专利名称：接收机以及接收方法
技术领域：
本发明涉及接收机以及接收方法，特别涉及利用多载波方式收发信号的接收机以及接收方法。
本申请基于2007年6月26日向日本申请的专利申请2007-167406号主张优先权，在此援引其内容。
背景技术：
在基站装置与终端间使用中继器的中继通信和经由多个终端进行通信的多跳(multihop)通信等这样的通过多个路径的通信中，在终端中，如图16所示那样，多个延迟波累积构成的延迟波群伴随着较大的延迟到来多个。图16中作为其一个例子表示3个延迟波群到来的情形。
在图16中，横轴表示时间，纵轴表示终端接收的接收波的瞬时电力。如从图中可知的，在该终端中第1个延迟波群、第2个延迟波群、第3个延迟波群分别依次经过时间间隔后到来。
在这种环境中，延迟波越过保护间隔(GIGuard Interval)区间到来。所谓保护间隔区间，是指在以多载波方式传输数据时附加到数据信号的冗余部分。
在多载波传输中，如果存在越过保护间隔区间的延迟波，则产生由于前面的符号(symbol)进入FFT(高速傅立叶变换Fast Fourier Transform)区间而产生的符号间干扰(ISIInter Symbol Interference)，和由于符号的间隙即信号的不连续区间进入高速傅立叶变换区间而产生的载波间干扰(ICIInter Carrier Interference)。
图17是表示经过多径环境从无线发送机到达无线接收机的信号的图。在此，横轴取时间。符号s1～s4表示经过多径环境从无线发送机到达无线接收机的信号，经由4个多径到达。在符号前面，附加拷贝(copy)符号的后半部分的保护间隔GI。
从上面起的第1个信号s1表示直达波，第2个信号s2表示产生了保护间隔GI以内的延迟t1的延迟波。此外，作为第3个、第4个延迟波的信号s3、s4表示产生了超过保护间隔GI的延迟t2、t3的延迟波。
位于第3个、第4个延迟波的信号s3、s4前面的斜线部分表示期望符号之前的符号进入期望符号的FFT区间的部分。区间t4表示期望符号的FFT区间，上述斜线部分成为上述ISI成分。ISI成分是干扰成分，因此成为解调时的性能劣化的原因。此外，在第3个、第4个延迟波的信号s3、s4中，符号的间隙K进入区间t4，这成为上述ICI的原因。
图18(a)以及图18(b)是表示在多载波方式的信号收发中子载波间正交的情形和由于ICI而在子载波之间产生干扰的情形的图。图18(a)表示不产生ICI，子载波间不产生干扰的情形，图18(b)表示由于ICI而在子载波间产生干扰的情形。
在不存在超过保护间隔GI的延迟波的情况下，如图18(a)所示，注意虚线部分的频率，处于仅包含某一个子载波成分，不包含其他子载波成分的状态。这种状态是保持了子载波间的正交性的状态。在通常的多载波通信中以该状态进行解调。
与此相对，在存在超过保护间隔GI的延迟波的情况下，如图18(b)所示，注意虚线部分的频率，在期望的子载波成分以外还包含相邻的子载波的成分，形成干扰。这种状态是没有保持子载波间的正交性的状态。ICI成分成为性能劣化的原因。
以下的专利文献1中提出了用于改善上述存在超过保护间隔GI的延迟波的情况下的由ISI、ICI产生的性能劣化的一种技术。在该现有技术中，一旦进行解调工作以后，利用纠错结果(MAP解码器输出)，生成包含上述ISI成分以及上述ICI成分的期望以外的子载波的复制信号(副本(replica)信号)后，对于从接收信号中除去该复制信号后的信号，进行再次解调工作，由此进行ISI、ICI的性能改善。
另一方面，作为组合上述多载波传输方式和CDM(Code DivisionMultiplexing码分复用)方式的方式，提出了MC-CDM(Multi Carrier-CodeDivision Multiplexing，多载波-码分复用)方式。
