专利名称：一种地面数字电视系统中的大频偏盲估计方法及其装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种地面数字电视系统中的大频偏盲估计方法及其装置，属于数字信 息传输领域。
背景技术：
电视产业和事业的发展一直以收视质量与服务能力的提高为中心而进行，数字
电视作为新一代的电视技术，其收视质量大幅度提髙；同时，数字化技术的采用为更 多的其它服务创造了发展空间。数字电视的发展将对整个电子信息行业的发展有重大
数字电视地面广播系统是广播电视体系中的重要组成部分。它与卫星数字电视 广播系统和有线数字电视广播系统以及其它辅助系统一起相互协同提供全面的受众 覆盖，是我国广播电视综合覆盖网中重要的部分。
在数字电视领域美国、欧洲和日本各自制定了不同的传输标准，它们主要的差 别是调制方式。美国的先进电视系统委员会(Advanced Television System Committee,简称为ATSC)标准主要应用于地面广播，采用8电平符号残留边带 调制(8 Vestigial Side Band,简称为8-VSB)调制方式，通过6MHz的地面广播 频道实现19.3Mb/s的传输速率。日本的综合业务数字广播(Integrated Service Digital Broadcasting,简称为ISDB)技术原理同数字视频广播(Digital Video Broadcasting,简称为DVB)相似，可以灵活地集成和发送电视节目和其它数据业 务。欧洲标准包括卫星数字视频广播(Satellite Digital Video Broadcasting,简 称为DVB-S)、光纤数字视频广播(Cable Digital Video Broadcasting,简称为 DVB-C)、地面数字视频广播(Terrestrial Digital Video Broadcasting,简称为 DVB-T)。 DVB-S标准以卫星作为传输介质，在DVB-S标准公布以后，几乎所有的 卫星数字电视均采用该标准。DVB-C标准以有线电视网作为传输介质，其具有 16QAM、 32QAM、 64QAM三种方式。
载波恢复技术作为同步系统中的一个重要组成部分，在现代通信系统中扮演着
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不可或缺的角色。频偏可能来源于收发设备中本地载波不匹配，射频信号传输中引入 的误差以及由于收发设备之间存在相对运动而引起的多普勒频移等。这些因素的合成 影响，可能会造成载波的频率偏差很大，使得接收机无法完成同步。载波估计主要分 为基于辅助序列的估计和盲估计。基于辅助序列的估计中使用的辅助序列是伪噪声序 列(Pseudo-noise Sequence,简称为PN)和导频。而盲估计就是不利用任何辅助
序列只是利用接收数据的某些统计信息，从而达到载波估计的效果。现有的数字电视 系统所使用的都是基于辅助序列的载波估计，而盲估计的方法从现有资料看来几乎没 有使用。对于正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing,简 称为OFDM)系统，由于其频域子载波都需要严格正交，频偏成为了极为敏感的因 素，很小的频偏将会带来性能的急剧下降。而用于同步的PN序列，由于其自相关性 的特点，当存在载波频偏时，PN序列的相关峰会出现幅度损失，而当PN序列所携 带的载波频偏接近或者超过PN序列的周期时，会使相关峰幅度急剧恶化，以至于无 法利用PN序列完成同步。此时就需要在PN同步捕获之前有另外的辅助手段来完成 载波频偏的初始估计。为了进行可靠的载波恢复，美国ATSC系统在距下边带边界 处加入一个小的导频信号；目前多采用先自动跟踪该导频信号然后进行窄带锁相进行 相位跟踪，频率恢复接近于理想，代价则是增加了 0.3dB的信号功率。欧洲的编码 正交频分复用(Code Orthogonal Frequency Division Multiplexing,简称为 COFDM)系统在时域加入了特殊的结构——循环前缀，釆用粗同步和细同步估计， 保证了较大的捕获范围和优化跟踪性能，但是多径信道引入的符号间干扰 (Inter-Symbol Interference,简称为ISI)将破坏这种特殊结构，影响载波估计的 性能。
发明内容
