用于无线通信的毗邻信道干扰检测的制作方法

专利名称：用于无线通信的毗邻信道干扰检测的制作方法
用于无线通信的毗邻信道干扰检测背景
I. 领域
本公幵一般涉及通信，尤其涉及用于在无线通信中检测毗邻信道干扰
(ACI)的技术。
II. 背景
无线通信系统被广泛部署以提供诸如语音、视频、分组数据、消息接发、广播等各种通信服务。这些系统可以是能够通过共享可用的系统资源来支持多个用户的多址系统。此类多址系统的示例包括码分多址(CDMA)系统、时分多址(TDMA)系统、频分多址(FDMA)系统、正交FDMA (OFDMA)系统、以及单载波FDMA (SC-FDMA)系统。
系统通常根据特定的码元率以及射频(RF)信道之间特定的载波间隔来工作。码元率决定在RF信道上传输的已调制信号的带宽。载波间隔决定毗邻
RF信道之间的距离。该系统通常对已调制信号规定发射遮罩。发射遮罩定义已调制信号在频率范围上的最大和最小振幅值D发射遮罩通常将已调制信号在每一RF信道上的带宽限定于码元率的一半或者以下。然而，发射遮罩规范可以不必严格遵守，并且已调制信号在每一RF信道上的一部分可能会"渗漏"到毗邻的RF信道上。对于给定的RF信道，来自毗邻RF信道的信号渗漏被称为毗邻信道干扰(ACI)。
ACI是构成由接收机观察到的总噪声和干扰的若干分量之一。ACI会降低己调制信号的收到信号质量，而这又会不利地影响性能。各种技术可被用于缓减ACI的有害作用。这些技术在ACI存在时可以改善性能，但是在ACI不存在时可能实际上会降低性能。因此，为了仅在适用时才激活ACI缓减技术，ACI的准确检测是非常可取的。概要
本文中描述了用于在无线通信系统中检测ACI的技术。在一种设计中，可以用第一 (例如，高通)滤波器响应对输入同相(I)和正交(Q)采样进行滤波以获得经滤波的I和Q采样。该第一滤波器响应可以被设计成放行毗邻频率信道中的信号而抑制合意频率信道以及非毗邻频率信道中的信号。可以确定经滤波的I和Q采样的相关性。经滤波的I和Q采样可以按码元率的数倍被过采样并且可以包括每一码元周期两个采样瞬间的z、、 /2、 &和&采样。在此情形中，可以如下描述地确定^、 /2、 &和《2采样的相关性。这些相关性对于不同工作情景会具有区别性的模式，并且可以利用其来进行ACI检测。
可以基于经滤波的I和Q采样的相关性以及输入I和Q采样的功率来检测ACI的存在。例如，可以基于A、 /2、 ^和^采样的相关性来计算中间项，并且使用这些中间项来检测ACI的存在。如果存在ACI，那么可以基于这些相关性之中的一个或更多个——例如^与&釆样之间的相关性和/或/2与^采样之间的相关性，来确定该ACI是来自较高频率信道还是较低频率信道。可以用可基于ACI的检测来调整的第二滤波器响应对输入I和Q采样进行滤波。例如，如果检测到来自较高频率信道的ACI，那么第二滤波器响应可以被移低，并且如果检测到来自较低频率信道的ACI，那么第二滤波器响应可以被移高。替换地或补充地，如果检测到ACI，那么第二滤波器响应的带宽可被调整。
本公开的各种方面和特征在下面进一步具体说明。
附图简要说明


图1示出了发射机和接收机的框图。图2示出了GSM中的示例帧和阵发(burst)格式。图3A和图3B示出了 GSM系统中的示例频谱。图4示出了接收机单元和解调器的框图。图5示出了 2倍过采样下的I和Q采样。图6示出了 ACI检测器的框图。
图7A、 7B和7C示出了三种工作情景的相关矩阵的元素的3D标绘。图8A和8B示出了频率偏移对I和Q采样上的作用。
8图9示出了在GSM中使用的GMSK的相关性i^(1，4)的标绘。
图IO示出了两个高通滤波器的频率响应。
图11示出了接收机处的数据滤波器的频率响应。
图12示出了用于检测和缓减ACI的过程。
具体说明
本文中所描述的ACI检测技术可用于诸如CDMA、 FDMA、 TDMA、OFDMA和SC-FDMA系统、广播系统、无线局域网(WLAN)等各种无线通信系统。术语"系统"和"网络"常被可互换地使用。CDMA系统可以实现诸如cdma2000、宽带CDMA(W-CDMA)等无线电技术。cdma2000涵盖IS-2000、IS-95、以及IS-856标准。TDMA系统可以实现诸如全球移动通信系统(GSM)、数字高级移动电话系统(D-AMPS)等无线电技术。这些不同的无线电技术和标准在本领域中是公知的。W-CDMA和GSM在来自名为"第三代伙伴项目(3GPP)"的组织的文献中描述。cdma2000在来自名为"第三代伙伴项目2(3GPP2)"的组织的文献中描述。3GPP和3GPP2文献是公众可获取的。为了清楚起见，以下就GSM来描述这些技术。
图1示出了无线通信系统中的发射机110和接收机150的框图。对于下行链路，发射机110可以是基站的一部分，而接收机150可以是无线设备的一部分。对于上行链路，发射机110可以是无线设备的一部分，而接收机150可以是基站的一部分。基站一般是与诸无线设备通信的固定站，并且也可以被称为B节点、演进B节点(eNode-B)、接入点等。无线设备可以是不动的或者移动的，并且也可以被称为移动站、用户装备、移动装备、终端、接入终端、站等。无线设备可以是蜂窝电话、个人数字助理(PDA)、无线调制解调器、无线通信设备、手持式设备、订户单元、膝上型计算机等。