图19(a)以及图19(b)是表示MC-CDMA方式中的子载波和与各子载波对应的正交符号的关系的图。在这些图中，横轴取频率。作为一个例子，图19(a)表示MC-CDMA方式中的8个子载波。此外，作为与各子载波对应的正交符号，图19(b)表示C8，1、C8，2、C8，7这3种。在此，C8，1＝(1，1，1，1，1，1，1，1)，C8，2＝(1，1，1，1，-1，-1，-1，-1)，C8，7＝(1，-1，-1，1，1，-1，-1，1)。通过对数据乘以这3种正交符号，能够使用相同时间和相同频率对3个数据系列进行多重通信，这是MC-CDM方式的一个特征。
另外，C8，1、C8，2、C8，7这3种正交符号全部是周期为8的正交符号，通过在一个周期期间内进行加法，能够在正交符号之间进行数据的分离。另外，图19(a)中的SFfreq表示上述正交符号的周期。例如，C8，1与C8，1的内积是1。与此相对，C8，1与C8，2的内积是0。
图20(a)以及图20(b)是表示MC-CDMA方式的信号在空中传播，无线接收机接收时的符号C’8，1、C’8，2、C’8，7、C”8，1、C”8，2、C”8，7的情形的图。图20(a)表示在上述正交符号的周期中没有频率变动的情况。此时，用C’8，1进行逆扩频(despreading)。即，取与C’8，1的内积，也就是说在将SFfreq内的全部的值相加的情况下，C’8，1为4，C’8，2、C’8，7为0。这种状况称作保持了符号间的正交性。
与此相对，如图20(b)那样，在上述正交符号的周期中存在频率变动的情况下，在用C”8，1进行逆扩频的情况下，也就是说在取与C”8，1的内积的情况下，C”8，1为5，C”8，2为3，C”8，7为0。即，成为在C”8，1与C”8，2之间存在干扰成分，未保持符号间的正交性的状况。这样，在传播路径的频率变动较快(在频率方向上较快地变动)的情况下，在MC-CDMA方式中，码元间干扰(Multi Code Interference)成为性能劣化的原因。
专利文献2以及非专利文献1中记载了用于改善由上述符号间的正交性的丧失造成的性能劣化的一种方法。在这些现有技术中，虽然存在下行链路、上行链路的区别，但为了去除两者中由于MC-CDMA通信时的码元多路复用造成的码元间干扰，通过使用纠错后或者逆扩频后的数据来除去期望码元以外的信号，实现性能的改善。
专利文献1特开2004-221702号公报 专利文献2特开2005-198223号公报 非专利文献1”Downlink Transmission of Broadband OFCDM Systems-Part IHybrid Detection”，Zhou.Y.；Wang.J.；Sawahashi.M.Page(s)718-729，IEEE Transactions on Communication(Vol.53，Issue 4)
发明内容
发明要解决的问题
但是，在上述技术中，存在解码子载波数较多的多载波信号以及MC-CDM信号时的运算量增加的问题。此外，在去除MC-CDM时的码元间干扰时，存在运算量以码元多路复用数的程度增加的问题。
本发明鉴于上述情况而作，其目的在于提供一种能够减少解调从发送机接收的信号时的运算量的接收机以及接收方法。
用于解决问题的手段
(1)本发明为了解决上述问题而作，本发明的一种方式的接收机包括块分割设定部，基于到来的延迟波群设定块分割设定值；副本信号生成部，基于接收信号生成作为发送信号的副本的副本信号；延迟波除去部，使用由所述块分割设定部设定的所述块分割设定值和所述副本信号，从接收信号中对每个指定时间带除去延迟波；合成部，合成所述延迟波除去部对每个指定时间带除去延迟波后的信号；以及判断部，对所述合成部合成的信号进行判断。