本发明的目的是在载波细同步估计以前提供一种不需要任何辅助信息而是利用 循环相关进行载波大频偏盲估计方法和装置。将频偏纠正到一个小范围内，有效的提 高了地面数字电视系统的性能和可靠性，在各种环境下提供更好的同步性能。 一种地面数字电视系统中的大频偏盲估计方法，该方法包括以下步骤 步骤一将接收到的经过模数转换器(Analog to Digital Converter,简称为 A/D)的数字电视中频信号与本地数控振荡器产生的本地载波相乘进行数字下变频；
步骤二下变频后通过平方根升余弦滤波器(square root raised cosine,简称
为SRRC)成形滤波得到信号rln],与发送端SRRC形成完整的升余弦特性的信号，
其中n为采样点序号；
步骤三下面求解信号r(n)的周期自相关函数 [n，r]:
其中，Ci，k表示发送的复包络信息数据；g[n]是发送成形滤波器和接收成形滤波器的 组合响应经过信号延时的釆样值，§|>-(^ + 0尸]为^"]延时(/^ + "尸个釆样点， g[ — r _ (M + "户〗为g [ ]延时(M + A)尸+ z"个采样点；附2,= ￡ (v["y [" - r]} ， v["〗
是加性高斯白噪声信号与接收成形滤波器组合响应v(O的采样值，v'["-r]是v["]延 时r个采样点的共轭，义载波频偏。
以有限个点得到周期自相关函数 [",r]的近似值，方法如下
1)将K")延时T后取共轭得到r'("-"与K")进行复乘，其中r为延时时间；
2)将复乘的结果分为尸个支路进行累加，每个支路均完成对复乘输出的信号每
隔尸个采样点的累加，累加的总长度为iVp,之后将累加结果除以iVp,即得到周期自
相关函数 ["，r],其中户是过釆样倍数，Wp是累加的点数，r为延时时间；
步骤四将所得周期自相关函数wj",7"]进行尸点快速傅里叶变化(Fast
Fourier transform,简称为FFT)就得到了循环自相关函数^/2#,",其中A:为频
域采样点序号，r为延时时间；
<formula>formula see original document page 7</formula>是发送成形滤波器和接牧成形滤波器的组合响应&(0的离散傅里叶变化，
<formula>formula see original document page 7</formula>在频域上向左平移^的共轭，^q是单位样本序列，
步骤五根据循环自相关函数A^[+U]和J^卜l，r]取复角后，除以尸/(4;r:T。"，
得到载波频偏的估计值y;,其中r。是发送数据的符号周期，r为延时时间，其中
<formula>formula see original document page 8</formula>
接收到的经过模数转换器的数字电视中频信号为单载波调制数据符号或者多载 波OFDM调制数据符号。
一种地面数字电视系统中的大频偏盲估计装置，包含第一乘法器，平方根升余弦 滤波器SRRC,延时装置，取共轭装置，第二乘法器，P路累加器，P点FFT装置
以及频偏估值装置。
所述第一乘法器和第二乘法器相同，各有两个输入，第一乘法器的输入分别为接 收到的数字电视中频信号和本地载波信号；第二乘法器的输入分别为SRRC的输出 和SRRC的输出经过延时共轭后的信号；SRRC的输入是第一乘法器的输出；/>路 累加器的输入是第二乘法器的输出；户点快速傅里叶变化FFT装置的输入是尸路累 加器的输出，户点快速傅里叶变化FFT装置的输出则为频偏估值装置的输入；最后 由频偏估值装置估算出频偏估计值。
接收到的信号经过第一乘法器和SRRC后得到基带信号r(");基带信号通过延 时装置得到K"-"; K"-"经过取共轭装置后得到/("-r); K")和户("-"在第二
乘法器中进行相乘，得到相乘结果信号K").Z("-";将K").Z("-"分尸个支路进
行计算，毎个支路均完成对K")7'("-r)信号每隔P个釆样点的累加，累加的总长度 为W"之后将累加结果除以iVp，即得到平均值，也即周期的自相关函数m^["，r];
将 ["，r]进行P点FFT就得到了循环自相关函数M2,(^);经过频偏估值装置最
后得到频偏估计值,。
