调制装置和解调装置的制作方法

专利名称：调制装置和解调装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及适用于例如毫米波段的、使用相位调制信号和振幅调制信号 的调制装置和解调装置。
背景技术：
在IEEE802.15 Task Group 3c中，正在开展有关使用了 60GHz波段附近 的毫米波波段的高速无线个人局域网(WPAN: Wireless Personal Area Network)的物理层的讨论。作为适用了毫米波段WPAN的应用，可列举下 述应用高速因特网接入、视频流(视频点播、HDTV (高清晰度电视)或 家庭影院)以及取代有线的无线数据传送等的、超过2Gbps的超高速数据传 送等。
对于毫米波WPAN的利用，在研究BPSK ( Binary Phase Shift Keying: 二相相移键控)、QPSK ( Quadrature Phase Shift Keying:四相移相键控)、OOK (On-off keying:开关键控)、OFDM( Orthogonal Frequency Division Multiplex: 正交频分复用)等各种各样的调制方式。在信息亭文件下载(kiosk file downloading)等的移动装置的毫米波段利用中，期望配置了电路规模较小且 适合于低功耗/低成本的BPSK、 QPSK或OOK等单载波通信方式的装置。因 此，在信息亭端的装置中，必须实现能够与BPSK或QPSK等相位调制方式 及OOK等振幅调制方式双方的便携式装置进行通信。
图1是表示基于第一种现有技术(参照专利文献1和专利文献2)的 QPSK/OOK调制装置10的主要部分的结构的方框图。如图1所示，QPSK/OOK 调制装置10包括用于生成OOK发送数据的OOK数据生成单元12、用于 生成QPSK发送数据的QPSK数据生成单元13、用于对OOK数据或QPSK 数据的脉沖波形进行整形以适合于频谱遮罩(Spectrum Mask)的脉沖整形单 元i4_i和脉沖整形单元14-2、用于从通过脉冲整形单元14-1和脉冲整形单 元14-2的OOK数据或QPSK数据中除去高谐波分量的低通滤波器(LPF: Low Pass Filter )16-1和低通滤波器16-2、用于根据OOK数据或QPSK数据来切换脉冲整形单元14-1和脉沖整形单元14-2的滤波特性的滤波特性切换 单元15、用于对来自低通滤波器16 - 1和低通滤波器16 - 2的OOK数据或 QPSK数据进行QPSK调制的QPSK调制单元17以及根据调制指示信号Sll 来控制OOK数据生成单元12、 QPSK数据生成单元13和滤波特性切换单元 15的调制选择单元11。
QPSK调制单元17包括两个混频器17-1、 17-2,分别连接到低通滤波 器16-1、 16-2的输出；以及合成器17-5，用于将从混频器17-1和混频器17-2 输出的信号相互相力口。混频器17-1直接连接到由振荡器17-3产生的载波，另 一方面，混频器17-2经由90度移相器17-4间接连接到载波。
在图1中，在调制指示信号Sll指示OOK调制时，调制选择单元ll使 OOK数据生成单元12工作，而使QPSK数据生成单元13不工作。调制选择 单元11还指示滤波特性切换单元15，以使其将脉冲整形单元14-1及14-2的 滤波特性切换为OOK数据用的滤波特性。
OOK数据生成单元12输出用式(1)和式(2)所示的I (t)信号S12 和Q (t)信号S13。
/(0 =…(1 ) ,=0 …(2)
其中，a为常数，D( t )是取"O"或'T，中任一值的输入数据信号。QPSK/OOK 调制装置IO的输出RF信号S14如式(3)所示。 柳=/(0 sin <^ + Q(O cos ^
二aZ)(0sin狄 …。)
从式(3 )可知，输出RF信号S14为OOK调制波的形状。 图2是表示基于第二种现有技术(参照专利文献1和专利文献3)的其 他的QPSK/OOK调制装置20的主要部分的结构的方框图。与图1所示的 QPSK/OOK调制装置10不同，QPSK/OOK调制装置20采用的结构为，去掉 滤波特性切换单元15，而追加了用于将QPSK调制单元26的输出信号S24 放大的振幅调制单元28。在生成OOK调制波方面，QPSK/OOK调制装置20 还釆用不同的方法。
在图2中，调制指示信号S21表示OOK调制时，众所周知，OOK数据 生成单元22输出用式(4)和式(5)表示的I (t)信号S22和Q (t)信号S23。
g(0 = sin^>(r)
其中，cp是例如45度这样的常数。如式(4)和式(5)所示，作为90
度相位差信号的生成方法以下述方式进行，对使用频率低于无线频率的本机
振荡器生成的IF (Intermediate Frequency:中频)信号附加相位差或者错开矩
形波的产生定时来对相位进行调整。另外，要注意的是，式(4)和式(5)
所示的I (t)信号S22及Q (t)信号S23与式(1)和式(2)所示的I (t)
信号S12及Q (t)信号S13的不同之处。基于式(4)和式(5),用式(6)
表示QPSK/OOK调制装置20的输出信号S24。 邓)=a(/(0sin^ + g0)cos纽)
二aZ)(0sin(W + ^) …(6)
从式(6)可知，输出RF信号S24也为OOK调制波的形状。 在动作稳定性的方面，图2所示的QPSK/OOK调制装置20具有比图1 所示的QPSK/OOK调制装置10良好的优点。这是因为，QPSK/OOK调制装 置20为了实现OOK调制而利用I (同相分量)和Q (正交分量)双方的分 支，I和Q双方的分支以相互校正或相互抵消接地电平等变动的方式互相同 步地动作，而且在振幅调制单元28中进行振幅调制。但是，QPSK/OOK调 制装置20的不利之处在于，由于需要追加的振幅调制单元28而增加实际安 装的复杂度。
专利文献1:美国专利申请公开第2003/157888号说明书 专利文献2:特开第2004-147052号公报 专利文献3:美国专利第7120202号"i兌明书

发明内容
本发明需要解决的问题
但是，图1所示的QPSK/OOK调制装置10和图2所示的QPSK/OOK调 制装置20都没有考虑90度移相器17-4、 26-4中的相位的偏移对QPSK/OOK 调制装置造成的恶劣影响。而且，除了 90度移相器17-4、 26-4中的相位偏移 以外，也产生因例如基板上的布线制作精度、零部件的差异所造成的相位偏
...(4) ...(5)移。因此，由于这些相位偏移，有可能造成QPSK/OOK调制装置10及 QPSK/OOK调制装置20的输出信号在生成QPSK调制信号时的I/Q信号的正 交偏移、以及生成OOK调制信号时的合成功率的损失(ON功率的降低)和 相互抵消时的抑制特性劣化(OFF功率的增加)，即ON/OFF比(通断比)的劣化。