在发射机110中，发射(TX)数据处理器120接收并处理(例如，格式化、编码、和交织)数据并且提供已编码数据。调制器130对已编码数据执行调制并且提供已调制信号。调制器130在GSM下可以执行高斯最小频移键控(GMSK)，在增强数据率全球演进(EDGE)下可以执行8进制相移键控(8-PSK)，等等。GMSK是连续相位调制方案，而8-PSK是数字调制方案。发射机单元(TMTR) 132调理(例如，滤波、放大、以及上变频)已调制信 号并生成经由天线134发射的RF已调制信号。在接收机150处，天线152接收来自发射机110和其他发射机的RF已调 制信号。天线152向接收机单元(RCVR) 154提供收到的RF信号。接收机单 元154调理(例如，滤波、放大和下变频)收到的RF信号、数字化经调理的 信号，并且提供采样。解调器160如下描述地处理这些采样并提供已解调数据。 接收(RX)数据处理器170处理(例如，解交织和解码)已解调数据并提供 已解码数据。 一般而言，由解调器160和RX数据处理器170进行的处理分别 与在发射机110处由调制器130和TX数据处理器120进行的处理互补。控制器/处理器140和180分别指导发射机110和接收机150处的操作。 存储器142和182分别存储由发射机110和接收机150使用的程序代码和数据。图2示出了GSM中的示例帧和阵发格式。传输的时间线被分成复帧。对 于用于发送用户专有数据的话务信道，每一复帧包括26个TDMA帧，这些 TDMA帧被标示为TDMA帧0到25。话务信道在每一复帧的TDMA帧0到 11以及TDMA帧13到24中发送。控制信道在TDMA帧12中被发送。在空 闲TDMA帧25中没有数据被发送，该空闲TDMA帧25被无线设备用以对邻 基站进行测量。每一TDMA帧被划分成8个时隙，这些时隙被标示为时隙O到7。每一 活跃的无线设备/用户在呼叫持续期间被指派一个或更多个时隙索引。每一无线 设备的用户专有数据在指派给该无线设备的时隙里并且在用于话务信道的 TDMA帧内发送。每一时隙里的传输在GSM中称为"阵发"。每一阵发包括 两个尾字段、两个数据字段、训练序列(或者中同步)字段、以及保护期(GP)。 每一字段里的码元数示出在括号中。阵发包括用于尾字段、数据、和中同步字 段的148个码元。在保护期里没有码元被发送。GSM系统可以在诸如GSM 850、 GSM 900、 GSM 1800、 GSM 1900等频 带中工作。每一频带涵盖数个200 KHz RF信道，这些200 KHz RF信道亦被称 为GSM信道、频率信道等。每一RF信道由一特定的ARFCN (绝对射频信道 号)标识。例如，GSM 900频带涵盖ARFCN 1到124， GSM 850频带涵盖 ARFCN 128到251， GSM 1800频带涵盖ARFCN 512到885，而GSM 1900频带涵盖ARFCN 512到810。 GSM系统通常在特定频带内的特定RF信道集合上工作。
图3A示出GSM系统中的示例频谱。在此示例中，在间隔为200 KHz的5个RF信道上传输5个RF已调制信号。示出感兴趣的RF信道中心频率为0Hz。两个舭邻的RF信道具有距合意RF信道的中心频率+200 KHz和-200 KHz的中心频率。下两个最近的RF信道(称为间阻或者非毗邻RF信道)具有距合意RF信道的中心频率+400 KHz和400 KHz的中心频率。在频谱中可能
有其他RF信道，为简单化而未在图3A中示出。在GSM中，RF已调制信号是以/贩=13000/40 = 270.8千码元/秒(Ksps)的码元率生成的并且具有最大
达±135 KHz的-3 dB带宽。由此，毗邻RF信道上的RF己调制信号可能在边缘处彼此交叠，如图3A中所示。
图4示出了图1中的接收机150处的接收机单元154和解调器160的设计的框图。在接收机单元154内，接收链410处理收到的RF信号并且提供记为Ibb和Qbb的I和Q基带信号。接收链410可以执行低噪声放大、模拟滤波、正交下变频等。模数转换器(ADC) 412以/^的采样率数字化I和Q基带信号并且提供记为Iade和Q流的I和Q采样。 一般而言，ADC采样率/^可以与码元率/^成任何整数或非整数倍数的关系。