所述P路累加器是由计数范围为1到P的1-P计数器、P路比较器、P路选择器 和P路加法器组成；P路比较器的输入都是1-P计数器的输出，P路选择器的控制端 输入分别连接P路比较器的输出，而P路选择器的两个数据端分别连接r(")，r'("-r) 和0， P路加法器的输入端分别接P路选择器的输出端；l-P计数器在1到P范围内 计数，当计数为a时，第a路比较器输出为1，其余P-1路比较器输出为0，只有当 比较器输出为1时选择器才选通，将KM)V("-"作为输入添加到第a路加法器，否 则O将作为加法器的输入。
所述频偏估计装置由第三乘法器，第四乘法器以及取复角装置组成；第三乘法器 的输入是A^[+"]和M2,[-U];取复角装置将第三乘法器的输出取复角；第四乘
法器的输入分别是取复角装置的输出和一个常数户/(4;rr。"，其中r。是发送数据的符
号周期，第四乘法器的输出就是频偏的估计值/￡。 本发明的优点在于
(1) 利用地面数字电视中频帧信号的循环相关性进行频偏估计，所用信号不需 要一定是帧信号中的PN信号，提高了频偏估计适用范围和频偏估算速度；
(2) 载波频偏估计范围大；
(3) 本发明的频偏估计方法适用于单载波和多载波两种调制方式和不同的帧结 构，并具备实现简单，性能稳定的特点。
图1为地面数字电视标准的信号帧结构；
图2为地面数字电视标准的复帧结构；
图3为本发明大频偏估计的信号流程图4为本发明大频偏估计的装置结构图5为本发明P路累加器的装置结构图6为本发明大频偏估计中频偏估计装置的结构图7为本发明的鉴频特性曲线；
图8a为加性高斯白噪声(Additive White Gaussion Noise，简称为AWGN)
下单载波模式下不同信噪比(Signal to Noise Ratio,简称SNR)条件下载波估计
偏差和均方误差(mean square error,简称MSE);
图8b为加性高斯白噪声AWGN下多载波模式下不同信噪比SNR条件下载波估
计偏差和均方误差MSE。 图中 l.第一乘法器 2. SRRC 3.延时装置
4.取共轭装置 5.第二乘法器 6.P路累加器 7. P点FFT装置
8.频偏估值装置 9.1-P计数器 IO.P路比较器 ll.P路选择器 12.P路加法器 13.第三乘法器14.取复角装置 15.第四乘法器
具体实施例方式
下面将结合附图和实施对本发明作进一步的详细说明。
图1是地面数字电视标准中三种信号帧的具体结构。地面数字电视标准中的数 据帧结构的基本单元为信号帧，信号帧由帧头和帧体两部分组成，定义了三种可选的 帧头模式已经相应的信号帧结构。这三种帧头模式所对应的信号帧的帧体长度都保持 不变。
a) 为PN420模式的帧结构，其帧头部分含有420个符号通过时间为55.6ns， 帧体含有3780个符号需要时间500|is ，
b) 为PN595模式的帧结构，其帧头部分含有595个符号通过时间为78.7ns, 帧体含有3780个符号需要时间500|as ;
c) 为PN945模式的帧结构，其帧头部分含有945个符号通过时间为125Ms， 帧体含有3780个符号需要时间500ns。
PN420提供55.6ps的保护间隔，适合在城市范围内组建区域性单频网，PN945 能提供125)^的保护间隔，适合组建全国性大范围单频网，而PN595可以提供 78.7Ms的保护间隔，同时由于PN595的结构简单，且没有循环保护特性，在接收 端可以利用时域均衡器来对抗信道特征。
地面数字电视标准中的信号帧组成了复帧，复帧的四层结构图如图2所示。信 号帧是最基本的结构单元，信号帧由帧头和帧体两部分组成，帧头是PN序列，帧体 是数据块；超帧定义为一组信号帧；分帧定义为一组超帧；帧结构的顶层称为日帧。 信号帧的基带符号率相同，均为7.56Msps。帧头部分由PN序列构成，帧头长 度有三种，所以不同的信号帧长度分别为555.56ms, 578.703his和625ms。
超帧的时间长度是125亳秒，8个超帧为l秒，这样便于与定时系统校准时间。 480个超帧组成一个分帧， 一个分帧的时间长度为l分钟。 日帧定义为一组分帧的集合，时间长度为24个小时，含有1440个分帧。 本发明提供的大频偏盲估计方法的具体步骤和流程如图3所示
A) 将接收信号与本地载波相乘实现数字下变频；
B) 通过SRRC进行成形滤波；
C) 求成形滤波后信号及其延时信号的乘积；
D) 将分户路累加得到的乘积，每路累加A^个，然后除以Wp得到信号的平均自
相关函数；
E) 求平均自相关函数的P点FFT变化，得到循环自相关函数；
