专利名称：直接转换接收器以及直流偏移消除方法
技术领域：
本发明是有关于 一 直接转换接收器，尤其是有关于在直接转换 接收器中的直流偏移消除方法。
背景技术：
图la为一现有的具有失衡(mismatch)校准功能的直接转换接 收器。 一射频(RF )信号由 一天线102接收，而射频模块104进 行一种预调整过程，例如低噪放大(LNA)和带通滤波等过程。混 波器106接着将该RF信号降频以产生一基频信号，而滤波模块108 进行一后调整过程，例如低通滤波(LPF )和程控增益放大(PGA)， 以产生一高质量的基频信号以供输出至一模拟数字转换器(ADC) 110。直流偏移在直接转换接收器中是很常见的问题，会降低转换 的效能。在某些习知的情况下，会使用校准器112来校准混波器 106中的元件失衡。校准器112可耦接至混波器106，用以根据混 波器106或滤波模块108的输出所测量到的直流偏移来调整元件失 衡，例如混波器106中的电阻失纟軒量。
图lb为一现有的具有一可变差分负载对120的混波器的示意 图，具有一可变差分负载对120。如图所示，传统上一混波器106 中的直流偏移可能是由第 一 开关126,第二开关128和跨导 (transconductance )阶段130等处的元件失衡所引发。该可变差分 负载对120包含一第一电阻122和一第二电阻124,其中至少有一 个是可变电阻，耦接于一工作电压VDD。可以藉此调整该可变差 分负载对120的失衡而减低直流偏移，使混波器输出质量改善。上 述第一开关126与第二开关128分别耦接于电压V OUT-和 VoUT+。 校准器112在一校准模式下运作，用以通过一调整值弁adj来调整该 第一电阻122或第二电阻124。当该混波器输出中发现一特定电阻失衡量可使混波器输出 一最佳结果时，该校准器112可按照该特定
电阻失衡量来调整该可变差分负载对120中的电阻至该特定电阻 失衡。接着该直接转换接收器切换至一正常模式，使用被调整好的 混波器106进行运作。当该直接转换接收器运作于正常模式时，该 校准器112则是被关闭或移除。基本上，该校准器112只有在制造 阶段才会需要，用以在生产线上调校每一混波器106。由于可能存 在的元件差异，在校准中会使用不同的调整值弁adj去调整每一混波 器106。有了调校好的混波器106,转换接收器才能以最佳效能运 作。
图2a和图2b为滤波模块108的各种不同实施方式的示意图。 在图2a中，显示了三个直流偏移消除回路。滤波器204和第一直 流偏移消除器200形成第 一 直流偏移消除回路，通过》文大器202接 收来自混波器106的信号，而滤波器212,放大器214和第二直流 偏移消除器210形成第二直流偏移消除回路，而放大器222和第三 直流偏移消除器220形成第三直流偏移消除回路。传统上直流偏移 的消除为逐段进行，每一段需要消耗一预设收敛时间。第一直流偏 移消除器200，第二直流偏移消除器210和第三直流偏移消除器220 的实施方式有很多种，可以是模拟形式或是数字形式。而收敛速度 也是或快或慢。图2b为滤波模块108的另一种实施方式示意图。 直流偏移消除器230与放大器232,滤波器234和滤波器236即形 成 一 直流偏移消除回路，滤波器238耦接于该直流偏移消除回路与 放大器242、直流偏移消除器240构成的回路之间，而直流偏移消 除器240侦测并消除放大器242的直流偏移。基本上，直流偏移消 除器200到直流偏移消除器240进行的直流偏移消除过程，主要做 法是测量这些回路的输出端的直流偏移，接着在输入端为输入提供 补偿值。
在IEEE的i仑文 "Characterization of IIP2 and DC-Offsets in Transconductance Mixers"中提到，调校IIP2成为负载电阻失衡量 以及工作周期(duty cycle )失衡的相关函it的方法，而也可经过 调校电阻失衡量而使混波器的IIP2达到最佳化。根据电阻失衡量调校过的混波器的输出，可能包含 一 直流偏移，该直流偏移又分为