在解调器160内，预处理器420对来自ADC 412的I和Q采样执行预处理。例如，预处理器420可以移除直流(DC)偏移、移除频率偏移等。输入滤波器422基于特定的频率响应对来自预处理器420的采样进行滤波并且提供记为I a和Q a的输入I和Q采样。滤波器422可以对I和Q采样进行滤波以抑制因由ADC 412进行采样以及他台扰乱源导致的镜频。滤波器422还可以执行采样率转换，例如从24倍过采样降到2倍过采样。数据滤波器424基于另 一频率响应对来自输入滤波器422的输入I和Q釆样进行滤波并且提供记为I出和Qa的输出I和Q采样。滤波器422和424可以用有限冲激响应(FIR)滤波器、无限冲激响应(IIR)滤波器、或者其他类型的滤波器来实现。可以选择滤波器422和424的频率响应以达成良好的性能。在一种设计中，滤波器422的频率响应是固定的，而滤波器424的频率响应是可配置的。ACI检测器430接收来自滤波器422的输入I和Q采样，检测收到的RF 信号中的ACI，并且向滤波器424提供ACI指示。ACI指示可以指示是否存在 ACI，并且如果存在，则指示该ACI是否归咎于以+200KHz为中心的较高RF 信道和域以-200 KHz为中心的较低RF信道。可以如下描述地基于该ACI指 示来调整滤波器424的频率响应以达成良好的性能。均衡器/检测器426接收来自滤波器424的输出I和Q采样并且对这些采 样执行均衡、匹配滤波、检测、和/或其他处理。例如，均衡器/检测器426可 以实现最大似然序列估计器(MLSE)，其确定在给定I和Q釆样序列和信道 估计的情况下最有可能已发射的码元序列。均衡器/检测器426还可以在均衡、 检测等之前执行共信道干扰(CCI)消去。均衡器/检测器426提供己解调数据。图5示出了 2倍过采样下的I采样序列和Q采样序列。I和Q基带信号可 以由ACD 412以码元率的数倍数字化。预处理器420和/或输入滤波器422可 以处理来自ADC 412的I和Q采样并且以码元率的两倍提供输入I和Q采样， 或即提供2倍采样。对于I采样序列，在每一码元周期f的两个采样瞬间处获 得两个釆样/々)和/2(/)，其中4(/)采样比/々)采样晚半个码元周期。对于Q 采样序列，在每一码元周期f的两个采样瞬间处获得两个采样A(O和其中&(0采样比仏(0采样晚半个码元周期。图3B示出了数字化之后的频谱。以/^#=540 KHz的采样率进行的2倍过采样导致+400KHz处的ACI发生混叠。具体而言，由于混叠，+400 KHz处 的信号分量出现在+140 KHz处并且400 KHz处的信号分量出现在-140 KHz 处。图6示出了图4中ACI检测器430的设计的框图。在ACI检测器430内， 高通滤波器610接收来自输入滤波器422的输入I和Q釆样，基于高通响应对 这些采样进行滤波，并且提供经滤波的I和Q采样。滤波器610抑制带内信号 以及可能的CCI和间阻分量，并且可以用IIR滤波器、FIR滤波器等来实现。 来自滤波器610的经滤波的I和Q采样多半包含噪声，并且包含来自近旁RF 信道的信号——若其存在的话。相关性计算单元620如下描述地计算经滤波的 I和Q采样的相关性。当均值为O时，相关性和协方差是等价的。功率计算单元630计算输入I和Q采样的总功率。ACI检测单元640接收来自单元620的相关性和来自单元630的总功率，确定是否存在ACI，并且提供ACI指示。由高通滤波器610接收的输入I和Q采样可如下给出
w)仏(o&(,)r， 式(l)
其中Y(0是具有属一个码元周期z的四个输入采样的4xI向量，并且"r"表示转置。
单元630可以如下地计算输入I和Q采样的总功率。
4 = [ "0 + ++ )], 式(2)
其中尸a是输入采样的总功率，而N是在其上计算此总功率的码元周期的数百。
一般而言，N可以是任何值。在一种设计中，N等于每一TDMA帧中为传输所分配的所有时隙里的码元周期的数目。例如，对于一个时隙，N可以近似等于150，对于两个时隙则为300，等等。在另一种设计中，N等于所分配的时隙里的码元周期数目的分数。例如，如果一个时隙里的样本之中为进行ACI检测而被处理的仅为其一半，那么N可以近似等于75。 一般而言，对于较大的N， ACI检测性能可以改善，而对于较小的N，计算复杂度可以得到降低。
来自高通滤波器610的经滤波的I和Q采样可以如下给出
欧)《(0孓(,)^Wf， 式(3)
其中5(,)是具有属一个码元周期/的四个经滤波采样的4xl向量。
单元620可以如下地基于经滤波的I和Q采样来计算相关矩阵Snn:
^^ + 'lj 5(0^(0， 式(4)其中g皿是包含16个元素K/,"的4x4矩阵，其中y，A-l， 2, 3, 4。凡力")是e皿的第j'行第a列中的元素，并且指示欧)的第y个与第a个元素之间的相关性。/ (,^可以通过如下方式获得(a)对每一码元周期6将 wo的第/'个元素与5(/)的第A个元素的复共轭相乘，以及(b)在N个码元周期上对这些结果取平均。这皿的元素可被表达为&(u) = Z r(0， / 朋(2,2) = Z《(0.《(0 ， 式(5) 、(3， 3) = Z《w r(0 ，A朋(4,4) = (0.《(0 ， i 朋(1，2) = E(,)《(0 ， / 朋(1,3) = ， A朋(1,4) = J] 《(0 ， i 朋(2， 3) = Z《(/)《'(/)， 及朋(2， 4) = (/).《(0 ， i 朋(3,4) = S孓(0.《(/)。的元素是关于对角线对称的，如此使得及 a "=i a力。基于经滤波的I和Q采样所计算出的相关矩阵Enn具有一些值得关注的特性，可以利用其来检测ACI的存在和极性。对各种工作情景计算了区皿，这些 工作情景包括(l)存在ACI的情景，这被称为ACI情景，(2)不存在ACI和 CCI的情景，这被称为SEN情景，以及(3)仅存在CCI的情景，这被称为CCI 情景。