F) 将得到的循环自相关函数相乘后取复角得到频偏的估计值。 接收到的信号包括单载波帧结构模式和多载波帧结构模式。不同模式下的接收信
号如下所述
单载波帧结构模式中令PN序列的长度为iVg，帧体数据符号的长度为iV,， PN 帧头序列和帧体符号整体称为信号帧，信号帧的长度为W-7Vg+M。令/表示发送的 信号帧号，A表示第/个信号帧中的第^个数据符号，发送的第z'个信号帧的第A个数 据符号则为
其中，尸A^^表示PN帧头的符号；&(0<&<^-l)表示帧体数据符号，帧体数据
符号来自有限点星座映射。
多载波帧结构模式中令PN序列的符号长度为,频域OFDM帧体符号的长度 为， PN序列和OFDM帧体构成了一个完整的信号帧，信号帧长度为W' = iVg + TV;。
则系统发送的第/个信号帧的第^个数据符号为<formula>formula see original document page 11</formula>
因为单载波模式和多载波模式下的帧头是相同的，所以户^;+《也表示多载波^莫式 下PN帧头的符号，而^ (0 < A: < iV广1)表示多载波模式下帧体数据符号 其中
<formula>formula see original document page 11</formula>为多载波OFDM的时域数据符号，而《，m为发送的经过星座映射之后的频域数据。
两种模式下的帧头和帧体数据数目相同即、=《，M = TV;则信号帧的长度为
iv=ivg+=wg+。将上述两种模式下的接收数据则两种模式下发送端信号可表
示为其中，q，k表示发送的复包络信息数据；^(0是发送端的成形滤波器的冲激响应，则
g,々-iwr。 - fcr。)是发送端的成形滤波器的冲激响应延时M'r。+w;; r。是发送数据的
符号周期。则与本地载波相乘实现数字下变频后且含有载波频偏和传输延时的接收信 号可表示为<formula>formula see original document page 12</formula>
其中，乂为载波频偏，X将来自于收、发射机之间本振信号不匹配所引起的频率偏
差，以及信号传输所引起的多普勒频偏等；0为初始相偏；6(0<6<1)为信号传输的 延时；"(O是加性高斯白噪声AWGN，双边功率谱密度为N。/2。
乂力通过接收端平方根升余弦成形滤波器W进行成形滤波，得到信号KO为
其中，"*"代表线性巻积运算，g々)-g,々"g^w为发送成形滤波器和接收成形滤
波器的组合响应，而^(卜sr。-iwr。-w;)是g力)延时sr。+7v/rQ+Ar0 , v(o = "W*g』)。
对r(t)以采样率i/j;-P/7;进行采样，P为过采样倍数，得到数字采样信号r["]
为
其中 .
朴"卜《《
gc(卜sr。)为g力)延时^;， < ["-(^+0尸;]为《["]延时(^+^户个采样点。
r["]的自相关函数 [",r]-^K"y("-^ ，所以自相关函数表示如下
其中，附2r[r-五fv["]v'[" —i"》，v["]是v(O的釆样值，v'["-r]是v["〗延时r个采样 点的共轭，g["-r-(M + A:)尸]为g["]延时(M + "户+ r个采样点。
在实际中不可能取无穷多个采样点数，所以求解附h[W,T]的近似值可以通过选取
连续的 个接收数据符号K")和接收数据符号的延时的共轭r'("-r)按照 wU",r]-^K"y("-r》进行计算，则总的釆样点数为(PxiVp)个，之后将累加结 果除以^p,得到平均值即为 [",r]的近似解。 在下面的分析过程中将用到以下条件
发送的帧体两种模式下的数据符号气t和S^服从零均值，方差为CT，，且独立同
分布(independently identically distributed,简称为i丄d);
PN序列和帧体数据之间互相独立，且PN序列的方差为a乙；
v["]是广义平稳复随机过程，v["]和",a以及",:》互相独立；
vM的A阶累积量 (r)- 0",，r2，…,^)满足绝对可积，即对任意的"有 S Kv(n，r2…^)卜o0
其中iW,是帧头的第7个符号，^^'是尸气的共轭，^是单载波模式下第z'个信号帧 的帧体数据的第/个符号，(.是、.的共轭。
而多载波帧结构模式下有
、.是多载波模式下第z'个信号帧的帧体数据的第/个符号，《.是(.的共轭，、,为 发送的经过星座映射之后的频域数据，《/是^的共轭。