静态直流偏移和动态直流偏移
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其中aarf为RF信号Vrf +和vrf.之间的振幅误差；gm为第一
开关126和第二开关128中元件的导电率，而Agm是其之间的误差 值；Ar/代表本地振荡信号Vlo+和VLo.之间的工作周期误差，AR 则是第 一 电阻122和第二电阻124之间的电阻失衡量。利用校准器 112校准该混波器106,可藉由指定电阻失衡量AR为一特定值来 将动态直流偏移消除掉。然而静态直流偏移无法被消除，而且会被 输出至滤波模块108。
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发明内容
有鉴于此，本发明提出 一种直接转换接收器以 一 并消除动态与
静态直流偏移。其中一混波器将一射频(RF)信号降频为一基频 信号，而该基频信号包含该混波器造成的一动态直流偏移以及一静 态直流偏移。 一滤波模块过滤该基频信号以输出一滤过信号。 一校 准器耦接于混波器，削减该滤过信号的动态直流偏移，而一静态直 流偏移消除器耦接于混波器的输出端，削减该滤过信号的静态直流 偏移。
该校准器执行一校准过程以测量该滤过信号中的一失衡量，而 该静态直流偏移消除器则根据该失衡量提供 一 恒定偏移补偿。当该校准器执行该校准过程时，该静态直流偏移消除器切换至 关闭状态。当该校准器结束该校准过程并获得该失衡量时，该校准 器关闭，而该静态直流偏移消除器开启。
当该校准器进行校准过程时，会递归地调整该混波器中的一元 件失衡量，并测量该基频信号受到该元件失衡量影响所产生的一直 流偏移。当该基频信号产生的直流偏移具有最小值时，将当下的元 件失衡量储存起来成为该失衡量。
该混波器包含一差分负载对，可受该校准器控制。该元件失衡 量为该差分负载对的一电阻失衡量。该失衡量为可使该混波器的元 件失衡效应减至最低的一最佳电阻失衡量。当该失衡量应用在该混 波器上时，在该混波器输出上产生一静态直流偏移。接着该静态直 流偏移根据该失衡量直接提供一补偿，削减该静态直流偏移。
该滤波模块可包含一低通滤波器(LPF)耦接至该混波器的输 出端。而该静态直流偏移消除器耦接至该LPF的输出端，进一步 补偿该LPF所产生的一 LPF直流偏移。
该滤波模块可包含一程控增益放大器(PGA)耦接该混波器的 输出端。而该静态直流偏移消除器耦接至该PGA的输出端，进一 步补偿该PGA所产生的一 PGA直流偏移。
本发明另提供一种直流偏移消除方法，用于包含一混波器的 一直接转换接收器，该混波器将一射频信号降频为一基频信号，并 引发 一 动态直流偏移和 一 静态直流偏移。首先调整该混波器中的一 元件失衡量，使该动态直流偏移减低。当该元件失衡量确定后，削 减该静态直流偏移。在一校准才莫式中，渐次地改变该元件失衡量以 找出使该动态直流偏移最小的一最佳设定，而在一正常模式中，使 用该最佳设定以进 一 步补偿该静态直流偏移。
藉此，可以一并消除动态直流偏移和静态直流偏移，避免现 有技术中元件失衡量对于直流偏移消除的影响，增进直流偏移消除 效能以提高直接转换接收器的性能。
图la为 一现有的可进行失衡校准的直接转换接收器示意图。图lb为 一现有的包含一可变差分负载对的混波器示意图。
图2a和2b为现有的各种不同滤波阶段示意图。
图3为 一直接转换接收器的实施例示意图。
图4为本发明的直流偏移消除方法的 一 实施例流程图。
主要元件符号说明
102天线104射频模块
106混波器108滤波模块
110模拟数字转换器112校准器
120可变差分负载对122第一电阻
124第二电阻126第一开关
128第二开关130跨导阶段
200第 一直流偏移消除器202放大器
204滤波器210第二直流偏移消除器
212滤波器214》文大器