对于ACI情景，对10 dB、 0 dB禾口-IO dB的信号干扰比(CIR)计算 了Enn。对于SEN情景，对10dB、 OdB和-10 dB的每比特能量对总噪声和 干扰比(Eb/No)计算了Snn。对于CCI情景，对10 dB、 0 dB和-IO dB的 CIR计算了&皿。仿真了总共九种情形，其覆盖这三种工作情景之中每一种下 三个CIR或Eb/No值。对于每一情形，R皿均是在大量阵发上计算并取平均的。 表1给出了 CIR或者Eb/No为-10 dB的ACI、 SEN和CCI情景的的 元素值。表1-相关矩阵ACI情景 CIR=—10dBSEN情景 E固o = -10 dBCCI情景 CIR= —10 dB' i《2&《2' 16,180.33-1.895.728.590.44-1.87-0.120.220.010.120.03910.336.59-5.91-2.030.449.07-0.08-2.010.010.24-0.010.13-1.89-5.916.190,35-1.87-0.088.590.520.12-0.010.420.03《25.72-2.030.356.62-0.12-2.010.529.140.030.130.030.4514如图7A到7C和表1中所示，相关矩阵&皿对ACI、 SEN和CCI情景具 有区别性的模式。对于ACI情景，对角线元素^"(1，1)、 i (2,2)、 i (3,3)和 凡 (4,4)以及元素/ (1，4)和i ""(2,3)相对于g皿中的其余元素具有较大的值。 对于SEN情景，g皿的对角线元素相对于其余元素具有较大的值。对于CCI 情景，Enn的对角线元素相对于其余元素具有稍大的值，但是其差异不如ACI 和SEN情景的那么显著。g皿元素的这些区别性模式可以用来在不同的工作情 景下检测ACI。可以基于相关矩阵gnn以各种方式达成ACI检测。在一种设计中，g皿中的某些元素被组合以获得以下中间项4)l + l及朋(2,3川， 式(7)ACT=4'(ll(l,3)l + l^(2,4)|)，以及 式(8)及噪声=^(1(1,2)1+1(3,4)1)， 式(9) 其中"lxl"表示x的绝对值。^对;^包含B皿中对角线元素的平均，并且反映ACI中的功率。/ 。c,包含元素7^(1,4)和1(2,3)的平均，其中这些元素在ACI情景中很强。凡6 包含 元素/ (1,3)和i^(2，4)的平均，其中这些元素在SEN和CCI情景中相对较 强。/ ,包含元素及。 (1,2)和^U3,4)的平均，并且反映噪声本底。/Ul，2)是 彼此正交的^与^之间的相关性。类似地，i "n(3,4)是彼此正交的/2与《2，之 间的相关性。这些项的相对功率可以被用于检测ACI。 在一种设计中，可以如下来检测ACI的存在标志—ACP真——如果L >匸 / 对角线， 式(IO)标志—se^真——如果〉 rie . L ， 式(i i)
标志_噪声=真——如果i 。c, <r, .i 噪声， 式(12) 标志_功率=真——如果4< ;力率^对角线，以及 式(13)
ACL存在=标志—ACI &标志一SEN &标志—噪声&标志一功率，式(14)
其中4,、 r柳、r藥芦和r辦是用于检测aci的阈值。
在以上设计中，四个标志被用于检测ACI的存在并且如式(10)到(13)中所
示地被设置。每一标志可以在该标志右边的条件为真的情况下被设为'真'，
否则被设为'假，。标志—ACI用于基于元素i^(1，4)和及 (2，3)相对于/ 微教 的强度来检测ACI的存在。标志—SEN用于避免由于SEN情景而产生的虚警。 标志_噪声和标志_功率也用于避免虚警。虚警是指在不存在ACI时检测到 ACI。在式(14)中，当所有四个标志都是'真，时，认为ACI存在，否则认为 其不存在。
可以如下来确定阈值rad、 r咖、r噪声和r辦。对于高通滤波器6io
的给定的频率响应，可以为这三种工作情景之中的每一种下不同的CIR值计算
并标绘四个比值i^/z 对角线、i^,/及噪声和iV及对角线。对于每一
比值，获得关于ACI、 SEN、和CCI情景的三个标绘。可以基于&,// 对#线的
三个标绘来选择r。c,，以使得aci情景的标绘落在r。d的一侧而sen和cci 情景的标绘落在7^.的另一侧。类似地，可以基于ic,/L来选择r^ ，可以 基于&,/j ,来选择r藥声，并且可以基于iVi^躺来选择r辦。
可以基于Enn的元素来计算中间项及对泉续、^a"、凡en和及藥声，这些中 间项可以与高通滤波器610的频率响应相关。由于阈值是基于这些中间项来选 择的，因而阈值的选取可以与高通滤波器响应的选取相关。对于被选用的给定 高通滤波器响应，可以基于为该高通滤波器响应所获得的及对屑续、&C,、Ae 和
i 裙声来选择阈值rac,、 r卿、r藥声和r郝，以使得能够达到良好的aci检 测性能。