所以，无论对于单载波丰莫式还是多载波模式都有
该条件说明了 v[n]相隔足够长的采样点之间是统计独立的。
以上条件在地面数字电视系统中都是能够得到满足的。
根据假设条件可得，单载波帧结构模式下有:
<formula>formula see original document page 14</formula>
其中g["-Z尸]为g["]延时/尸个采样点，g'["-卜!尸]是《["]延时2" + /尸个采样点的共
轭。 而
<formula>formula see original document page 14</formula>
由上面两式可知对于任意固定的延时r ，附2r[",r]对于特定采样点也即是变量" 都是以尸为周期的。
对自相关函数 [n，r]进行尸点的FFT即得到其离散傅立叶系数M2^,r)为
<formula>formula see original document page 14</formula>又根据帕赛瓦尔定理可得 M2》]
<formula>formula see original document page 14</formula>其中:
<formula>formula see original document page 14</formula>是g力)的离散傅里叶变化，《
的共轭，5[A:l是单位样本序列。<formula>formula see original document page 14</formula>
在频域上向左平移
由上式可以看出，载波频偏项/;出现在了^2,^:，"的辐角上，并且只与参数t有 关，令A^O则去除了噪声干扰mh[r]。
构造如下关系，则去除了信号传输延时的影响。
<formula>formula see original document page 15</formula>
因此，,的估计值为<formula>formula see original document page 15</formula>
其中，arg表示取复角。
对于DTMB系统而言，发射端成形滤波器具有平方根升余弦滚降特性，在接收 端采用一个匹配的SRRC，这样合成的滤波器响应就是完整的升余弦特性。联系升余 弦滚降特性的滤波器的频率响应，为使《|>,7]*0,贝"=±1。计算在升余弦特性下 G2[+l,r]和G2[-l，r]的具体解析式，发现G2[+l,r]G2[-l,r]为实数，因此不会对 M^(^r)的辐角产生影响。所以取A:-土l,则有
<formula>formula see original document page 15</formula>
由于取辐角运算的范围为[-TC，兀]，所以频偏估计范围和归一化频偏估计范围为
根据上面的分析可以得到本发明大频偏盲估计装置的结构图如图4所示。包含 第一乘法器l， SRRC2，延时装置3，取共轭装置4，第二乘法器5， P路累加器6， P点FFT装置7以及频偏估值装置8。
接收到的信号经过第一乘法器1与本地载波相乘然后通过SRRC2后得到基带信 号K");基带信号通过延时装置3得到K"-r); K"-"经过取共轭装置4后得到 K")和A"-"在第二乘法器5中进行相乘，得到相乘结果信号 K"). /(" — r);将 ("—"分P个支路进行计算，每个支路均完成对 信号每隔P个采样点的累加，累加的总长度为Wp,之后将累加结果除以iVp,即经过 尸路累加器6得到平均值,也即周期的自相关函数附2>,";将附2>，7]进行户点FFT 通过户点FFT装置7就得到了循环自相关函数M^(A:,T);最后，经过频偏估值装置 8最后得到频偏估计值,。
本发明整体结构图中的P路累加器装置的结构图如图5所示。包括计数范围为1
到P的1-P计数器9， P路比较器IO， P路选择器11和P路加法器12; P路比较 器10的输入都是l-P计数器9的输出，P路选择器11的控制端输入分别连接P路 比较器10的输出，而P路选择器11的两个数据端分别连接I莫块输入和地，即分别 连接K")y("-O和O; P路加法器12的输入端分别接P路选择器11的输出端；P 路加法器12的P个输出端分别形成第1路输出、第2路输出……第P路输出。
l-P计数器9在l到P范围内计数，当计数为a时，P路比较器中的第a路比 较器输出为l,其余P-l路比较器输出为O,只有当比较器输出为1时选择器才选通， 将K") /("-"作为输入添加到第a路加法器，否则0将作为加法器的输入。