对I/Q信号的正交偏移和ON/OFF比的劣化而言，特别是功率损失，在 QPSK/OOK调制装置10及QPSK/OOK调制装置20以越高的频率动作时越 成为问题。在5GHz波段那样的微波波段进行动作的情况下，能够使用分频 器将频率变换为较低的频率，进行相位比较，但是在60GHz波段进行动作的 情况下，实现分频器本身就很困难。而且，对ON/OFF比6々劣化而言，例如， 在90度移相器17-4、 26-4中存在5度的相位偏移的情况下，60GHz的 QPSK/OOK调制装置10及QPSK/OOK调制装置20中的最大信号功率损失 约为5dB。另外，若该90度移相器的相位偏移是因部品形状即物理形状造成 的，则在5GHz波段的相位偏移为1/10以下，最大信号功率的损失非常小， 从而能够忽视由其造成的恶劣影响。
本发明鉴于上述各点而完成，其目的在于提供，在生成并解调相位调制 信号和振幅调制信号的调制装置和解调装置中，能够校正I/Q正交偏移且降 低ON/OFF比的劣化的调制装置和解调装置。
解决问题的方案
本发明的调制装置的一种形态采用的结构为，对进行了振幅调制或相位 调制的无线频率信号进行调制的调制装置，该调制装置包括移相器，对载 波的相位进行移位；生成单元，根据振幅调制模式或相位调制模式，生成I 信号和Q信号；乘法单元，通过将所述I信号与所述载波相乘，生成第一混 合信号，并通过将所述Q信号与由所述移相器进行了移相的所述载波相乘， 生成第二混合信号；合成单元，通过将所述第一混合信号和所述第二混合信 号相互相加，生成无线频率信号；以及相位控制单元，基于振幅调制模式的 所述无线频率信号，调整所述移相器的移相量。
根据该结构，利用同相分量的I信号和正交分量的Q信号双方的分支， 生成振幅调制信号，基于振幅调制信号，估计I信号与Q信号之间的载波间 的相位偏移，并对移相器进行调谐以消除该相位偏移，所以在所期望的相位 差将I信号与Q信号相加，从而能够抑制由相位偏移产生的振幅的减少，降低功率损失。
本发明的调制装置的一种形态采用的结构为，生成进行了 OOK调制或 QPSK调制的无线频率信号的调制装置，该调制装置包括信号生成单元， 根据调制方式，生成所述I信号和所述Q信号；第一基带处理单元，对所述 I信号进行基带处理，生成第一基带信号；第二基带处理单元，对所述Q信 号进行基带处理，生成第二基带信号；本机振荡器，生成载波；移相器，对 所述载波的相位进行移位；第一混频器，将由所述本机振荡器生成的所述载 波与所述第一基带信号相乘，生成第一混合信号；第二混频器，将由所述移 相器进行了移相的所述载波与所述第二基带信号相乘，生成第二混合信号； 合成单元，通过将所述第一混合信号和所述第二混合信号相互相加，生成无 线频率信号；以及相位控制单元，基于所述无线频率信号，估计所述第一混 合信号和第二混合信号的载波间的实际相位差与所述第 一混合信号和第二混 合信号的载波间的目标相位差之间的相位偏移，并对所述移相器的移相量进 行控制，以消除该相位偏移。
根据该结构，利用同相分量的I信号和正交分量的Q信号双方的分支， 生成OOK调制信号，基于OOK调制信号，估计I信号和Q信号之间的载波 间的相位偏移，并对移相器进行调谐以消除该相位偏移，所以能够在所期望 的相位差将I信号与Q信号相加，从而能够降低OOK调制时的ON/OFF比 的劣化，而且能够对QPSK调制时的I/Q正交偏移进行校正。
本发明的解调装置的一种形态采用的结构为，对进行了振幅调制或相位 调制的无线频率信号进行解调的解调装置，该解调装置包括移相器，对载 波的相位进行移位；乘法单元，对所述无线频率信号乘以所述载波而生成I 信号，对所述无线频率信号乘以由所述移相器进行了移相的所述载波而生成 Q信号；以及相位控制单元，对所述移相器的移相量进行控制，所述相位控 制单元基于合成了所述I信号和所述Q信号后获得的同相信号，对所述移相 器的移相量进行调整，所述I信号和所述Q信号是为了使振幅调制模式的所 述I信号与所述Q信号同相而对所述移相器进行控制后获得的信号。
根据该结构，利用同相分量的I信号和正交分量的Q信号双方的分支， 对振幅调制信号进行解调，基于该振幅调制信号，估计I信号和Q信号之间 的载波间的相位偏移，并对移相器进行调谐以消除该相位偏移，所以在接收 QPSK信号时也能够以良好的正交度输出1/Q信号，从而能够降低正交偏移造成的解调性能的劣化。 本发明的效果
根据本发明，在生成并解调QPSK调制信号和OOK调制信号的调制解 调装置中，以正交的I信号和Q信号生成并解调QPSK调制信号，而且以所 期望的相位差将I信号与Q信号相加而生成OOK调制信号时，能够通过斗全 测并校正I信号和Q信号的与所期望的相位差的偏移，校正I/Q正交偏移和 降低ON/OFF比的劣化。


图1是表示以往的QPSK/OOK调制装置的主要部分的结构的方框图。 图2是表示以往的QPSK/OOK调制装置的主要部分的结构的方框图。 图3是表示本发明实施方式1的QPSK/OOK调制装置的主要部分的结构 的方框图。
图4是用于说明实施方式1的相位控制方法的流程图。 图5是表示本发明实施方式2的QPSK/OOK调制装置的主要部分的结构 的方框图。
图6是用于说明实施方式2的相位控制方法的流程图。 图7是表示本发明实施方式3的QPSK/OOK解调装置的主要部分的结构 的方框图。
具体实施例方式
下面，参照附图详细地说明本发明的实施方式。 C实施方式1)
图3是表示本发明第一实施方式的QPSK/OOK调制装置100的主要部分 的结构的方框图。本实施方式是适用于在QPSK调制及OOK调制发送接收 装置中使用的QPSK/OOK调制装置的例子。
在图3中，QPSK700K调制装置100包括调制选4奪单元110、 OOK数 据生成单元120、 QPSK数据生成单元130、脉冲整形单元140-1、 140-2、滤 波特性切换单元150、 LPF ( Low Pass Filter;低通滤波器)160-1、 160-2、 QPSK 调制单元170以及相位控制单元180。
调制选择单元110输入调制指示信号S110,并根据调制指示信号S110，控制OOK数据生成单元120和QPSK数据生成单元130的ON/OFF，该调制 指示信号S110表示要生成与OOK调制和QPSK调制中的哪一种调制方式对 应的发送数据。而且，调制选择单元110将变更滤波特性的指示输出到滤波 特性切换单元150。
OOK数据生成单元120生成I (t)信号S120和Q (t)信号S130作为 OOK发送数据。此时，OOK数据生成单元120生成以式(7)和式(8)表 示的I (t)信号S120和Q (t)信号S130作为I (t)信号S120和Q (t)信 号S130。<formula>formula see original document page 11</formula>其中，(p是例如45度的常数，a是固定增益。如式(7)和式(8)所示， I (t)信号S120和Q (t)信号S130采用与图1所示的、其所对应的I (t) 信号S12和Q (t)信号S13不同的算式表示。也就是说，这是QPSK/OOK 调制装置100以与QPSK700K调制装置10不同的方式生成OOK调制后的信号。
QPSK数据生成单元130生成I (t)信号S120和Q (t)信号S130作为 QPSK发送数据。
<formula>formula see original document page 11</formula>
其中，根据QPSK数据的各个码元，将al和a2设定为"l"或"-1"。将相 位cp设定为例如约45度的固定值。
脉冲整形单元140-1 、 140-2对OOK发送数据或QPSK发送数据进行滤 波，以使其适合由标准等规定的频谱遮罩。