式(10)到(14)确定是否存在ACI，但是并不提供ACI的极性。如果ACI来 自+200 KHz处的较高的/右边的RF信道，那么ACI具有正极性，并且如果ACI 来自-200 KHz处的较低的/左边的RF信道，那么ACI具有负极性。ACI的极 性可以基于元素i (l，4)和i m(2,3)来确定。图8A和8B示出了频率偏移对I和Q采样的作用。图8A示出了两个复 采样(纟,仏)和(G,A)，这两个复采样是在收到的RF信号的载波频率与接收机 处的本机振荡器之间没有频率偏移的情况下在一个码元周期的两个采样瞬间 获得的。在该示例中，这两个采样分隔角度e。
图8B示出了在有/。的频率偏移的情况下获得的两个复采样(/;,《)和 由于频率偏移，图8A中的采样",仏)被旋转到(/:,《)，而采样(/2,《2)被
旋转到(《,《;)。采样(《,g;)比采样(/;，")晚了半个码元周期，并且因此比(/'，《)多 旋转了2;r/。A/，其中A 是半个码元周期。采样(/2",《)代表在没有2"/。 &的额
外相位旋转情况下第二个采样的假言位置。
对于给定的频率偏移/。，及 (1，4)可以表达为
i (l，4)=顺;}
=￡仏'[《cos (2;r /0 Af) + sin (2;r /。 A0]}. 式(15)
/2"} sin (2;r /。
式(15)假定￡ 《} 0 ，这可以通过观察到在SEN和CCI情景中& &并 且￡ {/, &} ￡ {/,仏} s 0来得以验证。这还可以在属SEN和CCI情景的图7B和 图7C中观察到，其中及 (1,4) 0。
图9示出了在GSM中使用的GMSK的K1,4)的标绘。统计上，i (l,4) 循迹sin(2;r/ Af)。对于在EDGE中使用的8-PSK获得及 (1,4)的类似标绘。由 于sin(2;r/。A0是/。的奇函数并且由于及 (1,4)紧密地循迹sin(2"/。 ，因而 / (1,4)的符号可以用于检测ACI的极性。
可以如下来确定ACI的极性
赠性41 ，"脸頻. 式(16)
一 lo其他
在式(16)中，如果iUl，4)大于K2，3)，那么ACIj及性被设为'1'以指
示ACI是来自较高的/右边的RF信道，否则ACI—极性被设为'0'以指示ACI 是来自较低的/左边的RF信道。及 (2,3)应当与/ (1,4)幅值相近但极性相反。 1(1,4)和1(2,3)的共同使用可以允许对ACI的极性作出稳健的检测。ACI指示可以随后如下来设置 ACI指示
0如果ACI—存在=0
1如果ACI—存在=1 & ACI—极性=1 . 式(17) 2如果ACI存在=1 & ACI极性=0
在式(17)中，ACI指示被设为'0，以指示没有ACI，被设为以指示
来自+200KHz处的较高RF信道的ACI，以及被设为'2，以指示来自-200KHz
处的较低RF信道的ACI。仿真指示当正确地检测到ACI的存在时可以以更大 准确度检测ACI极性。还可以将K1，4)与阈值进行比对，并且如果l(l,4)小
于该阈值，那么可以认为ACI在较高的和较低的RF信道两者中均存在。
基于相关性的ACI检测器的性能可以由各种度量来量化，诸如ACI的检 出率、SEN和CCI情景中的虚警率等。希望具有高ACI检出率，这意味着当 存在ACI时在大多数情形中能检测到ACI。还希望在SEN和CCI情景中具有 低虚警率，这意味着当在SEN和CCI情景中不存在ACI时，仅在很小百分比 的情形中错误地检测到ACI。在不同的工作情景中并且对于每一工作情景跨不 同的CIR或Eb/No值评估了基于相关性的ACI检测器。发现该基于相关性 的ACI检测器具有良好的ACI检出率并且在SEN和CCI情景中具有低虚警率。
就阈值r辦、r。c,、 r凝声和r则而言，Aci检测性能是相当稳健的。
如上所提及的，图6中的高通滤波器610的频率响应对ACI检测性能具 有影响。图3B图解了关于高通滤波器610的若干设计考量。滤波器610应当 放行±200 KHz处的ACI，抑制直流处的合意信号和CCI，并且抑制±400 KHz处 的ACI以及±140 KHz处的混叠镜频。希望避免±400 KHz处的ACI及其镜频， 以使得该ACI不会误触发ACI检测器。
一般而言，可以用诸如椭圆滤波器、巴特沃斯滤波器、切比雪夫滤波器、 贝塞尔滤波器等各种类型的滤波器来实现滤波器610。椭圆滤波器在过渡带中 具有陡峭的滚降，并且可以提供比其他类型的滤波器更好的ACI检测性能。对 于椭圆滤波器而言，通带波纹、过渡带、和阻带衰减是可选择的设计参数。一 般用较大的通带波纹可以获得陡峭的过渡带。
图10示出了两个三阶椭圆高通滤波器的频率响应。若在GSM中用2倍 过采样，则可见频谱为从-270KHz至lj+270KHz并且同时在正频率和负频率中每540 KHz重复一次。这两个高通滤波器具有相同的185 KHz通带边缘并且在 阻带中具有50dB或更大的衰减。然而，这两个滤波器具有1 dB和4 dB的不 同通带波纹。对这两个滤波器评估了 ACI检测性能。具有4dB通带波纹的滤 波器具有比l dB通带波纹的滤波器好的ACI检测性能，这表明陡峭的过渡带 改善ACI检测性能。