本发明整体结构图中的频偏估值装置的结构图如图6所示。频偏估计装置由第 三乘法器13，第四乘法器15以及取复角装置14组成；第三乘法器13的输入是装 置的输入M2,[+l，r]和A^卜;取复角装置14将第三乘法器13的输出取复角；
第四乘法器15的输入分别是取复角装置14的输出和一个常数iV(4;r7;0 ,其中r。是 发送数据的符号周期；第四乘法器15的输出就是频偏的估计值/e 。
图7是本发明的鉴频特性曲线。仿真中选取过釆样倍数户=4，在计算循环自相 关函数时延时r-4。仿真釆用蒙特卡罗仿真， 一次仿真的蒙特卡罗仿真次数为500 次。在线性范围尸/47也即-0.2+到0.2^内，左图是单载波模式也即PN+SC模式，
右图是多载波模式也即PN+OFDM模式，从两图可以看出两种模式下的鉴频特性曲 线表明估计频偏信号与频偏信号呈线性关系，也即表明估计的频偏值能很好的反映出 实际的频偏值。
图8a是AWGN下单载波模式下在不同SNR条件下载波估计偏差和MSE。图 8a是在AWGN信道下，归一化载波频偏/7。分别取0、 0.1和0.15三种情况下，
信噪比从0dB 30dB变化范围内每3dB取一个计算点，对载波频偏估计平均偏差 和估计的均方误差MSE进行了仿真。在单载波模式下信噪比比较低、频偏比较大时， 估计的偏差和MSE特性均有一定程度的恶化。在信噪比6dB以上时，从左图可以 看出估计的偏差就趋于O值附近，从右图可得MSE曲线上随着信噪比的升高，估计 的MSE值随之减小，最后和载波无偏时的估计MSE相趋近。由于大频偏盲估计适 用于粗同步，所以其精度在单载波模式下能够很好的满足于实际需求。
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图8b是AWGN下多载波模式下在不同SNR条件下载波估计偏差和MSE。和 图8a的测试条件一样，图8b也是在AWGN信道下，归一化载波频偏/J。分别取0、 0.1和0.15三种情况下，信噪比从0dB 30dB变化范围内每3dB取一个计算点， 对载波频偏估计平均偏差和估计的均方误差MSE进行了仿真。同样可以看出在多载 波模式下信噪比比较低、频偏比较大时，估计的偏差和MSE特性均有一定程度的恶 化。在信噪比6dB以上时，从左图可以看出估计的偏差就趋于O值附近，从右图可 得MSE曲线上随着信噪比的升高，估计的MSE值随之减小，最后和载波无偏时的 估计MSE相趋近。由于大频偏盲估计适用于粗同步，所以其精度在多载波模式下能 够很好的满足于实际需求。
权利要求
1、一种地面数字电视系统中的大频偏盲估计方法，其特征在于，该方法包括以下步骤步骤一将接收到的经过模数转换器的数字电视中频信号与本地数控振荡器产生的本地载波相乘进行数字下变频；步骤二下变频后通过平方根升余弦滤波器SRRC成形滤波得到信号r(n)，与发送端平方根升余弦滤波器SRRC形成完整的升余弦特性的信号；步骤三求解信号r(n)的周期自相关函数m2τ[n，τ]其中，是载波偏差项，ci，k表示发送的复包络信息数据；g[n]是发送成形滤波器和接收成形滤波器的组合响应经过信号延时的采样值，g[n-(Ni+k)P]为g[n]延时(Ni+k)P个采样点，g[n-τ-(Ni+k)P]为g[n]延时(Ni+k)P+τ个采样点；m2r[τ]＝E{v[n]v*[n-τ]}，v[n]是加性高斯白噪声信号与接收成形滤波器组合响应v(t)的采样值，v*[n-τ]是v[n]延时τ个采样点的共轭，fe载波频偏；以有限个点得到周期自相关函数m2τ[n，τ]的近似值，方法如下1)将r(n)延时τ后取共轭得到r*(n-τ)与r(n)进行复乘，其中τ为延时时间；2)将复乘的结果分为P个支路进行累加，每个支路均完成对复乘输出的信号每隔P个采样点的累加，累加的总长度为Np，之后将累加结果除以Np，即得到周期自相关函数m2τ[n，τ]，其中P是过采样倍数，Np是累加的点数，τ为延时时间；步骤四将所得周期自相关函数m2τ[n，τ]进行P点快速傅里叶变化就得到了循环自相关函数M2r(k，τ)，其中k表示频域采样点序号，τ为延时时间；其中是发送成形滤波器和接收成形滤波器的组合响应gc(t)的离散傅里叶变化，是在频域上向左平移的共轭，δ[k]是单位样本序列，Ts是采样率的倒数；步骤五根据循环自相关函数M2r[+1，τ]和M2r[-1，τ]取复角后，乘以P/(4πT0τ)，得到载波频偏的估计值fe，其中T0是符号速率，τ为延时时间，其中
