专利名称：：升压型转换器的相移控制方法及实施电路的制作方法
技术领域：
：本发明涉及一种升压型转换器的相移控制方法及实施电路，特别是驱动并联式的升压型转换器确保其在临界模式下工作的控制方法。
背景技术：
：现今大部分的电源供应器或者电力适配器(ad即ter)都通过切换式的转换器(converter)而提供调整电压的功能，而最常见的为升压型转换器(Boostconverter)，其用途除了调整电压以外更可见于功因校正电路中，通过升压调变输入电力的功率因子；请参阅图1，图1所示为并联式升压转换器的电路基本架构，通过整流单元1连接输入端101取得输入电力并将其调变为直流后，通过该升压型转换器2调变为调变电力输出至电力转换单元3，并由该电力转换单元3将该调变电力转换为该电源供应器或电力适配器的输出电力；而上述升压型转换器2为并联式的转换器包含主储能回路以及副储能回路，其中该主储能回路包含主储能线圈21串联二极管26，并于该主储能线圈21与该二极管26之间连接可控的第一开关单元23，该副储能回路包含副储能线圈22串联二极管27，且该副储能线圈22与该二极管27之间连接可控的第二开关单元24;其中该升压型转换器2还包含控制单元25产生第一驱动信号以驱动该第一开关单元23以及第二驱动信号以驱动该第二开关单元24，依据该第一开关单元24的导通或截止将流经该主储能线圈21的主回路电流(ImastCT)区分为电流上升的主回路充电时距以及电流下降的主回路放电时距，同样的，该第二开关单元24也将流经该副储能线圈22的副回路电流(Islare)区分为电流上升的副回路充电时距以及电流下降的副回路放电时距，并且该控制单元25令该第一驱动信号与该第二驱动信号具有相异的输出时序，也就是令该第一、第二开关单元23、24的导通时序错开的驱动方式。而上述的驱动方式称为交错式(interleave)的控制，因此常称为交错并联式升压转换器，而该驱动方式又分为两种移相导通法以及移相关断法；其中移相导通法形成的电流波形与控制脉波时序如图2所示，图2的上半部示出流经该主储能线圈21的主回路电流(ImastCT)以及流经该副储能线圈22的副回路电流(131_)，该主回路电流(ImastCT)与该副回路电流(Islare)方向已标示于图1中，而图2下半部则表示对应该主回路电流与该副回路电流的第一驱动信号与该第二驱动信号，在研究电流波形之前，我们必须作出以下的定义，当一个驱动信号的高、低准位变换的那一时间点定义为「时序」，时序的定义帮助我们了解该第一、第二开关单元23、24的导通或截止时间点，而该第一、第二开关单元23、24导通或截止的持续时间长度称为「时距」，时距的定义可帮助我们分析某个状态持续的时间长度；其中移相导通法的特点在于该第一驱动信号于侦测到该主储能线圈21零电流时输出，经过固定的充电时距(T。N)后截止，该第二驱动信号的导通时序与该第一驱动信号的导通时序具有时间差，假设该第一驱动信号的充电时距共长Ts，而下一个周期中第二驱动信号的导通时序则设定与该第一驱动信号相差Ts/2，只要下一周期中该第一驱动信号输出后，该控制单元25固定间隔T乂2的时间后则输出该第二驱动信号；而移相导通法的缺点也是来自于该第一、第二驱动信号的导通时序具有固定的时间差，由于该第二驱动信号的输出时序是依据该第一驱动信号产生的时序加上固定的时间差，而非判断该副储能线圈的电流，因此该第二驱动信号输出时该副储能线圈22可能仍有电流或者电流早已停止，使该副储能线圈22工作于连续电流模式或不连续电流模式，而非我们所期望的临界模式。而移相关断法的电流与驱动信号波形可见于图3，图3的上半部示出流经该主储能线圈21的主回路电流(Imaste)以及流经该副储能线圈22的副回路电流(Islav》，图3下半部则表示对应该主回路电流与该副回路电流的第一驱动信号与该第二驱动信号，该第一驱动信号的输出时序与移相导通法相同，但该控制单元25则判断该副储能线圈22的零电流时间点作为输出该第二驱动信号的时序，而该第二驱动信号截止时序则依据该第一驱动信号的截止时序加上时间差而得到；虽然移相关断法可确保该转换器工作于临界状态，可是副储能回路的导通时序是依据侦测该副回路电流下降至零电流而决定，并非直接受控，当该转换器在接设负载使主回路电流波动或者输入电力变动而造成电力浮动时，该副储能回路的实际截止时序则与理想截止时序之间存在导通误差时距AT(如图4所示)，这样将导致在升压型转换器2输出的电流中产生了次谐波振荡的现象，经过理论推导以及实验数据验证当该第二开关单元24工作周期的空占比D(Dutyratio)小于0.5时会产生次谐波振荡的现象，且于图4中可见该副回路电流将产生忽大忽小的波动，严重时将造成副回路电流完全失序，使该转换器效率低落或无法运作。由于移相导通法难以控制其工作在临界模式，因此移相关断法产生次谐波振荡的缺点必须改善以提高并联式升压转换器工作的效率。