还对具有100、 140、 170、 185、 200和240 KHz不同的通带边缘但具有 相同的4 dB通带波纹和50 dB衰减的各种三阶椭圆滤波器评估了 ACI检测性 能。发现通带边缘落在170到200 KHz范围内的滤波器具有比通带边缘落在 该范围以外的滤波器好的ACI检测性能。
滤波器610可以被实现为实高通滤波器，其与复高通滤波器相比计算量降 低。实滤波器使用实系数并且具有关于直流对称的频率响应，例如，如图3B 中所示。实高通滤波器可以足以放行+200 KHz处的ACI并抑制+400 KHz处的 ACI及其在+140KHz处的镜频。由于如上所述，可以基于K1，4)和/U2，3)来
检测ACI极性，因而也可以使用实高通滤波器。
图11示出图4中数据滤波器424的示例频率响应。在此示例中，滤波器 424具有近似100KHz的带宽。 一般而言，滤波器424可以具有任何频率响应 和任何带宽，其可被选择以在例如无ACI等的标称环境下提供良好的性能。
数据滤波器424的频率响应可以基于来自ACI检测器430的ACI指示以 各种方式来调整。在一种设计中，当检测到ACI时移换滤波器424的频率响应， 但不改变滤波器424的带宽。当ACI指示被设为'l'以指示来自较高RF信 道的ACI时，滤波器424的频率响应可以被移低/左移-/ 并且移离+200 KHz 处的ACI。当ACI指示被设为'2'以指示来自较低RF信道的ACI时，滤波 器424的频率响应可以被移高/右移+/移*并且移离-200 KHz处的ACI。当ACI 指示被设为'0'以指示没有ACI时，滤波器424的频率响应可以以直流为中 心。 一般而言，/移*可以是任何合适的值，例如20KHz或其他某个值。
在另一种设计中，当检测到ACI时，滤波器424的带宽被调整。当没有 检测到ACI时，带宽可以被设为5『##，而当检测到ACI时，带宽可以被设 为5『小，其中5『々<5『 标称o在又一种设计中，当检测到ACI时，数据滤波器424的下通带边缘和/或 上通带边缘可被调整。当没有检测到ACI时，下通带边缘和上通带边缘可以分 别被设为丄标称andC/新称。当ACI指示被设为'1，以指示来自较高RF信道的 ACI时，上通带边缘可以被设为f/々，其中t/,力< [/标#。当ACI指示被设为 '2'以指示来自较低RF信道的ACI时，下通带边缘可以被设为Z々，其中|丄 v, I < I ￡絲I 。
一般而言，可以基于ACI检测来调整接收路径中的任何滤波器(例如， 图4中的输入滤波器422和/或数据滤波器424)的频率响应以改善性能。滤波 器响应还可以按各种方式来调整，例如如上所描述的方式。基于ACI的可靠检 测对滤波器响应的正当调整可以改善总性能，该总性能可以由较低的误帧率 (FER)、误比特率(BER)等来量化。
图12示出了用于检测和缓减ACI的过程1200。输入I和Q采样可以基于 在GSM系统或其他某种系统中收到的信号来获得。可以用第一 (例如，高通) 滤波器响应对输入I和Q采样进行滤波以获得I和Q采样(框1212)。该第 一滤波器响应可以被设计成放行毗邻频率信道中的信号而抑制合意频率信道 以及非毗邻频率信道中的信号。该第一滤波器响应可以具有(a)放行毗邻频率信 道的至少一部分的通带，以及(b)抑制合意频率信道、距该合意频率信道两个频 率信道开外的非毗邻频率信道(例如，+400 10^处的间阻)以及该非毗邻频 率信道的混叠镜频的阻带。该滤波可以基于例如实高通滤波器响应以降低复杂 度。
可以确定I和Q采样的相关性(框1214) 。 I和Q采样可以按码元率的数 倍被过采样并且可以包括每个码元周期两个采样瞬间的6，/2,W和《2采样， 例如，如图5中所示那样。可以确定^、 /2、 ^和《2的相关性，例如，如 式(4)中所示那样。
可以基于I和Q采样的相关性来检测ACI (框1216)。输入I和Q釆样 的功率也可被确定并且用于检测ACI。可以基于^、 /2、 ^和&采样的相 关性来计算多个中间项，例如如式(6)到(9)中所示那样。这多个中间项可以包 括(l)关于/" /2、 &和《2采样的自相关的项i 对詹统，(2)关于/!与w采样之
间的相关性以及/2与^采样之间的相关性的项(3)关于^与/2采样之间的相关性以及^与《2采样之间的相关性的项& ，以及(4)关于^与&采样 之间的相关性以及/2与《2采样之间的相关性的项及藥声。
可以基于这些中间项和多个阈值来检测ACI。例如，可以基于这些中间项 和这些阈值来置位多个标志，并且可以基于这些标志来确定ACI的存在。如果 存在ACI，那么可以基于这些相关性之中的一个或更多个，例如/,与《2采样 之间的相关性和/或/2与&采样之间的相关性，来确定该ACI是来自较高频率 信道还是较低频率信道，例如，如式(16)中所示那样。ACI检测可以提供指示 是否存在ACI、并且如果存在ACI、该ACI是否来自较高频率信道和/或较低 频率信道的指示。ACI检测也可以用其他方式来执行。也可以使用I和Q釆 样的子集来进行ACI检测以降低计算量。