滤波特性切换单元150根据从调制选择单元110输出的、变更滤波特性 的指示，在OOK发送数据的情况和QPSK发送数据的情况下，切换脉沖整 形单元140-1和140-2的滤波特性。
LPF160-1 、 160-2是低通滤波器，其从OOK发送数据或QPSK发送数据 中除去高谐波分量。
QPSK调制单元170包括两个混频器171和混频器172，分别连接到 LPF160-1和160-2的输出；振荡器173,生成载波；移相器174,对载波的相位进行移位；合成器175，用于将从混频器171输出的I信号S125和从 混频器172输出的Q信号S135相互相加。混频器171直接连接到由振荡器 173产生的载波，另一方面，混频器172-2经由移相器174间接连接到载波。
移相器174是可变移相器，例如，具有电容量可变的电容器。移相器174 控制施加到该可变电容器的电压，改变电容量，由此对相位进行移位。
也就是说，移相器174基于从相位控制单元180输出的控制信号，控制 施加到电容器的电压，调整电容量，由此对振荡器173产生的载波的相位进 行移位。另外，本实施方式的QPSK/OOK调制装置IOO使用生成QPSK调制 信号的一般结构，生成OOK调制信号，所以移相器174的初始位置移相值通 常被设定为90度。
相位控制单元180输入调制指示信号SllO，并根据调制指示信号S110, 对移相器174进行相位控制，该调制指示信号S110表示要生成与OOK调制 和QPSK调制中的哪一种调制方式对应的发送数据。
相位控制单元180具有两个主要的功能，作为其相位控制。第一个功能 是，使用后述的相位偏移估计方法，基于输出RF信号S140来估计移相器174 的相4立偏移。
第二个功能是，基于移相器174的相位偏移的估计值，对移相器174进 行调谐，以在调制指示信号S110表示OOK调制时，保持I信号S125与Q 信号S135的载波间的相位差为0度或180度。而且，相位控制单元180对移 相器174进行调谐，以使在调制指示信号S110表示QPSK调制时，保持I信 号S125与Q信号S135的载波间的相位差为90度。相位控制单元180通过 调整移相器174的电容量，对载波的相位进行调谐。
这样，例如，调制指示信号S110表示OOK调制，在使载波间的相位差 为0度的同相合成中，生成相当于数据"l"的输出RF信号S140,在使载波间 的相位差为180度的反相合成中，生成相当于数据"0"的输出RF信号S140。
另外，通过触发信号S150,控制相位控制单元180开始进行相位控制。 作为触发信号S150存在各种各样的信号波形。例如，触发信号S150是单一 的矩形脉沖，通过与某PHY(物理层)帧的开始定时同步的矩形脉冲的上升 沿，相位控制单元180能够开始进行相位控制。此时，相位控制单元180对 移相器174进行一次相位控制。
或者，触发信号S150是矩形脉冲串，通过与对应的PHY帧的开始同步的脉沖串的各个矩形脉沖的上升沿，相位控制单元180能够开始进行相位控 制。其结果，相位控制单元180每PHY帧地对移相器174进行相位控制。
或者，在触发信号S150是单一矩形脉冲的情况下，在出厂前的调整阶段， 也可以使相位控制单元180在矩形脉沖的上升沿开始进行相位控制。
以下，说明上述那样地构成的图3的QPSK/OOK调制装置100的动作。
在调制指示信号S110表示OOK调制时，调制选择单元110使OOK数 据生成单元120工作，使QPSK数据生成单元130不工作。调制选择单元110 还指示滤波特性切换单元150，以使其将脉冲整形单元140-1及140-2的滤波 特性切换为OOK数据用的滤波特性。
通过式(7)和式(8)表示由OOK数据生成单元120生成的I (t)信号 S120和Q (t)信号S130。式(7)和式(8)的I (t)信号S120和Q (t)信 号S130与对应于式(4)和式(5)的I (t)信号S22和Q (t)信号S23不 同。其也与对应于式(1)和式(2)的I (t)信号S12和Q (t)信号S13不 同。
相位控制单元180在由触发信号S150触发之前，不对移相器174进行相
位控制，所以存在以下可能性，从混频器171输出的I信号S125的载波与乂人
混频器172输出的Q信号S135的载波之间的相位差不为0度而存在相位偏
移。此时，用式(11)表示QPSK/OOK调制装置100的输出RF信号S140。 5"(0 = /(0 sin纽+ g0) cos atf (11) =ctD(O(cos ^ sin M — sin ^ cos(gm1 + <52))
其中，S2是表示由移相器174进行移位的相位量从0度(所期望的相位差) 偏移了多少相位的相位偏移。
为了进行相位控制，首先，相位控如j单元180需要估计移相器174的相 位偏移。为了达到该目的，使用以下说明的、基于最大似然(ML: Maximum likelihood)原则的估计方法(以下，称为"最大似然估计方法")。
最大似然估计方法中，如式(12)所示记述对数似然函数。
In八(&)=丄f S2, -丄f . (12)
(13)所示，表示受到噪音影响的输出RF信号S140。
雄)=邓)+顯 …(13 )N (t)是具有功率频谱密度No的高斯白噪声。
将与lnA (52)的52有关的导函数分别设定为零，由式(ll) 式(B) 获得式(14)和式(15)。
ar(cos0 + sin^sin52) = 雄)D(X)si歸^1 …(14)
ccr cos —s《=2 f雄)辟)si咖r + <52 )必
基于式(14)和式(15)，获得式(16)。
2丄i (0D(r)cos(w，
(15
& = arccos
a71 sin ^
...(16)
上述的最大似然估计方法，在统计意义上是最合适的，但由于包含积分 运算，计算复杂度较高。进而，最大似然估计方法还需要知道观测间隔T内 的输入数据信号D (t)。
作为另一个方法，为了估计移相器174的相位偏移，可以使用基于信号 振幅测量的估计方法。
在该方法中，在2N个不同时点tl、 t2.....t2N,基于式(11 )和式(13)，
对受到噪音影响的输出RF信号S140进行采样，获得式(17 )。
) = aD("[cos ^ sin W, - sin ^ cos(w。 + 52)] +辟,) …(17 )
其中，设1=1、 2..... 2N。为了将噪音平滑化， 一开始对N个的样本
大致进行平均化，获得式(18)。另外，无需使用所有的样本进行平均化。
其中，R，、 X。 l分别为式(19)、式(20)、式(21)。 i ,=(雄)+雄2) + -.- +及(~))///
《二(D("sina^ +￡>02)sinffl: +... + ￡>( )sin ~)/_/V K 二(D0,)cosd^ +￡>(/2)cos《+... + ￡)( 05 )/〃
接着，对剩余的N个的样本大致进行平均化， i 2 a(cos^T2 + sin0sin<52I2 — sin ^ cos (52。
其中，R2， X2， Y2分别为式(23)、式(24)、 i 2 =(聘屈)+) + - +雄w)) / iV
…(18)
...(19) ...(20) ...(21)
