，所述和计算器计算所述输入I/Q信号的向量的所述I分 量单元和所述反馈I/Q信号的向量的所述I分量单元的第三个积与所述输 入I/Q信号的向量的所述Q分量单元和所述反馈I/Q信号的向量的所述Q 分量单元的笫四个积之间的和，并且所述控制信号发生器被配置为当所述 和的符号为负时存储指示所述反馈I/Q信号的反转极性的信息。
16. 根据权利要求l所述的无线电发射机，进一步包括 在所述振幅调节器的所述振幅控制信号的输入侧提供的接口 ，所述接口有选择性地传输由所述控制信号发生器生成的所述振幅控制信号和所述 存储器中存储的所述振幅控制信号。
17. 根据权利要求16所述的无线电发射机，其中，所述振幅调节器包 括MOSFET，并且所述接口被配置为补偿所述MOSFET的门限值波动。
18. 根据权利要求l所述的无线电发射机，进一步包括 在所述相位调节器的所W目位控制信号的输入侧提供的接口 ，所述接口有选择性地传输由所述控制信号发生器生成的所勤目位控制信号和所述 存储器中存储的所i^目位控制信号。
19. 根据权利要求18所述的无线电发射机，其中，所述相位调节器包 括MOSFET，并且所述接口被配置为补偿所述MOSFET的门限值波动。
20. 根据权利要求1所述的无线电发射机，其中，所^目位调节器包括第一MOSFET，具有第一栅极端子、第一源极端子和第二漏极端子， 所述第 一栅极端子连接到第 一输入端；第二MOSFET，具有笫二栅极端子、第二源极端子和第二漏极端子， 所述第二栅极端子连接到第二输入端；共同连接到所述第 一源极端子和所述第二源极端子的电流源；第三MOSFET，具有连接到接收所述相位控制信号的控制端的第三栅极端子、连接到第一输出端的第三漏极端子，以及第三源极端子；笫四MOSFET，具有连接到所述控制端的第四栅极端子、第四漏极端子和连接到第二输出端的第四源极端子；在所述第 一漏极端子和所述第三漏极端子之间连接的第 一 电容； 在所述第三源极端子和所述第二漏极端子之间连接的第二电容； 在所述第一漏极端子和所述第四漏极端子之间连接的第三电容；以及 在所述第四源极端子和所述第二漏极端子之间连接的第四电容。 21. —种控制卡笛尔环的方法，所述卡笛尔环被形成为反馈反馈I/Q信号，所述反馈I/Q信号通过^f吏用本地信号解调从传输RF信号分出来的反馈RF信号获得，所述方法包括设置所述传输RF信号的传输功率；当所述卡笛尔环被打开时为所述卡笛尔环设置第 一环路增益；在所述卡笛尔环被打开期间，生成最小化输入I/Q信号和所述反馈I/Q信号之间的每个振幅差的振幅控制信号，所述输入I/Q信号将在所述传输功率被i殳置状态下传输；生成最小化所述输入I/Q信号和所述反馈I/Q信号之间的每个相位差的相位控制信号；存储所述振幅控制信号和所述相位控制信号；当所述卡笛尔环从打开状态改变到关闭状态时，为所述卡笛尔环设置 高于所述第一环路增益的第二环路增益；在所述卡笛尔环被关闭期间，依据所述存储的振幅控制信号，调整所 述反馈RF信号的振幅；以及在所述卡笛尔环被关闭期间，依据所述存储的相位控制信号，调整所 述本地信号的相位。
全文摘要
本发明涉及使用卡笛尔环的无线电发射机。所述无线电发射机包括组合器，将输入I/Q信号与反馈I/Q信号组合；功率放大器，放大所述正交调制的信号；检测器，检测所述输入和反馈I/Q信号之间的振幅和相位差；开关，接通和切断所述反馈I/Q信号；发生器，在所述开关被切断期间，在设置传输功率的状态下，生成最小化所述振幅差和所述相位差的控制信号；振幅调节器，在所述开关被接通期间，调整所述反馈RF信号的振幅；相位调节器，在所述开关被接通期间，调整所述本地信号的相位。
文档编号H04L27/34GK101364968SQ200810131358
公开日2009年2月11日 申请日期2008年8月6日 优先权日2007年8月9日
发明者大高章二, 桥本经, 荒木裕太 申请人:株式会社东芝