可以基于第二滤波器响应对输入I和Q采样进行滤波以获得输出I和Q 采样(框1218)。该第二滤波器响应可以基于ACI检测来调整(框1220)。 例如，如果检测到来自较高频率信道的ACI，那么第二滤波器响应可以被移低， 并且如果检测到来自较低频率信道的ACI，那么第二滤波器响应可以被移高。 替换地或补充地，如果检测到ACI，那么第二滤波器响应的带宽可被调整。
本文中描述的这些技术可以藉由各种手段来实现。例如，这些技术可在硬 件、固件、软件、或其组合中实现。对于硬件实现，用于检测ACI、对I和Q 采样进行滤波等的各处理单元可以实现在一个或更多个专用集成电路(ASIC)、 数字信号处理器(DSP)、数字信号处理器件(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、 现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、电子 设备、设计成执行本文中所描述的功能的其他电子单元、计算机、或其组合内。
对于固件和/或软件实现，这些技术可用执行本文中描述的功能的模块(例 如，规程、函数等等)来实现。固件和/或软件代码可被存储在存储器(例如， 图1中的存储器182)中，并由处理器(例如，处理器180)执行。该存储器 可被实现在处理器内，或可外置于处理器。
实现本文中所描述的技术的装置可以是独立单元或者可以是设备的一部 分。该设备可以是(i)独立的集成电路(IC) 、 (ii)可以包括用于存储数据和/或 指令的存储器IC的一个或更多个IC的集合、(iii)诸如移动站调制解调器(MSM)之类的ASIC、 (iv)可被嵌入其他设备内的模块、(v)蜂窝电话、无线 设备、手持机或者移动单元，(vi)其他等等。
提供前面对本公开的描述是为了使本领域任何技术人员皆能制作或使用 本公开。对本公开的各种修改对于本领域技术人员将是显而易见的，并且本文 中定义的普适原理可被应用于其他变形而不会脱离本公开的精神或范围。由 此，本公开并非旨在被限定于本文中所描述的示例，而是应被授予与本文中公 开的原理和新颖性特征一致的最广义的范围。
权利要求
1.一种装置，包括至少一个处理器，配置成确定同相(I)和正交(Q)采样的相关性并且基于所述I和Q采样的相关性来检测毗邻信道干扰(ACI)；以及耦合到所述至少一个处理器的存储器。
2. 如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述至少一个处理器被配置成用滤波器响应对输入I和Q采样进行滤波以获得为其确定所述相关性的所述 I和Q采样。
3. 如权利要求2所述的装置，其特征在于，所述滤波器响应具有选择成 放行毗邻频率信道中的信号的通带。
4. 如权利要求3所述的装置，其特征在于，所述滤波器响应具有选择成 抑制合意频率信道以及至少一个非毗邻频率信道中的信号的阻带。
5. 如权利要求3所述的装置，其特征在于，所述滤波器响应具有选择成 抑制非毗邻频率信道以及所述非毗邻频率信道的混叠镜频的阻带。
6. 如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述至少一个处理器被配置 成用实高通滤波器响应对输入I和Q采样进行滤波以获得为其确定所述相关性 的所述I和Q采样。
7. 如权利要求2所述的装置，其特征在于，所述至少一个处理器被配置 成确定所述输入I和Q采样的功率并且进一步基于所述输入I和Q采样的功率 来检测ACI。
8. 如权利要求l所述的装置，其特征在于，所述I和Q采样以码元率的数倍被过采样并且包括每一码元周期两个采样瞬间的/。 /2、 ^和《2采样， 并且其中所述至少一个处理器被配置成确定所述A、 /2,、 ^和&采样的相 关性。
9. 如权利要求8所述的装置，其特征在于，所述至少一个处理器被配置 成基于所述A、 &、 &和&采样的相关性来计算多个中间项并且基于所述 多个中间项和多个阈值来检测ACI。
10. 如权利要求9所述的装置，其特征在于，所述多个中间项包括以下各 项之中的至少一项关于所述A、 /2、 ^和《2釆样的自相关的第一项、关于所述^与《2采样之间的相关性以及所述/2与^采样之间的相关性的第二 项、关于所述^与^采样之间的相关性以及所述^与《2采样之间的相关性的 第三项、以及关于所述A与^采样之间的相关性以及所述/2与《2采样之间的 相关性的第四项。
11. 如权利要求9所述的装置，其特征在于，所述至少一个处理器被配置成基于所述多个中间项和所述多个阈值来置位多个标志并且基于所述多个标志来确定ACI的存在。
12. 如权利要求8所述的装置，其特征在于，所述至少一个处理器被配置 成基于所述^与^采样之间的相关性来确定ACI是来自较高频率信道还是较 低频率信道。
13. 如权利要求12所述的装置，其特征在于，所述至少一个处理器被配 置成进一步基于所述/2与&采样之间的相关性来确定ACI是来自所述较高频 率信道还是所述较低频率信道。
14. 如权利要求l所述的装置，其特征在于，所述至少一个处理器被配置 成提供指示是否存在ACI、并且如果存在ACI、则所述ACI是来自较高频率信道还是较低频率信道的指示。