获得式(22)。
…(22)
式(25 X
…(23)义2 = )sin纽w+, + w W. + Ww+,)sin )/〃
K =("( +,)cos纽屈+ ￡>(~+2) cos w~+2 +…+ D(Q) cos )/W 基于式(18)和式(20)，获得式(26)。
52 二 arccos
1f V2
asin-k2J
...(24) ,..(25)
...(26)
与最大似然估计方法相比，基于信号振幅测量的估计方法的计算复杂度 较低。但是，该方法是次最合适。另外，该方法也需要知道2N个采样时点 的输入数据信号D (t)。
除了上述的基于最大似然的估计方法和基于信号振幅测量的估计方法以 外，为了估计移相器174的相位偏移，也能够使用以下说明的基于信号功率 测量的方法。
根据式(11)和式(13)，用式(27)表示受到了噪音影响的输出RF信 号S140的信号功率。
丄V,
=,丄[cos0sin"_sin^cos(a^ + S2)〗2 tft"+^" ... (27)
=^~[l + sin20sin(52] + ，
其中，E [ ■]表示期望算子(Expectation Operator )。基于式(27)， 获得式(28 )。
f 1
& = arcsin
sin 20
...(28)
与基于最大似然的估计方法或基于信号振幅测量的估计方法相比较，基 于信号功率测量的估计方法不需要知道观测间隔T和输入数据信号D (t)。
但是，该方法需要知道噪音功率。
根据使用基于最大似然的估计方法、基于信号振幅测量的估计方法或者
基于信号功率测量的估计方法所获得的移相器174的相位偏移52的估计值，
相位控制单元180对移相器174进4亍调谐以消除相位偏移S2，从而使相位偏
移&为零。基于式(ll)，用式(29)表示调谐后的输出RF信号S140。 5XO = aZ)(O(cos0sinatf - sin^cos纽) (29 )其结果，从式(27)可知，输出RF信号S140为OOK调制波的形状。 另外，在式(7)和式(8)中，由OOK数据生成单元120生成的I (t) 信号S120和Q (t)信号S130具有分别向相反方向变化的振幅和相同的固定 相位。实际上，在生成OOK调制波的目的下，作为I (t)信号S120和Q (t) 信号S130，也存在以下列举的其他信号波形。
(1 ) I (t)信号S120和Q (t)信号S130是振幅在相互相反方向上变化， 且各自的固定相位正相反的信号。
(2 ) I (t)信号S120和Q (t)信号S130是振幅在相互相反方向上变化， 且各自的固定相位的相位差为180度的信号。
(3 ) I (t)信号S120和Q (t)信号S130是振幅在相互相反方向上变化， 且各自的固定相位的相位和为180度的信号。
(4) I (t)信号S120和Q (t)信号S130是振幅在同一方向上变化，且 各自的固定相位正相反的信号。
(5) I (t)信号S120和Q (t)信号S130是振幅在同一方向上变化，且 各自的固定相位的相位差为180度的信号。
(6) I (t)信号S120和Q (t)信号S130是振幅在同一方向上变化，且 各自的固定相位的相位和为180度的信号。
本领域的技术人员可以理解下述事实，即，根据I(t)信号S120和Q(t) 信号S130的各种各样的形态，QPSK/OOK调制装置100的输出RF信号S140 能够采用与式(11)和式(27)不同的算式表示。上述的相位偏移估计方法 的估计的算式表示、例如式(16)、 (24)、 (28)也不相同。
在调制指示信号S110表示QPSK调制时，调制选择单元110使QPSK 数据生成单元130工作，使OOK数据生成单元120不工作。调制选择单元 110还指示滤波特性切换单元150,以使其将脉沖整形单元140-1及140-2的 滤波特性切换为QPSK数据用的滤波特性。
QPSK数据生成单元130基于QPSK数据信号的四个二进制代码(00、 01、 10、 11 )或四个码元，输出通过式(9)和式(10)表示的I (t)信号和 Q (t)信号。
在相位控制单元180对移相器174进行相位控制之前，在移相器174中 有可能存在相位偏移。此时，基于式(28 )和式(29 )，用式(30 )表示QPSK/OOK 调制装置100的输出RF信号S140。S(O = /(0 sin g(O cos纽 (30) =± cos - sin fi>/ ± sin ^ cos( / _ 52)
与式(11 )同样，52是表示由移相器174进行移位的相位量从90度(所 期望的相位差)偏移多少相位的相位偏移。
相位控制单元180使用上述的相位偏移估计方法，获得移相器174的相
位偏移的估计值之后，对移相器174进行调谐以消除相位偏移S2，从而使相
位偏移§2为零。基于式(30),用式(31 )表示调谐后的输出RF信号S140。
5"(0二土sin(ft)/土^) ... ( 31 )
从式(31)可知，输出RF信号S140与QPSK数据信号的四个码元对应， 在对载波具有45度、135度、225度以及315度的移相的四个相位间被切换， 并成为QPSK调制波的形状。
本领域的技术人员可以理解下述事实，即，在输出进行了 QPSK调制的 信号时，为了估计移相器174的相位偏移，也能够使用上述的基于最大似然 的估计方法、基于信号振幅测量的估计方法以及基于信号功率测量的估计方 法。但是，在OOK调制和QPSK调制之间，QPSK调制器100的输出RF信 号S140采用不同的算式表示，所以在OOK调制和QPSK调制之间，这些相 位偏移估计方法的估计的算式表示、例如式(16)、 (24)、 (28)也不相同。 因此，相位控制单元180根据调制指示信号SllO，适当地调整相位偏移估计 方法即可。
图4是用于说明本实施方式的相位控制方法的流程图。在图中，ST表示 流程的各个步骤。
在STIOI,将移相器174的移相值设定为初始值。通过适当地调整移相 器174的电容量，移相器174的初始移相值被设定为90度。在ST102，使用 相位偏移估计方法例如基于信号功率测量的方法，估计移相器174的相位偏 移52。在ST103,根据移相器的相位偏移52的估计值，对移相器174进行调 谐。通过再次调整移相器174的电容量来进行该调谐。
如上所述，根据本实施方式，为了实现OOK调制而利用I和Q双方的 分支，Q和I双方的分支以相互校正或相互抵消接地电平等变动的方式互相 同步地动作，所以能够提高动作稳定性。另外，由于不需要追加的振幅调制 单元，所以能够减少实际安装的复杂度。
更重要的是，在本实施方式中考虑了相位偏移对QPSK700K调制装置100造成的恶劣影响。也就是说，根据相位偏移估计值，对移相器174进行 调谐，从而排除相位偏移52对QPSK/OOK调制装置100造成的恶劣影响其结 果，特别是在60GHz中，能够大幅度地改善QPSK/OOK调制装置100的输 出RF信号的ON/OFF比。而且，通过调整相位偏移，减小I/Q信号发送时的 正交偏移，所以也能够期待提高作为QPSK调制装置的调制精度的效果。