220第三直流偏移消除器222放大器
230直流偏移消除器232放大器
234滤波器236滤波器
238滤波器240直流偏移消除器
242放大器302静态直流偏移消除器
304整合单元
S402-一S410步骤
具体实施例方式
下列具体实施方式
说明如何以4交佳的方式实现本发明。实施例 仅供说明一般应用的方式，而非用来限缩本发明的范围。实际范围 以权利要求书所要求保护的范围为准。
图3为本发明实施方式中一直接转换接收器示意图。与图la 相似，一 RF信号通过天线102接收进来，而射频模块104进行一 预调整过程，例如LNA和带通滤波过程。该混波器106接着将RF 信号降频以产生一基频信号，而该滤波模块108进行一后调整过
9程，例如LPF和PGA，以产生一高质量的基频信号，以供后续的 模拟数字转换器110使用。
在本发明中，提出 一静态直流偏移消除器302,耦接该混波器 106。该静态直流偏移消除器302设计为用来补偿式(3)中第 一 电阻 122和第二电阻124的电阻失衡量AR所引发的直流偏移中的静态 直流偏移。藉此，图2a和图2b中滤波模块108中的直流偏移消除 回路不会再受到电阻失衡量AR的效应所牵累，效能因此可增进。 如前所述，混波器106由校准器112根据调整值弁adj进行调校。图 lb中的可变差分负载对120可能包含一二元权重电阻，用以产生 对应调整值弁adj的等量电阻。该调整值弁adj在校准结束后，可被储 存在混波器106中，当直接转换接收器操作在正常模式时，混波器 106和静态直流偏移消除器302可读取调整值弁adj以进行对应的补 偿。
校准过程基本上只会在制造生产混波器106的阶段执行一次。 当校准器112执行该校准过程的时候，静态直流偏移消除器302会 被关闭，而图2a和图2b滤波模块108中所示的其它直流偏移消除 器也会一并被关闭。
校准过程的步骤如下。当射频模块104未接收到RF信号时， 可侦测到一直流偏移VDC—0。
VDC—0可由式(3)计算得出(这时， VDC—0可以视为该式中的VDCstatie)。以GSM为例，如果欲保留的 信号是900MHz，则校准模式中使用干扰(blocker)信号(894MHz 和906MHz)以测试滤波模块108的输出端可能会产生的直流偏移。 换言之，这个步骤可测试一干扰信号影响滤波模块108的输出端的 直流偏移的程度。
接着干扰信号(906MHz)被送至射频模块104,用以侦测一 直流偏移VDC—1。 VDC—1可以由式(l)求得(这时，VDC—1可以视 为该式中的VDC)。换言之，VDC—1中包含了静态直流偏移VDC—static 和动态直流偏移VDC—dynamie。从VDC—1中减去静态直流偏移 VDC—0，剩下的部份即为动态直流偏移VDC—dynamic。
接下来，可以使用许多尝试性的调整值弁adj来调整电阻失衡量 △ R。对于每一个尝试性的调整值弁adj,都能通过上述方法获取一对应的动态直流偏移VDCdynamie。在对应于上述多个尝试性调整值
#adj的测量结果中，可能可找出一最佳的动态直流偏移VDCdynamic (亦即VDC—dynamie=0 )。对应该动态直流偏移的调整值弁adj即为一 校准结果。
当该校准器112结束校准，并获取最佳调整值弁adj时，该校准 器112即因不再需要而关闭。而该滤波模块108中的直流偏移消除 回路与静态直流偏移消除器302则被开启，进入一正常模式。
如图lb所示，该混波器106包含一可变差分负载对120,可 受该校准器112控制调整。在本实施例中，可变差分负载对120中 的电阻失衡由调整值弁adj控制调整。因此， 一最佳的调整值弁adj 可造成一最佳电阻失衡，使混波器中其它元件失衡效应减至最低。 更确切地说，式(2)中所示的动态直流偏移可藉由校准而消除，只 剩下式(3)中所示的静态直流偏移会^fe输出。