在本发明中，基于到来的延迟波群进行块分割，使用通过块分割设定的块分割设定值和副本信号，从接收信号中对每个指定时间带除去延迟波，合成该对每个指定时间带除去延迟波后的信号，并对该合成的信号进行判断。据此，能够对除去了延迟波的信号进行FFT处理，同时能够对通过除去延迟波而减少了频率选择性的信号进行逆扩频处理，能够以与码元数无关的运算量，进行码元间干扰的除去，因此能够减少在接收机中解调从发送机接收的信号时的运算量。
(2)此外，本发明的一种方式的接收机的所述块分割设定部基于各延迟波群的起点和终点进行集群化，基于所述集群，设定所述块分割设定值。
(3)此外，本发明的一种方式的接收机的所述块分割设定部将电力、路径数、时间中的任一个小于指定值的集群从块中除去。
(4)此外，本发明的一种方式的接收机的所述块分割设定部将电力、路径数、时间中的任一个小于指定值的集群作为与其他集群相同的块使用。
(5)此外，本发明的一种方式的接收机的所述块分割设定部基于指定电力设定延迟波群的起点和终点。
(6)此外，本发明的一种方式的接收机的所述块分割设定部基于信道冲激响应估计值的极值设定延迟波群的起点和终点。
(7)此外，本发明的一种方式的接收机的所述块分割设定部基于信道冲激响应估计值的切线角度或斜率设定延迟波群的起点和终点。
(8)此外，本发明的一种方式的接收机的所述块分割设定部综合使用指定电力、信道冲激响应估计值的极值、信道冲激响应估计值的切线角度或斜率来设定延迟波群的起点和终点。
(9)此外，本发明的一种方式的接收方法执行块分割设定步骤，基于到来的延迟波群设定块分割设定值；副本信号生成步骤，基于接收信号生成作为发送信号的副本的副本信号；延迟波除去步骤，使用由所述块分割设定步骤设定的所述块分割设定值和所述副本信号，从接收信号中对每个指定时间带除去延迟波；合成步骤，合成所述延迟波除去步骤对每个指定时间带除去延迟波后的信号；以及判断步骤，对所述合成步骤合成的信号进行判断。
发明的效果
根据本发明的接收机以及接收方法，能够减少解调从发送机接收的信号时的运算量。
图1是表示对本发明的第一实施例的无线接收机发送信号的无线发送机的结构的概略模块图。
图2是表示从无线发送机向无线接收机发送的多载波信号的帧格式的图。
图3是表示本发明的第一实施例的无线接收机的结构的概略模块图。
图4是表示本发明的第一实施例的MAP检测部23的结构的一个例子的图。
图5是表示本发明的第一实施例的无线接收机的工作的一个例子的流程图。
图6是表示本发明的第一实施例的信道冲激响应估计值的图。
图7是表示本发明的第一实施例的软补偿块部(ソフトキヤンセラブロツク)中的信道冲激响应估计值的图。
图8是表示本发明的第一实施例的传播路径/噪声电力估计部的结构的图。
图9是用于本发明的第二实施例的集群化的说明的图。
图10是用于本发明的第三实施例的集群化的说明的图。
图11是比较本发明的第一实施例与第三实施例的集群化的说明图。
图12是用于本发明的第四实施例的集群化的说明的图。
图13是用于本发明的第五实施例的集群化的说明的图。
图14是用于本发明的第六实施例的集群化的说明的图。
图15是用于本发明的第七实施例的集群化的说明的图。
图16是用于延迟波群的说明的图。
图17是表示经过多径环境从无线发送机到达无线接收机的信号的图。
图18是表示在多载波方式的信号收发中子载波间正交的情形和由于ICI而在子载波之间产生干扰的情形的图。
图19是表示MC-CDMA方式中的子载波和与各子载波对应的正交符号的关系的图。
图20是表示MC-CDMA方式的信号在空中传播，无线接收机接收时的符号的情形的图。
符号说明