以上，说明了能够对I/Q正交偏移进行校正并降低ON/OFF比的劣化的 调制装置。另外，在上述说明中，使用OOK调制信号和QPSK调制信号的 组合进行了说明，但即使作为振幅调制方式使用ASK调制或将其高阶化的高 阶ASK调制也能够同样地进行实施。在高阶ASK调制中，在式(7 )和式(8 ) 中a釆用高阶增益。而且，即使作为相位调制方式使用BPSK调制、兀/2移相 BPSK调制或8阶以上的多相位的调制方式也能够同样地进行实施。
也就是说，也可以根据振幅调制模式或相位调制模式，生成I信号和Q 信号，通过将I信号与载波相乘，生成第一混合信号，并通过将Q信号与由 移相器进行了移相的所述载波相乘，生成第二混合信号，通过将第一混合信 号和第二混合信号相互相加，生成无线频率信号，并且基于振幅调制模式的 无线频率信号，调整移相器的移相量。
此时，例如，在振幅调制模式中，基于已被调制为不同的振幅电平的第 一无线频率信号与第二无线频率信号之间的振幅差，通过上述的估计方法， 调整移相器的移相量。
另外，在以上的说明中，没有记载振幅调制信号与相位调制信号的发送 顺序，例如，也可以先发送振幅调制信号，并基于该信号进行接收与发送的 相位调整后，发送相位调制信号。而且，也可以在发送帧中插入信标，使用 信标来决定进行相位调整。
(实施方式2)
图5是表示本发明实施方式2的QPSK/OOK调制装置200的主要部分的 结构的方框图。在说明本实施方式时，对与图3相同的结构部分附加相同的 标号，并省略其i兌明。
与实施方式1的不同点在于，本实施方式的QPSK/OOK调制装置200 具有相位控制单元210以代替相位控制单元180,并且在LPF160-1与混频器 171之间配置可变延迟单元220。
可变延迟单元220设置在LPF160-1与混频器171之间，对I (t)信号S120施加可变延迟。可变延迟单元220例如由多级的晶体管构成，通过调整 该晶体管的偏置电压，对延迟量进行调谐。而且，通过改变晶体管的组合或 级数而能够变更延迟量。因此，可变延迟单元220能够提供较大的延迟量。 另一方面，如上所述，移相器174具有电容量可变的电容器，通过调整对该 电容器施加的电压来控制电容量，由此对延迟量进行调谐。因此，移相器174 能够对较小的相位差进行微调整。另外，也可以在UPF160-2与混频器172之 间设置可变延迟单元220,对Q (t)信号S130施加可变延迟。
相位控制单元210对可变延迟单元220和移相器174进行相位控制。相 位控制单元210具有两个主要的功能，作为其相位控制。第一个功能是，使 用上述的相位偏移估计方法，基于输出RF信号S140，，同时估计由于脉冲整 形单元140-1、 140-2或LPF跳1、 160-2的元件的差异在I (t)信号的传输 路径与Q (t)信号的传输路径之间产生的路径差延迟(以下，称为"I/Q路径 差延迟")以及移相器174的相位偏移双方。第二个功能是，根据I/Q路径差 延迟的估计值，对可变延迟单元220进行调谐，并根据移相器174的相位偏 移的估计值，对移相器174进行调谐。相位控制单元210通过调整该偏置电 压，对可变延迟单元220进行调谐，另一方面，相位控制单元210通过调整 移相器174的电容量，对移相器174进行调谐。
这样，相位控制单元210能够使用可变延迟单元220来消去由于脉沖整 形单元140-1、 140-2或LPF160-1、 160-2的元件的差异在I (t)信号的传输 路径与Q (t)信号的传输路径之间产生的1/Q路径差延迟，而且，能够使用 移相器174来对I信号S125与Q信号S135的载波间的相位差进行微调整。
另外，与实施方式l同样，通过触发信号S150,控制相位控制单元210 开始进行相位控制。
以下，说明上述那样地构成的QPSK/OOK调制装置200的动作。
在调制指示信号S110指示OOK调制时，调制选择单元110使OOK数 据生成单元120工作，使QPSK数据生成单元130不工作。调制选4,单元110 还指示滤波特性切换单元150,以使其将脉冲整形单元140-1及140-2的滤波 特性切换为OOK数据用的滤波特性。
与实施方式1同样，通过式(7)和式(8)表示由OOK数据生成单元 120生成的I (t)信号S120和Q (t)信号S130。相位控制单元210在由触 发信号S150触发前，不对可变延迟单元220及移相器174进行相位控制，所以在QPSK/OOK调制装置200中有可能存在I/Q路径差延迟和移相器174的 相位偏移双方。此时，用式(32)表示QPSK/OOK调制装置100的输出RF 信号S140。
柳"(0sin纽+ g(0cos纽 (32) =(cos(- -《)sin ", - sin - cos(w/ + 52))
其中，S，是I/Q路径差延迟，52是表示由移相器174进行移位的相位量从90 度偏移了多少相位的相位偏移。
为了进行相位控制，首先相位控制单元210需要估计I/Q路径差延迟以 及移相器174的相位偏移。与实施方式l同样，作为相位偏移估计方法，能 够使用基于最大似然的估计方法以及基于信号振幅测量的估计方法。
以下，以下述情况为例进行i兌明，使用最大似然估计方法，相位控制单 元210估计I/Q路径差延迟以及移相器174的相位偏移。
最大似然估计方法中，如式(33)所示记述了对数似然函数。
111八(《，《)=丄〖52(，-丄工7及 ... (33)
如式(13)所示，表示受到噪音影响的输出RF信号S140。
将与lnA(&， 52)的^以及S2有关的导函数分别设定为零，由式(13)、 式(32)以及式(33)获得式(34)和式(35)。
ctr(cosW-5') + s一sin《)=2f卿D(Osin ... ( 34 )
arcos(--《)cos《2 = 2f雄)￡>0)sin(" +《)A ... ( 35 )
基于式(34 )和式(35 ),与实施方式1同样，获得式(16 )。
通过将式(16)代入式(34)或式(35),导出S,。
而且，与实施方式l同样，能够使用基于信号振幅测量的估计方法，估
计1/Q路径差延迟以及移相器174的相位偏移双方。
在该方法中，在2N个不同时点tl、 t2.....t2N,对受到噪音影响的输
出RF信号S140进行采样，基于式(13)和式(32)，获得式(36 )。 雄)=aD0,)[cosW-《)sina^ -sin^cos(6^,+52)] + 7V(f,) ... (36)
其中，设1=1、 2..... 2N。为了将噪音平滑化， 一开始对N个的样本大致
进行平均化，获得式(37)。另外，无需使用所有的样本进行平均化。《《 a (cos(- —《)《+ sin ^ sin <52— sin ^ cos S21^) ...(37)
其中，R,、 X,、 Y,分别与上述的式(19)、式(20)、式(21)相同。
接着，对剩余的N个的样本大致进行平均化，获得式(38)。
7 2 wa(cos(^ —《)X2 +sin0sin<5"2X2 —sin0cos52r2) …(38 )
其中，R2、 X2、 Y2分别与上述的式(23)、式(24)、式(25)相同。 基于式(37)和式(38)，与实施方式l同样，获得式(26)。 通过将式(26)代入式(37)或式(38),导出&。 根据使用基于最大似然的估计方法或基于信号振幅测量的估计方法所获 得的1/Q路径差延迟以及移相器174的相位偏移双方的估计值，相位控制单 元210对可变延迟单元220以及移相器174进行调谐，以消除双方的相位偏 移。这样，使&和&为零。基于式(32)，用式(29)表示调谐后的输出RF 信号S140。