15. 如权利要求l所述的装置，其特征在于，所述至少一个处理器被配置成对阵发获得第一序列的I采样以及第二序列的Q采样，并且基于所述第一序 列中的I采样的子集以及所述第二序列中的Q采样的子集来确定所述I和Q采 样的相关性。
16. 如权利要求l所述的装置，其特征在于，所述至少一个处理器被配置 成基于滤波器响应对输入I和Q采样进行滤波以获得输出I和Q采样并且基于 所述ACI的检测来调整所述滤波器响应。
17. 如权利要求16所述的装置，其特征在于，所述至少一个处理器被配 置成若检测到来自较高频率信道的ACI则将所述滤波器响应移低，并且若检测 到来自较低频率信道的ACI则将所述滤波器响应移高。
18. 如权利要求16所述的装置，其特征在于，所述至少一个处理器被配 置成若检测到ACI则调整所述滤波器响应的带宽。
19. 如权利要求l所述的装置，其特征在于，所述至少一个处理器被配置 成基于在全球移动通信系统(GSM)系统中收到的信号来获得所述I和Q采样。
20. —种方法，包括-确定同相(I)和正交(Q)采样的相关性；以及 基于所述I和Q采样的相关性来检测毗邻信道干扰(ACI)。
21. 如权利要求20所述的方法，其特征在于，还包括 用滤波器响应对输入I和Q采样进行滤波以获得为其确定所述相关性的所述I和Q采样，所述滤波器响应具有选择成放行毗邻频率信道中的信号的通带 以及选择成抑制合意频率信道以及至少一个非毗邻频率信道中的信号的阻带。
22. 如权利要求20所述的方法，其特征在于，所述I和Q采样以码元率 的数倍被过采样并且包括每一码元周期两个釆样瞬间的/2、 ^和《2采 样，并且其中所述ACI检测包括基于所述^、 /2、 ^和&采样的相关性计算多个中间项，以及 基于所述多个中间项和多个阈值来检测ACI。
23. 如权利要求22所述的方法，其特征在于，还包括 基于所述A与^釆样之间的相关性、或所述Z'2与^采样之间的相关性、或这两个相关性来确定ACI是来自较高频率信道还是较低频率信道。
24. —种装置，包括用于确定同相(I)和正交(Q)采样的相关性的装置；以及 用于基于所述I和Q采样的相关性来检测毗邻信道干扰(ACI)的装置。
25. 如权利要求24所述的装置，其特征在于，所述I和Q采样以码元率 的数倍被过采样并且包括每一码元周期两个采样瞬间的！" ！'2、 W和&采 样，并且其中所述用于检测ACI的装置包括用于基于所述A、^、 &和&采样的相关性来计算多个中间项的装置，以及用于基于所述多个中间项和多个阈值来检测ACI的装置。
26. 如权利要求25所述的装置，其特征在于，还包括 用于基于所述A与《2采样之间的相关性、或所述/2与W采样之间的相关性、或这两个相关性来确定ACI是来自较高频率信道还是较低频率信道的装 置。
27. —种计算机程序产品，包括计算机可读介质，包括用于使计算机确定同相(I)和正交(Q)采样的相关性的代码；以及 用于基于所述I和Q采样的相关性来检测毗邻信道干扰(ACI)的代码。
28. 如权利要求27所述的计算机程序产品，其特征在于，还包括用于基于每一码元周期两个采样瞬间的/。 /2、 ^和《2采样的相关性 来计算多个中间项的代码，以及用于基于所述多个中间项和多个阈值来检测ACI的代码。
29. 如权利要求28所述的计算机程序产品，其特征在于，还包括 用于基于所述A与《2采样之间的相关性、或所述/2与们采样之间的相关性、或这两个相关性来确定ACI是来自较高频率信道还是较低频率信道的代 码。
30. —种无线设备，包括至少一个处理器，配置成确定同相(I)和正交(Q)采样的相关性，并且 基于所述I和Q采样的相关性来检测毗邻信道干扰(ACI);以及 耦合到所述至少一个处理器的存储器。
31. 如权利要求30所述的无线设备，其特征在于，所述I和Q采样以码 元率的数倍被过釆样并且包括每一码元周期两个釆样瞬间的6、 /2、 ^和《2 采样，并且其中所述至少一个处理器被配置成基于所述A、 /2,、 ^和《2采 样的相关性来计算多个中间项，并且基于所述多个中间项和多个阈值来检测 ACI。
32. 如权利要求31所述的无线设备，其特征在于，所述至少一个处理器 被配置成基于所述h与《2采样之间的相关性、或所述/2与^采样之间的相关 性、或这两个相关性来确定ACI是来自较高频率信道还是较低频率信道。
全文摘要
描述了用于在无线通信系统中检测毗邻信道干扰(ACI)的技术。用第一滤波器响应对输入同相(I)和正交(Q)采样进行滤波以获得经滤波的I和Q采样。该第一滤波器响应被设计成放行毗邻频率信道中的信号而抑制合意频率信道以及非毗邻频率信道中的信号。确定经滤波的I和Q采样的相关性。基于经滤波的I和Q采样的这些相关性以及输入I和Q采样的功率来检测ACI的存在。如果存在ACI，那么基于这些相关性之中的一个或更多个来确定该ACI是来自较高频率信道还是较低频率信道。用基于ACI的检测来调整的第二滤波器响应对输入I和Q采样进行滤波。
文档编号H04B1/12GK101636921SQ200880008132
公开日2010年1月27日 申请日期2008年3月13日 优先权日2007年3月15日
发明者R·查拉, 耿吉峰 申请人:高通股份有限公司