1S/P转换部；2-1～2-4各码元信号处理部；3纠错编码部；4位交错部；5调制部；6符号交错部；7频率-时间扩频部；8DTCH多路复用部；9PICH多路复用部；10扰频部；11IFFT部；12GI插入部；21符号同步部；22传输路径/噪声电力估计部；23MAP检测部；24-1～24-4各码元MAP解码部；25位解交错部；26MAP解码部；27加法部；28副本信号生成部；29-1～29-4各码元符号生成部；30位交错部；31符号生成部；32符号交错部；33频率-时间扩频部；34DTCH多路复用部；35PICH多路复用部；36扰频部；37IFFT部；38GI插入部；39P/S转换部；41延迟波副本生成部；42加法部；43GI除去部；44FFT部；45-1～45-3软补偿块部；46MMSE滤波部；47-1～47-4各码元对数似然比输出部；48逆扩频部；49符号解交错部；50软判断输出部；61传播路径估计部；62前同步码(preamble)副本生成部；63噪声电力估计部；70MAC部；71滤波部；72D/A转换部；73频率转换部；74发送天线；75接收天线；76频率转换部；77A/D转换部；79块分割设定部
具体实施例方式
(第一实施例) 在本实施例中，说明在存在由超过保护间隔的延迟波产生的ISI以及ICI、由传播路径的频率选择性产生的码元间干扰的情况下，也能取得良好性能的无线接收机。
图1是表示对本发明的第一实施例的无线接收机发送信号的无线发送机的结构的概略模块图。该无线发送机包括S/P(Serial/Parallel串行/并行)转换部1、各码元信号处理部2-1～2-4、DTCH(Data Traffic Channel数据流量信道)多路复用部8、PICH(Pilot Channel导频信道)多路复用部9、扰频(scrambling)部10、IFFT(Inverse Fast Fourier Transform逆高速傅立叶变换)部11、和GI插入部12。各码元信号处理部2-1～2-4分别包括纠错编码部3、位交错(interleave)部4、调制部5、符号交错(interleave)部6、和频率-时间扩频部7。
在S/P转换部1中，输入从MAC(Media Access Control媒体访问控制)部70输出的信息信号，S/P转换部1的串行-并行转换的输出被输入到各码元信号处理部2-1～2-4中。另外，各码元信号处理部2-2～2-4的结构与各码元信号处理部2-1相同，因此，以下将各码元信号处理部2-1作为它们的代表进行说明。
输入到各码元信号处理部2-1的信号在纠错编码部3中进行Turbo编码、或者LDPC(Low Density Parity Check，低密度奇偶校验)编码、卷积编码等任一种纠错编码处理，对于纠错编码部3的输出，为了基于由频率选择性衰减产生的接收电力下降而改善突发错误的产生，利用位交错部4以适当的顺序替换每一位的次序后输出。
在调制部5中，对位交错部4的输出进行BPSK(Binary Phase ShiftKeying二相相移键控)、QPSK(Quadrature Phase Shift Keying四相相移键控)、16QAM(16 Quadrature Amplitude Modulation16正交调幅)、64QAM(64 Quadrature Amplitude Modulation64正交调幅)等的符号调制处理。对于调制部5的输出，为了进行突发错误的改善，利用符号交错部6以适当的顺序替换每一个符号的次序。符号交错部6的输出由频率-时间扩频部7用指定的扩频码(信道化码)进行扩频。在此，作为扩频码，使用OVSF(Orthogonal Variable Spread Factor正交可变扩频因子)编码，但也可以使用其他扩频码。
另外，无线发送机包括码元多路复用数Cmux(Cmux是1或大于1的自然数)的数量的各码元信号处理部2-2～2-4。这里表示Cmux＝4的情况。用不同的扩频码扩频的信号作为各码元信号处理部2-1的输出而输出，由DTCH多路复用部8进行多路复用(加法处理)。接着，在PICH多路复用部9中，用于传播路径估计等的导频信道PICH插入(时间多路复用)到指定的位置。