其结果，从式(27)可知，输出RF信号S140为OOK调制波的形状。 另外，本领域的技术人员可以理解下述事实，即，与实施方式l同样， 根据I (t)信号S120和Q (t)信号S130的各种各样的形态，QPSK/OOK调 制装置200的输出RF信号S140能够采用与式(32)和式(27)不同的算式 表示。上述的相位偏移估计方法的估计的算式表示，例如式(16)、 (24)也 不相同。
另外，与实施方式l不同，在本实施方式中难以使用基于信号功率测量 的估计方法，估计I/Q路径差延迟以及移相器174的相位偏移双方。但是， 由于预先知道输出RF信号S140的所期望的形状，所以通过监视输出RF信 号S140的信号功率，能够推测受1/Q路径差延迟和移相器174的相位偏移中 哪一方的影响更大。也就是说，在输出RF信号S140的信号功率与所期望的 输出功率之间的差较大时，能够推测I/Q路径差延迟的影响较大，另一方面， 在输出RF信号S140的信号功率与所期望的输出功率之间的差较小时，能够 推测1/Q路径差延迟的影响较小。
因此，在输出RF信号S140的信号功率与所期望的输出功率之间的差为 规定的阈值以上时，对可变延迟单元220进行调谐，在输出RF信号S140的 信号功率与所期望的输出功率之间的差低于规定的阈值时，对移相器174进 行调谐，由此，能够以较短的时间除去1/Q路径差延迟或移相器174的相位偏移的影响。
而且，在需要以较短的时间进行调谐时，对可变延迟单元220进行调谐， 可以在调谐上花费较长的时间时，也可以先对移相器174进行调谐。如上所 述，可变延迟单元220由多级的晶体管等构成，与移相器174相比能够产生 较大的延迟。因此，在需要以较短的时间进行调谐时，通过对可变延迟单元 220进行调谐，能够迅速地判定输出RF信号S140的状态是否受到I/Q路径 差延迟的影响。
另一方面，移相器174例如具有电容量可变的可变电容器，通过调整在 该可变电容器上施加的电压，能够对移相值进行微调整。因此，在能够在调 谐上花费较长的时间的情况下，通过调谐移相器174，能够更正确地调整I 信号S125的载波和Q信号S135的载波的相位偏移，并能够使调谐后的输出 RF信号S140的功率更接近所期望的功率。
在调制指示信号S110指示QPSK调制时，调制选择单元110使QPSK 数据生成单元130工作，使OOK数据生成单元120不工作。调制选择单元 IIO还指示滤波特性切换单元150，以使其将脉冲整形单元140-1及140-2的 滤波特性切换为QPSK数据用的滤波特性。
与实施方式1同样，QPSK数据生成单元130基于QPSK数据信号的四 个二进制代码(00、 01、 10、 11)或四个码元，输出用式(22)和式(23) 表示的I (t)信号和Q (t)信号。
在相位控制单元210对可变延迟单元220和移相器174双方进行相位控
制之前，在QPSK/OOK调制装置200中有可能存在I/Q路径差延迟以及移相
器174的相位偏移双方。此时，基于式(28)和式(29)，用式(39)表示
QPSK/OOK调制装置200的输出RF信号S140。
5"(/) =/(/)sinw"2(/)cosft^ (39) =± cos(- — <^) sin(6)f) ± sin(-) sin(o;/ — ^2) '.'
其中，5,是I/Q路径差延迟，52是表示由移相器174进行移位的相位量从90 度偏移了多少相位的相位偏移。
使用上述的相位偏移估计方法，获得1/Q路径差延迟以及移相器174的 相位偏移双方的估计值后，相位控制单元210对可变延迟单元220以及移相 器174进行调谐以消除双方的相位偏移。基于式(39)，与实施方式l同样， 用式(31 )表示调谐后的输出RF信号S140,并且其为QPSK调制波的形状。本领域的技术人员可以理解下述事实，即，在输出进行了 QPSK调制的 信号时，为了估计1/Q路径差延迟以及移相器174的相位偏移双方，也能够 使用上述的基于最大似然的估计方法以及基于信号振幅测量的估计方法。但 是，在OOK调制和QPSK调制中，QPSK调制器200的输出RJF信号S140 采用不同的算式表示，所以在OOK调制和QPSK调制中，这些相位偏移估 计方法的估计的算式表示，例如式(16)、 (24)不相同。因此，相位控制单 元210#4居调制指示信号S110,适当地调整相位偏移估计方法即可。
图6是用于说明本实施方式的相位控制方法的流程图。在图中，ST表示 流程的各个步骤。
在ST201，将移相器174的移相值设定为初始值。通过适当地调整移相 器174的电容量，将移相器174的初始移相值设定为90度。在ST202,将可 变延迟单元220的延迟值i殳定为初始值。通过适当地调整可变延迟单元220 的偏置电压，将可变延迟单元220的初始延迟值设定为零。在ST203，使用 上述的相位偏移估计方法，例如基于信号振幅测量的估计方法，同时估计I/Q 路径差延迟S,以及移相器174的相位偏移52。在ST204，根据移相器174的 相位偏移52的估计值，对移相器174进行调谐。通过再次调整移相器174的 电容量来进行该调谐。在ST205，根据1/Q路径差延迟S,的估计值，对可变 延迟单元220进行调谐。通过再次调整可变延迟单元220的偏置电压来进行 该调谐。
如上所述，根据本实施方式，基于输出RF信号S140，估计同相分量和 正交分量的I/Q路径差延迟S!，并调整可变延迟单元220的延迟量以消除I/Q 路径差延迟&，所以I信号S125及Q信号S135的载波间的相位差更可靠地 成为目标相位差，并由加法器175进行合成，从而能够可靠地抑制输出RF 信号S140的振幅电平的劣化，并且可靠地降^^功率损失。
(实施方式3)
图7是表示本发明实施方式3的QPSK/OOK解调装置的主要部分的结构
的方框图。
图7的QPSK/OOK解调装置300的结构包括接收天线310、 QPSK解 调单元320、解调/同步*元330以及相位控制单元340。 QPSK解调单元320 包括分支电路321、振荡器322、移相器323以及混频器324、 325。
分支电路321经由接收天线310而将接收信号分支，并将 输入到混频器324、 325。
移相器323基于从相位控制单元340输出的控制信号，对从振荡器322 输出的载波的相位进行移位，并将移位后的载波输出到混频器325。
混频器324将由振荡器322产生的载波与接收信号相乘，下变频为基带 的I信号。混频器324将I信号输出到解调/同步单元330以及相位控制单元 340。
混频器325将从移相器323输出的移相后的载波与接收信号相乘，下变 频为基带的Q信号。混频器325将Q信号输出到解调/同步单元330以及相 位控制单元340。
这样，QPSK解调单元320对接收信号进行正交解调，变换为I信号和Q 信号。
解调/同步单元330使用I信号和Q信号，进行数据解调，并将解调后的 数据输出到相位控制单元340。
相位控制单元340控制移相器323的移相量。另外，后面叙述移相量的 控制方法。