随着混波器106根据应用的该最佳调整值弁adj运作于正常模 式，式(3)所述的静态直流偏移即通过混波器106输出。由于电阻 失衡量AR已被调整值弁adj调整过，所以式(3)所输出的直流偏移可 能增加也可能减少。在正常模式下， 一静态直流偏移消除器302被 开启，用以根据可变差分负载对120的电阻失衡量AR直接提供一 补偿值来消除该直流偏移的静态直流偏移。更确切地说，该静态直 流偏移消除器302产生一互补的直流偏移，具有与式(3)的直流偏 移相同的量值，藉此抵消该直流偏移的静态直流偏移。藉由混波器 106和静态直流偏移消除器302，该滤波4莫块108的输入可以；故优 化成为 一 个零直流偏移的信号。
在本实施例中，该静态直流偏移消除器302可以是一单区块单 元，或是由多个传统的直流偏移消除回^各组合而成。举例来"i兌，该 滤波模块108可能包含一整合单元304耦接至该混波器的输出端。 该整合单元304也可以是一 LPF或一 PGA，可依据元件特性引发 额外的直流偏移。该静态直流偏移消除器302可与整合单元304形 成一直流偏移消除回路，用以消除该整合单元304中依据元件特性 额外引发的直流偏移，以及该混波器106中的静态直流偏移。更进 一步地，图2b中的直流偏移消除器230可以改良，以提供静态直
ii流偏移消除器302的功能。更推广地说，恒定偏移补偿并不一定要 与式(3)中的静态直流偏移相等。由于可变差分负载对120中可变 电阻的范围是已知参数，电阻失衡量AR的可能值也必定不会超出 某个范围。如果将直流偏移消除器230改良为同时包含恒定偏移补 偿的功能，则恒定偏移量可以选定为电阻失衡量AR可能范围的平 均值。经过了一段收敛时间后，该改良后的直流偏移消除器230将 会在直流偏移消除回路中收敛以使直流偏移自动达到平衡的状态。 如果直流偏移消除器230原本是一慢速收敛单元，增加恒定偏移补 偿也有助其收敛速度。
一般来说，本发明实施例允许各种不同的直流偏移消除回路变 形，在滤波模块108的输入端就事先消除静态直流偏移，避免该直 流偏移祐:输出至后端而进 一 步力文大。此外，本实施例中的静态直流 偏移消除器302或其变形可以是用数字信号处理电路来实施。
图4为本发明实施方式中的 一 直流偏移消除方法的流程图。在 步骤402, 404和406中进行的是一校准模式，而步骤408和410 为一正常模式。在步骤402中，该校准器112递归地传送各种尝试 性的调整值弁adj至该混波器106。在步骤404中，该校准器112测 量该混波器106所产生的直流偏移。在步骤406中，该校准器112 判断是否存在最佳的直流偏移(即VDC—dynamie=0)。如果不是，则校 准循环跳回步骤402。如果有找到对应一调整值弁adj的最佳直流偏 移，则该混波器106记录该调整值弁adj做为校准结果。而该校准器 112随即关闭或移除。当该直接转换接收器运作于正常模式， 一所 需RF信号被混波器106转换为 一混波器输出。在步骤408中，由 于混波器106已被校准过，式(2)中所示的动态直流偏移已被消除。 然而校准产生的电阻失衡量会引发如式(3)所示的静态直流偏移。 在步骤410中，启动静态直流偏移消除器302来消除静态直流偏移。
虽然本发明以4交佳实施方式说明如上，但可以理解的是本发明 的范围未必如此限定。相对的，任何基于相同精神或对本领域的技 术人员为显而易见的改良皆在本发明涵盖范围内。如在说明书中所 用的"消除，， 一词，并不仅限于彻底去除，凡有所减少皆可视为本 发明的功效。因此专利要求范围必须以最广义的方式解读。
权利要求
1.一种直接转换接收器，其特征在于包含一混波器，用以将一射频信号降频为一基频信号，其中该基频信号包含该混波器造成的一动态直流偏移以及一静态直流偏移；一滤波模块，用以过滤该基频信号以输出一滤过信号；一校准器，耦接该混波器，用以削减该滤过信号的动态直流偏移；一静态直流偏移消除器，耦接该混波器的输出端，用以削减该滤过信号的静态直流偏移。