发明内容由于该移相关断法应用于交错并联式升压转换器具有上述次谐波振荡的缺失，若不改善将产生副回路电力失控的现象，因而本案的目的即在于提供一种控制方法以驱动交错并联式升压转换器，令该主储能回路正常运作以外，还控制该副储能回路得以修正其工作的时序以降低导通误差时距AT所产生的失控现象。本发明提供一种升压型转换器的相移控制方法及实施电路，其中该升压型转换器具有主储能回路以及至少一并联于该主储能回路的副储能回路，且通过该主储能回路的主回路电流具有主回路充电时距以及主回路放电时距，通过该副储能回路的副回路电流具有副回路充电时距以及副回路放电时距，该相移控制方法包括A、判断该主回路电流到达零电流判断值以下时启始该主回路充电时距令该主回路电流上升；B、于该主回路充电时距结束后启始该主回路放电时距，于判断该主回路电流下降到达该零电流判断值时形成完整周期，并启始下一周期的主回路充电时距；C、依据该副回路电流前一周期的峰值而计算该副回路电流下降到达该零电流判断值的理想切换时序，并判断该副回路电流到达该零电流判断值，而取得启始该副回路充电时距的实际切换时序，以及取得该理想切换时序与该实际切换时序两者相差的导通误差时距；D、由该导通误差时距与该主回路充电时距的函数而决定该周期中该副回路充电时距；藉由上述的方法通过取得该导通误差时距以计算该副回路充电时距，这样可改变切换为副回路放电时距的时序，由此避免下一周期的导通误差时距扩大，更进一步避免该副回路电流产生次谐波振荡的问题。综上所述，本案所提供的积极效果为防止上述并联式升压转换器在运作过程中产生次谐波振荡的现象。图1为现有并联式升压转型转换器的电路结构图。图2为通过现有移相导通法控制的电流波形示意图。图3为通过现有移相关断法控制的电流波形示意图。图4为现有移相关断法而形成次谐波振荡的电流波形示意图。图5为实施本案控制方法的电路结构图。图6为本案控制方法的电流调变示意图。图7为本案控制方法中误差常数与电流调变的关系示意图。具体实施例方式本案为一种升压型转换器的相移控制方法及实施电路，应用于电源供应器中的交错并联式升压型转换器(以下简称为升压型转换器2)如图5所示，该电源供应器连接输入端101，整流单元1与连接该输入端101取得输入电力并整流输出至升压型转换器2，并经由该升压型转换器2调变后送至该电力转换单元3调变为额定的输出电力送至输出端102;其中该升压型转换器2具有主储能回路以及至少一并联于该主储能回路的副储能回路，该主储能回路与副储能回路分别包含储能线圈21、22以及与该储能线圈21、22串联的二极管26、27，并且该主储能回路连接第一开关单元23于该储能线圈21与该二极管26之间，该副储能回路连接第二开关单元24于该储能线圈22与该二极管27之间，并且该第一开关单元23的导通与截止令通过该主储能回路的主回路电流(ImastCT)具有主回路充电时距以及主回路放电时距，该第二开关单元24令通过该副储能回路的副回路电流(Islare)具有副回路充电时距以及副回路放电时距；而本案所提供的控制方法包括A、判断该主回路电流到达零电流判断值以下时启始该主回路充电时距令该主回路电流上升；B、于该主回路充电时距结束后启始该主回路放电时距，于判断该主回路电流下降到达该零电流判断值时形成完整周期，并启始下一周期的主回路充电时距；C、依据该副回路电流前一周期的峰值而计算该副回路电流下降到达该零电流判断值的理想切换时序，并判断该副回路电流到达该零电流判断值，而取得启始该副回路充电时距的实际切换时序，以及取得该理想切换时序与该实际切换时序两者相差的导通误差时距(AT。n);D、由该导通误差时距(AT。n)与该主回路充电时距的函数而决定该周期中该副回路充电时距的时间长度；上述方法中，该副回路充电时距是由该导通误差时距(AT。