以下，说明上述那样地构成的图7的QPSK/OOK解调装置300的动作。 经由接收天线310接收到的接收信号通过分支电路321被分支，分支后 的接收信号分别被输出到混频器324、 325。通过移相器323将从振荡器322 输出的载波调整到规定的相位后，将其输出到混频器325。混频器324将从 振荡器322输出的载波与从分支电路321输出的接收信号相乘，变换为基带 的I信号。混频器325将从移相器323输出的移相后的载波与从分支电路321 输出的接收信号相乘，变换为基带的Q信号。这样，通过QPSK解调单元320 对接收信号进行正交解调，变换为I信号和Q信号。
I信号和Q信号被输出到解调/同步单元330，进行数据的解调。' 在QPSK解调单元320中进行正交解调时，I信号与Q信号的正交度劣 化后，会造成解调性能的劣化。从图7可知，在QPSK解调单元320中，分 支电3各以后， -使用另外的系统的电^^ (例如，混频器324、 325 )，进行信号 处理，所以很难将I信号与Q信号的正交度正确地保持在例如90度的相位差。 为了解决该问题，在本实施方式中，基于由接收天线310接收到的OOK 信号的振幅，相位控制单元340进行I信号和Q信号的正交度的判定和调整。 以下，说明相位控制单元340的控制方法。首先，相位控制单元340调整移相器323的移相量，以使从振荡器322 提供给混频器324、 325的载波的相位为同相而不是正交(例如，为90度)。 这样，在混频器324和混频器325中，可以获得同相的I信号和Q信号。这 些信号被输出到相位控制单元340。
接着，相位控制单元340计算同相的I信号Q信号的振幅差，而且比较 作为OOK信号接收到'T，时的1/Q信号的振幅差(第一振幅差)与接收到"0" 时的I/Q信号的振幅差(第二振幅差)。若第一振幅差与第二振幅差之间的差 为规定的值，相位控制单元340则判断为I信号的系统与Q信号的系统为规 定的正交度。另一方面，若I信号与Q信号的振幅差不为规定的值，相位控 制单元340则变更移相器323的移相量，进行控制以满足正交度。
由此，QPSK/OOK解调装置300在接收到OOK信号时能够降低ON/OFF 比的劣化，而且在接收到QPSK信号时能够以良好的正交度输出1/Q信号， 从而能够降低因正交偏移造成的解调性能的劣化。
本领域的4支术人员可以理解下述事实，即，在不脱离宽泛地记述的本发 明的主旨及范围的范围内，可以对具体的实施方式所示出的本发明进行多种 变形和/或修改。因此，本实施方式应在所有方面被视为例示而并不是进行限 制。
本发明的调制装置的一种形态采用的结构为，对进行了振幅调制或相位 调制的无线频率信号进行调制的调制装置，该调制装置包括移相器，对载 波的相位进行移位；生成单元，根据振幅调制模式或相位调制模式，生成I 信号和Q信号；乘法单元，通过将所述I信号与所述载波相乘，生成第一混 合信号，并通过将所述Q信号与由所述移相器进行了移相的所述载波相乘， 生成第二混合信号；合成单元，通过将所述第一混合信号和所述第二混合信 号相互相加，生成无线频率信号；以及相位控制单元，基于振幅调制模式的 所述无线频率信号，调整所述移相器的移相量。
本发明的调制装置的一种形态采用的结构为，所述相位控制单元在振幅
调整所述移相器的移相量。
根据这些结构，利用同相分量的I信号和正交分量的Q信号双方的分支， 生成振幅调制信号，基于振幅调制信号，估计I信号和Q信号之间的载波间 的相位偏移，并对移相器进行调谐以消除该相位偏移，所以在所期望的相位差将I信号与Q信号相加，从而能够抑制由相位偏移产生的振幅的减少，降
低功率损失。
本发明的调制装置的一种形态采用的结构为，生成进行了 OOK调制或 QPSK调制的无线频率信号的调制装置，该调制装置包括信号生成单元， 根据调制方式，生成所述I信号及所述Q信号；第一基带处理单元，对所述 I信号进行基带处理，生成第一基带信号；第二基带处理单元，对所述Q信 号进行基带处理，生成第二基带信号；本机振荡器，生成载波；移相器，对 所述载波的相位进行移位；第一混频器，将由所述本机振荡器生成的所述载 波与所述第一基带信号相乘，生成第一混合信号；第二混频器，将由所述移 相器进行了移相的所述载波与所述第二基带信号相乘，生成第二混合信号； 合成单元，通过将所述第一混合信号和所述第二混合信号相互相加，生成无 线频率信号；以及相位控制单元，基于所述无线频率信号，估计所述第一混 合信号和第二混合信号的载波间的实际相位差与所述第 一混合信号和第二混 合信号的载波间的目标相位差之间的相位偏移，并对所述移相器的移相量进 行控制，以消除该相位偏移。
根据该结构，利用同相分量的I信号和正交分量的Q信号双方的分支， 生成OOK调制信号，基于OOK调制信号，估计I信号和Q信号之间的载波 间的相位偏移，并对移相器进行调谐以消除该相位偏移，所以在所期望的相 位差将I信号与Q信号相加，从而能够降低OOK调制时的ON/OFF比的劣 化，而且能够对QPSK调制时的I/Q正交偏移进行校正。
本发明的调制装置的一种形态采用的结构为，还包括可变延迟单元， 对所述第一基带信号或所述第二基带信号施加延迟,所述相位控制单元基于 所述无线频率信号，还估计所述第一基带信号的传输路径与所述第二基带信 号的传输路径之间的传输路径差，并且控制所述可变延迟单元的延迟量以消 除该传输路径差。
根据该结构，能够消除同相分量的I信号与正交分量的Q信号之间的传 播路径差，所以能够在所期望的相位差可靠地将I信号与Q信号相加，从而 能够可靠地抑制由传播路径差产生的振幅电平的劣化，并可靠地降低功率损失。
本发明的调制装置的一种形态采用的结构为，所述相位控制单元通过调 整所述移相器的电容量，对所述相位偏移进行调谐。根据该结构，通过控制施加到移相器的可变电容器的电压来改变电容量， 由此对载波的相位进行;敞调整，>^而能够将i信号和q信号的载波间的相位 差调整为所期望的相位差。
本发明的调制装置的 一种形态采用的结构为，所述相位控制单元由多级 的晶体管构成，所述相位控制单元通过调整所述晶体管上施加的偏置电压， 对所述延迟量进行调谐。
根据该结构，通过调整晶体管的偏置电压，对延迟量进行微调整，从而 能够消除i信号与q信号的传播路径差。而且，通过改变晶体管的组合或级 数而能够容易地变更延迟量的可变范围。
本发明的调制装置的一种形态采用的结构为，所述相位控制单元使用基 于最大似然原则的方法来估计所述相位偏移。
本发明的调制装置的 一种形态采用的结构为，所述相位控制单元基于所 述无线频率信号的振幅来估计所述相位偏移。
本发明的调制装置的一种形态采用的结构为，所述相位控制单元4企测所 述无线频率信号的功率，并基于该功率来估计所述相位偏移。
才艮据这些结构，能够估计i信号和q信号的载波间的实际相位差与i信 号和q信号的载波间的目标相位差之间的相位偏移。
本发明的调制装置的一种形态采用的结构为，所述相位控制单元4吏用基 于最大似然原则的方法来估计所述相位偏移和所述传输路径差。
本发明的调制装置的一种形态采用的结构为，所述相位控制单元基于所 述无线频率信号的振幅来估计所述相位偏移和所述传输路径差。
根据这些结构，能够估计i信号和q信号的载波间的实际相位差与i信 号和q信号的载波间的目标相位差之间的相位偏移、以及i信号的传输路径 与q信号的传输路径之间的传输路径差。