2. 如权利要求1所述的直接转换接收器，其特征在于，其中 该校准器执行一校准过程以测量该滤过信号中的 一 失衡量； 该静态直流偏移消除器根据该失衡量提供一恒定偏移补偿。
3. 如权利要求2所述的直接转换接收器，其特征在于，其中当该校准器执行该校准过程时，该静态直流偏移消除器切换至关闭状态； 当该校准器结束该校准过程并获得该失衡量时，该校准器关闭，而该静态 直流偏移消除器开启。
4. 如权利要求2所述的直接转换接收器，其中该校准器进行该校准过程， 其特征在于包含递归地调整该混波器中的一元件失衡量，并测量该基频信号受到该元件失 -銜量影响所产生的一直流偏移；以及当该基频信号产生的直流偏移具有最小值时，将当下的元件失衡量储存起 来作为该失衡量。
5. 如权利要求4所述的直接转换接收器，其特征在于，其中 该混波器包含一差分负载对，可受该校准器控制调整； 该元件失衡量为该差分负载对的一电阻失衡量；以及 该失衡量为可使该混波器之元件失衡效应减至最低的一最佳电阻失衡量。
6. 如权利要求5所述的直接转换接收器，其特征在于，其中 当该失衡量应用在该混波器上时，在该混波器输出上产生一静态直流偏移；以及该静态直流偏移消除器根据该失衡量直接提供一补偿，削减该静态直流偏移。
7. 如权利要求5所述的直接转换接收器，其特征在于，其中 该滤波模块包含一低通滤波器耦接至该混波器的输出端；以及 该静态直流偏移消除器耦接至该低通滤波器的输出端，进一步补偿该低通滤波器所产生的 一低通滤波器直流偏移。
8. 如权利要求5所述的直接转换接收器，其特征在于，其中该滤波模块包含一程控增益放大器耦接该混波器的输出端；以及 该静态直流偏移消除器耦接至该程控增益放大器的输出端，进一步补偿该 程控增益放大器所产生的一程控增益放大器直流偏移。
9. 一种直流偏移消除方法，用于包含一混波器的一直接转换接收器，该混 波器将一射频信号降频为一基频信号并引发一动态直流偏移和一静态直流偏 移，该直流偏移消除方法包含调整该混波器中的一元件失衡量，使该动态直流偏移减低；以及 当该元件失衡量确定后，削减该静态直流偏移。
10. 如权利要求9所述的直流偏移消除方法，其特征在于，进一步包含 在一校准模式中，渐次地改变该元件失衡量以找出使该动态直流偏移最小的一最佳设定；在一正常模式中，使用该最佳设定以进一步补偿该静态直流偏移。
11. 如权利要求IO所述的直流偏移消除方法，其特征在于，其中该校准模式 包含递归地测量该混波器受到不同元件失衡量影响而产出的各种不同直流偏 移；以及当测量到的直流偏移为一最小值，储存当下对应的元件失衡量，作为该最 佳设定。
12. 如权利要求11所述的直流偏移消除方法，其特征在于，其中 该混波器包含一差分负载对，可受该校准器控制调整； 该元件失衡量为该差分负载对的一电阻失衡量；以及该最佳设定为可使该混波器的动态直流偏移减至最低的 一 最佳电阻失衡量。
13. 如权利要求12所述的直流偏移消除方法，其特征在于，在该正常模 式中进一步包含将该最佳电阻失衡量应用于该混波器中，使该混波器只产生该静态直流偏移；以及根据该最佳电阻失衡量计算一静态补偿值，用以削减该静态直流偏移。
全文摘要
本发明涉及一种直接转换接收器以及直流偏移消除方法。其中，该直接转换接收器的混波器将射频信号降频为基频信号，而该基频信号包含该混波器造成的动态直流偏移以及静态直流偏移。滤波模块过滤该基频信号以输出滤过信号。校准器耦接于混波器，消除滤过信号的动态直流偏移，而静态直流偏移消除器耦接于混波器的输出端，消除滤过信号的静态直流偏移。本发明提出的直接转换接收器以及直流偏移消除方法，可以增进直流偏移消除效能，一并消除动态直流偏移和静态直流偏移，避免现有技术中元件失衡量对于直流偏移消除的影响。
文档编号H04B1/00GK101604979SQ200810175839
公开日2009年12月16日 申请日期2008年11月5日 优先权日2008年6月10日
发明者屈庆勋 申请人:联发科技股份有限公司