n)乘以误差常数再加上该主回路充电时距而决定，且该主回路充电时距为固定的时间长度；为实施上述的控制方法，该升压型转换器还包含产生第一驱动信号驱动该第一开关单元23的控制单元25，以及产生第二驱动信号驱动该第二开关单元24的校正与驱动单元28，由该控制单元25以及该校正与驱动单元28分别控制该第一、第二开关单元23、24，其中该控制单元25设定该零电流判断值与该主回路电流比对，并依据该主回路电流是否到达该零电流判断值而调变该第一驱动信号以决定是否启始该主回路充电时距，该校正与驱动单元28设定该零电流判断值与该副回路电流比对，并依据该副回路电流是否到达该零电流判断值而调变该第二驱动信号以决定是否启始该副回路充电时距，其中该校正与驱动单元28电性连接该控制单元25取得该第一驱动信号，以得到该5主回路充电时距以及该主回路电流放电的速度，并且该校正与驱动单元28依据该主回路电流放电的速度而判断该副回路电流下降到达该零电流判断值的理想切换时序，这样可令该校正与驱动单元28依据该理想切换时序以及启始该副回路充电时距的实际切换时序，进而取得该理想切换时序与该实际切换时序两者相差的导通误差时距(AT。n)，更进一步利用该导通误差时距(AT。n)与该主回路充电时距而决定该周期中该副回路充电时距的时间长度。上述的控制方法可用数学表示式来应证，数学式的推导以及对应的波形图请一并参阅图6，图6中包含副回路电流的理想波形91、未校正波形92以及已校正波形93，其中该理想波形91即为假设电路中无任何电流波动的理想状态，因此该副储能回路充电与放电的时序不会有误差，该未校正波形92则为具有导通误差时距(AT。n)的波形，由于该未校正波形92的副回路充电时距并未经过校正，使得该未校正波形92与理想波形91相比还具有截止误差时距(AT。ff);其中我们先求得该副回路电流的上升斜率(以&代表)以及下降斜率(以Sf代表)Sr=Uin/L....(1)Sf=(Uin_U。)/L(2)其中Uin表示流过该副回路电流的电流峰值；U。表示副回路电流的最低值；L代表该周期的时间长度；如果我们欲将下一周期的导通误差时距(AT。n')縮小，则令IAT。n，/AT。n|=Uin/(U。_Uin)<l….(3)则(1)式与(2)式代入(3)式可得到Uin<0.5U。..(4)(4)式代表当Uin小于0.5U。时导通误差时距(AT。n)是收敛的，即可避免发生次谐波震荡，但Uin大于0.5U。时则如图4一般发生次谐波震荡；但以本案的控制方法以该导通误差时距(AT。n)与该主回路充电时距的函数而决定该副回路充电时距，可用下列数学式来验证T。n—slave△T。n+T。n—腿ster(5)其中(5)式所产生的T。nslave代表该未校正波形92的副回路充电时距；(5)式中的T。nmastCT代表该未校正波形92的主回路充电时距；AT。n为该导通误差时距；将(3)式代入(5)式可得IAT。n，I=I△T。nIUin/(U。-Uin)(6)如果要让AT。n'=0则必须将T。nslave控制为下列的算式T，=T++AT—ATLwww」1on—slave1on—master1on1off=D*ATon+TonmastCT("其中D=T。n/T。n+T。ff;而(7)式可依据(4)式进一步推导出该周期中该副回路充电时距的时间长度可表示为<table>tableseeoriginaldocumentpage7</column></row><table>其中图7中包含了理想波形91，以及对应表一中、的校正波形921、对应表一中k2的校正波形922、对应表一中k3的校正波形923、对应表一中k4的校正波形924以及对应表一中k5的校正波形925;对照图7以及表一可知，当(Xk〈2D时，|AT。n'/AT。n|<1，即控制0<k<2D即可令AT。n收敛，使下一周期的导通误差时距縮小，本案可使用PI或PID控制器(proportional-integralcontroller或proportional-integral-derivativecontroller)来实施该校正与驱动单元28以控制该导通误差时距AT加收敛，使得该副回路电流受到波动影响时，下一周期的导通误差时距可縮小而避免不可控的次谐波振荡，其中，上述的PI以及PID控制器为电子控制领域中具有通常知识者所熟知者，在此不再赘述其运作原理以避免混淆本案的技术特征。通过上述的控制方法可令该副回路充电时距的长短依据该误差时距以及该主回路充电时距而调整，且该主回路充电时距为固定的时间长度，因此该副回路充电时距主要是依据该导通误差时序作相对应的调变，以避免该导通误差时序不断扩大而造成电流失控。