本发明的调制装置的一种形态采用的结构为，所述相位控制单元4企测所 述无线频率信号的功率，在该功率与目标功率之间的差为预先设定的阀值以 上时，控制所述可变延迟单元的所述延迟量，在该功率与目标功率之间的差 低于预先设定的阈值时，控制所述移相器的所述移相量。
根据该结构，在估计出i信号与q信号之间的传播路径差所造成的影响 较大时，能够调整i信号或q信号的延迟量，在估计出载波间的相位偏移所 造成的影响较大时，能够调整q信号的载波的移相量，所以能够以较短的时
27间除去I信号与Q信号之间的传播路径差或载波的相位偏移的影响。
本发明的解调装置的一种形态采用的结构为，对进行了振幅调制或相位 调制的无线频率信号进行解调的解调装置，该解调装置包括移相器，对载 波的相位进行移位；乘法单元，对所述无线频率信号乘以所述载波而生成I 信号，对所述无线频率信号乘以由所述移相器进行了移相的所述载波而生成 Q信号；以及相位控制单元，对所述移相器的移相量进行控制，所述相位控 制单元基于合成了所述I信号和所述Q信号后获得的同相信号，对所述移相 器的移相量进行调整，所述I信号和所述Q信号是为了使振幅调制模式的所 述i信号与所述Q信号同相而对所述移相器进行控制后获得的信号。
本发明的解调装置的一种形态采用的结构为，所述相位控制单元在振幅 调制模式中，基于已被调制为不同的振幅电平的所述无线频率信号的第 一同 相信号和第二同相信号，调整所述移相器的移相量。
才艮据这些结构，利用同相分量的I信号和正交分量的Q信号双方的分支， 对振幅调制信号进行解调，基于该振幅调制信号，估计I信号和Q信号之间 的载波间的相位偏移，并对移相器进行调谐以消除该相位偏移，所以在接收 QPSK信号时也能够以良好的正交度输出1/Q信号，从而能够降低正交偏移造 成的解调性能的劣化。
2007年1月30日4是交的特愿第2007-020159号和2008年1月30日提 交的特愿第2008-019614号的申请中包含的说明书、附图及说明书摘要的公 开内容，全部引用于本申请。
工业实用性
本发明的调制装置和解调装置，在生成并解调相位调制信号和振幅调制 信号的调制装置和解调装置中，能够在所期望的相位差将同相分量与正交分 量相加，并降低功率损失，例如，作为适用在毫米波波段中的、生成QPSK 调制信号和OOK调制信号的调制装置和解调装置等极为有用。
权利要求
1、调制装置，对进行了振幅调制或相位调制的无线频率信号进行调制，该调制装置包括移相器，对载波的相位进行移位；生成单元，根据振幅调制模式或相位调制模式，生成I信号和Q信号；乘法单元，通过将所述I信号与所述载波相乘，生成第一混合信号，并通过将所述Q信号与由所述移相器进行了移相的所述载波相乘，生成第二混合信号；合成单元，通过将所述第一混合信号和所述第二混合信号相互相加，生成无线频率信号；以及相位控制单元，基于振幅调制模式的所述无线频率信号，调整所述移相器的移相量。
2、 如权利要求1所述的调制装置，所述相位控制单元在振幅调制模式中， 基于已被调制为不同的振幅电平的第 一无线频率信号与第二无线频率信号的 振幅差，调整所述移相器的移相量。
3、 调制装置，生成进行了开关键控调制或四相移相键控调制的无线频率 信号，该调制装置包括信号生成单元， 一艮据调制方式，生成I信号和Q信号； 第一基带处理单元，对所述I信号进行基带处理，生成第一基带信号； 第二基带处理单元，对所述Q信号进行基带处理，生成第二基带信号； 本机振荡器，生成载波； 移相器，对所述载波的相位进行移位；第一混频器，将由所述本机振荡器生成的所述载波与所述第一基带信号 相乘，生成第一混合信号；第二混频器，将由所述移相器进行了移相的所述载波与所述第二基带信 号相乘，生成第二混合信号；合成单元，通过将所述第一混合信号和所述第二混合信号相互相加，生 成无线频率信号；以及相位控制单元，基于所述无线频率信号，估计所述第一混合信号和第二 混合信号的载波间的实际相位差与所述第 一混合信号和第二混合信号的载波间的目标相位差之间的相位偏移，并且控制所述移相器的移相量，以消除该 相4立偏移。
4、 如权利要求3所述的调制装置，还包括可变延迟单元，对所述第一基带信号或所述第二基带信号施加 延迟，所述相位控制单元基于所述无线频率信号，还估计所述第一基带信号的 传输路径与所述第二基带信号的传输路径之间的传输路径差，并且控制所述 可变延迟单元的延迟量以消除该传输路径差。
5、 如权利要求3所述的调制装置，所述相位控制单元通过调整所述移相 器的电容量，对所述相位偏移进行调谐。
6、 如权利要求4所述的调制装置， 所述相位控制单元由多级的晶体管构成，所述相位控制单元通过调整对所述晶体管施加的偏置电压，对所述延迟 量进行调谐。
7、 如权利要求3所述的调制装置，所述相位控制单元使用基于最大似然 原则的方法，估计所述相位偏移。
8、 如权利要求3所述的调制装置，所述相位控制单元基于所述无线频率 信号的振幅，估计所述相位偏移。
9、 如权利要求3所述的调制装置，所述相位控制单元^r测所述无线频率 信号的功率，并基于该功率，估计所述相位偏移。
10、 如权利要求4所述的调制装置，所述相位控制单元使用基于最大似 然原则的方法，估计所述相位偏移和所述传输路径差。
11、 如权利要求4所述的调制装置，所述相位控制单元基于所述无线频 率信号的振幅，估计所述相位偏移和所述传输路径差。
12、 如权利要求4所述的调制装置，所述相位控制单元#全测所述无线频 率信号的功率，在该功率与目标功率之间的差为预先设定的阈值以上时，控 制所述可变延迟单元的所述延迟量，在该功率与目标功率之间的差低于预先 设定的阈值时，控制所述移相器的所述移相量。
13、 解调装置，对进行了振幅调制或相位调制的无线频率信号进行解调， 该解调装置包括移相器，对载波的相位进行移位；乘法单元，对所述无线频率信号乘以所述载波而生成I信号，对所述无线频率信号乘以由所述移相器移相后的所述载波而生成Q信号；以及 相位控制单元，控制所述移相器的移相量，所述相位控制单元基于合成所述I信号和所述Q信号后获得的同相信号， 调整所述移相器的移相量，所述I信号和所述Q信号是为了使振幅调制模式 的所述I信号与所述Q信号同相而对所述移相器进行控制后获得的信号。
14、如权利要求13所述的解调装置，所述相位控制单元在振幅调制模式 中，基于已被调制为不同的振幅电平的所述无线频率信号的第一同相信号和 第二同相信号，调整所述移相器的移相量。
全文摘要
公开了在生成相位调制信号和振幅调制信号的调制装置中，能够校正IQ正交偏移并降低ON/OFF比的劣化的调制装置。在该装置中，移相器(174)基于从相位控制单元(180)输出的控制信号，控制电容器上施加的电压来调整电容量，由此对振荡器(173)产生的载波的相位进行移位。相位控制单元(180)使用相位偏移估计方法，基于输出RF信号S140估计移相器(174)的相位偏移。进而，相位控制单元(180)基于估计出的移相器(174)的相位偏移的估计值，对移相器(174)进行调谐以将I信号(S125)与Q信号(S135)的载波间的相位差保持为90度。
文档编号H04L27/04GK101595703SQ200880002738
公开日2009年12月2日 申请日期2008年1月30日 优先权日2007年1月30日
发明者平 罗, 藤田卓, 磊 黄 申请人:松下电器产业株式会社