2、 根据权利要求1所述的一种地面数字电视系统中的大频偏盲估计方法，其特征在 于:所述的接收到的经过模数转换器的数字电视中频信号为单载波调制数据符号或者 多载波OFDM调制数据符号。
3、 一种地面数字电视系统中的大频偏盲估计装置，其特征在于，该装置包括第一乘 法器(1), SRRC (2)，延时装置(3),取共轭装置(4)，第二乘法器(5)， P路 累加器(6)， P点FFT装置(7)以及频偏估值装置(8);所述的第一乘法器(1)和第二乘法器(5)相同，各有两个输入，第一乘法器(1) 的输入分别为接收到的经过模数转换器的数字电视中频信号和本地载波信号;第二乘 法器(5)的输入分别为SRRC (2)的输出和SRRC (2)的输出经过延时共轭后的 信号；SRRC (2)的输入是第一乘法器(1)的输出；P路累加器(6)的输入是第 二乘法器(5)的输出；P点FFT装置(7)的输入是P路累加器(6)的输出，P 点FFT装置(7)的输出则为频偏估计装置(8)的输入；最后由频偏估计装置(8)估算出频偏估计值/:;接收到的经过模数转换器的数字电视中频信号经过第一乘法器(1)和SRRC (2) 后得到基带信号Kn);基带信号通过延时装置(3)得到r("-r)l; r("-r)经过取共 轭装置(4)后得到r'("-"; K")和r'("-r)在第二乘法器(5)中进行相乘，得到相乘结果信号K")7("-";将K")7'("-"分^个支路进行计算，每个支路均完成 对K")y("-"信号每隔尸个采样点的累加，累加的总长度为^，之后将累加结果 除以 ，即得到平均值，也即周期的自相关函数 ["，r];将 [",r]进行P点FFT 就得到了循环自相关函数M"A,r);经过频偏估值装置(8)最后得到频偏估计值/e, 其中^频缚釆样点序号，r为延时时间。
4、 根据权利要求3所述的一种地面数字电视系统中的大频偏盲估计装置，其特征在 于:所述P路累加器(6)是由计数范围为1到P的l-P计数器(9)、P路比较器(10)、 P路选择器(11)和P路加法器(12)组成；P路比较器(10)的输入都是1-P计数器(9)的输出，P路选择器(11)的控 制端输入分别连接P路比较器(io)的输出，而P路选择器(11)的两个数据端分 别连接K""'("-r)和O， P路加法器(12)的输入端分别接P路选择器(11)的 输出端；1-P计数器(9)在1到P范围内计数，当计数为a时，第a路比较器输出 为1,其余P-1路比较器输出为0,只有当比较器输出为1时选择器才选通，将 r(w)，/(w-r)作为输入添加到第a路加法器，否则O将作为加法器的输入；其中i为 延时时间。.
5、根据权利要求3所述的一种地面数字电视系统中的大频偏盲估计装置，其特征在 于所述频偏估值装置(8)包含第三乘法器(13)，第四乘法器(15)以及取复角 装置(14);第三乘法器(13)的输入是M2,[+l，r]和M2,[-l，r];取复角装置(14)将第三乘法器(13)的输出取复角；第四乘法器(15)的输入分别是取复角装置(14)的 输出和一个常数iV(4;rr。r),其中7;是发送数据的符号周期，r为延时时间；第四乘法器(15)的输出就是频偏的估计值X。
全文摘要
本发明公开了一种数字电视地面广播传输系统接收机的根据接收数据的循环相关特性而不需要利用辅助数据进行的大频偏盲估计方法及其装置，属于数字信息处理领域，本发明采用经过A/D采样后的数字中频信号与本地载波信号相乘进行数字下变频，然后通过平方根升余弦滤波器成形滤波。将平方根升余弦滤波器输出的复信号延时τ个采样点并取共轭，将延时共轭之后的复信号和延时之前的原始信号进行复乘。复乘的结果分P个支路进行累加，然后将P个支路的结果进行P点的FFT，然后得出频偏的估值。本发明适合于单载波和多载波两种模式的帧结构，能在没有任何辅助信息的情况下对频偏进行盲估计，并具备估计频偏范围大，抗噪声性好，适合硬件实现等特点。
文档编号H04L27/26GK101378382SQ20081022299
公开日2009年3月4日 申请日期2008年9月25日 优先权日2008年9月25日
发明者展 张, 帅 张, 张晓林, 苏琳琳 申请人:北京航空航天大学