以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明。在上述实施例中，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。权利要求一种升压型转换器的相移控制方法，其中所述升压型转换器(2)具有主储能回路以及至少一并联于所述主储能回路的副储能回路，且通过所述主储能回路的主回路电流具有主回路充电时距以及主回路放电时距，通过所述副储能回路的副回路电流具有副回路充电时距以及副回路放电时距，其特征在于，所述相移控制方法包括A、判断所述主回路电流到达零电流判断值以下时启始所述主回路充电时距令所述主回路电流上升；B、于所述主回路充电时距结束后启始所述主回路放电时距，于判断所述主回路电流下降到达所述零电流判断值时形成完整周期，并启始下一周期的主回路充电时距；C、依据所述副回路电流前一周期的峰值而计算所述副回路电流下降到达所述零电流判断值的理想切换时序，并判断所述副回路电流到达所述零电流判断值，而取得启始所述副回路充电时距的实际切换时序，以及取得所述理想切换时序与所述实际切换时序两者相差的导通误差时距；D、由所述导通误差时距与所述主回路充电时距的函数而决定所述周期中所述副回路充电时距。2.根据权利要求1所述的升压型转换器的相移控制方法，其特征在于，所述副回路充电时距是由所述导通误差时距乘以误差常数再加上所述主回路充电时距而决定。3.根据权利要求1所述的升压型转换器的相移控制方法，其特征在于，所述主回路充电时距为固定的时间长度。4.根据权利要求1所述的升压型转换器的相移控制方法，其特征在于，实施所述方法的电路包含连接所述主储能回路的第一开关单元(23)、连接所述副储能回路的第二开关单元(24)、产生第一驱动信号驱动所述第一开关单元(23)的控制单元(25)以及产生第二驱动信号驱动所述第二开关单元(24)的校正与驱动单元(28)，其中所述控制单元(25)设定所述零电流判断值与所述主回路电流比对，并依据所述主回路电流是否到达所述零电流判断值而调变所述第一驱动信号以决定是否启始所述主回路充电时距，所述校正与驱动单元(28)设定所述零电流判断值与所述副回路电流比对，并依据所述副回路电流是否到达所述零电流判断值而调变所述第二驱动信号以决定是否启始所述副回路充电时距。5.根据权利要求4所述的升压型转换器的相移控制方法，其特征在于，所述校正与驱动单元(28)依据所述主回路电流放电的速度判断所述副回路电流下降到达所述零电流判断值的理想切换时序。6.根据权利要求5所述的升压型转换器的相移控制方法，其特征在于，所述校正与驱动单元(28)电性连接所述控制单元(25)取得所述第一驱动信号，以得到所述主回路充电时距以及所述主回路电流放电的速度。7.根据权利要求4所述的升压型转换器的相移控制方法，其特征在于，所述主储能回路与副储能回路分别包含储能线圈(21、22)以及与所述储能线圈(21、22)串联的二极管(26、27)，其中所述第一、第二开关单元(23、24)则连接于所述主储能回路与副储能回路的储能线圈(21、22)与二极管(26、27)之间。8.根据权利要求1所述的升压型转换器的相移控制方法，其特征在于，决定所述周期中所述副回路充电时距的函数可表示为T。nslave=kAT。n+T。nmaster，其中T。nslave为副回路充电时距，k为误差常数，T。nmastCT为主回路充电时距。全文摘要一种升压型转换器的相移控制方法及实施电路，其中该升压型转换器具有主储能回路以及至少一并联于该主储能回路的副储能回路，且通过该主储能回路的主回路电流具有主回路充电时距以及主回路放电时距，通过该副储能回路的副回路电流具有副回路充电时距以及副回路放电时距，本案计算该副回路电流下降到达该零电流判断值的理想切换时序，并启始该副回路充电时距的实际切换时序，以及取得该理想切换时序与该实际切换时序两者相差的导通误差时距，再由该导通误差时距与该主回路充电时距而决定该副回路充电时距；由此可避免下一周期的导通误差时距扩大，更进一步避免该副回路电流产生次谐波振荡的问题。文档编号H02M3/04GK101753014SQ20081018516公开日2010年6月23日申请日期2008年12月11日优先权日2008年12月11日发明者尹燕萍,徐明,杨旭,白永江,陈桥樑申请人:全汉企业股份有限公司