随后，在扰频部10中用基站装置固有的扰频码进行扰频后，在IFFT部11中进行频率时间转换。接着，在GI插入部12中进行保护间隔GI的插入之后，进行滤波部71的滤波处理、D/A(Digital/Analog数字/模拟)转换部72的数字模拟转换处理、频率转换部73的向无线频率的频率转换处理等，随后从发送天线74作为发送信号向无线接收机发送。
在图1中，各码元信号处理部2-2～2-4中同时配置了位交错部4以及符号交错部6，也可以仅配置其中的一个。此外，各码元信号处理部2-2～2-4中也可以不配置位交错部4以及符号交错部6。
图2是表示从无线发送机向无线接收机发送的多载波信号的帧格式的图。在图2中，横轴取时间，纵轴取接收电力。如图所示，导频信道PICH配置在帧的前后以及中央部分。用于数据传送的数据流量信道配置在一个帧的前半部分和后半部分，用Cmux个不同的扩频码扩频的信号被码元多路复用。在此，用堆积4个数据的情形来示意性地表示Cmux＝4的情况。此外，导频信道PICH的接收电力与数据流量信道的每一个码元的接收电力的比用PPICH/DTCH表示并图示。
图3是表示本发明的第一实施例的无线接收机的结构的概略模块图。该无线接收机包括符号同步部21、传播路径/噪声电力估计部22、MAP检测部23、各码元MAP解码部24-1～24-4、副本信号生成部28、和P/S(Parallel/Serial并行/串行)转换部39。
副本信号生成部28包括各码元符号生成部29-1～29-4、DTCH多路复用部34、PICH多路复用部35、扰频部36、IFFT部37、和GI插入部38。副本信号生成部28基于接收信号r(t)生成作为发送信号的副本的副本信号。更具体而言，副本信号生成部28以MAP解码部26计算的对数似然比为基础，生成作为发送信号的副本的副本信号。
此外，各码元符号生成部29-1～29-4包括位交错部30、符号生成部31、符号交错部32、和频率-时间扩频部33。此外，各码元MAP解码部24-1～24-4包括位解交错部25、MAP解码部26、和加法部27。
由接收天线接收的接收信号经过由频率转换部76进行的向基带信号的频率转换处理、由A/D(Analog/Digital模拟/数字)转换部77进行的模拟数字转换处理后，作为数字接收信号r(t)在符号同步部21中进行符号同步。在符号同步部21中，使用保护间隔GI与有效信号区间的相关特性等进行符号同步，基于该结果进行以后的信号处理。
接着，传播路径估计/噪声电力估计部22利用导频信道PICH，估计信道冲激响应的估计值和噪声电力估计值。作为传输路径估计方法，可以进行生成导频信道PICH的副本信号、并使其绝对值的二乘误差最小的RLS(Recursive Least Square递归最小二乘)算法，或者通过在时间轴或频率轴上取得接收信号与导频信道PICH的副本信号的相互关系来取得，有各种各样的方法，并不限于上述方法。
此外，关于噪声电力估计方法，考虑利用从接收的导频信道PICH中估计的信道冲激响应，以生成导频信道PICH的副本，利用它们的差来求出的方法等，但并不限于该方法。
由上述传播路径/噪声电力估计部22输出的信道冲激响应以及噪声电力估计值输入到MAP检测部23(使用最大后验概率检测器、最大后验概率(MAP)解码法(后述))中，用于各个位的对数似然比的计算。
在MAP检测部23中，在第一次时，使用接收信号以及信道冲激响应、噪声电力估计值，输出各个位的对数似然比。所谓对数似然比，是表示接收的位最可能是0还是1的值，基于通信路径的位错误率计算。在图3中，4个输出分别输出到各码元MAP解码部24-1～24-4，输出的是分别分配了不同扩频码的位的对数似然比。在使用Cmux个不同扩频码进行了码元多路复用的情况下，Cmux个输出分别输出到各码元MAP解码部24-1～24-Cmux。
此外，在后述的反复执行时，使用从接收信号和解调结果得到的副本信号、以及信道冲激响应、噪声电力估计值，输出各个位的对数似然比。
接着，在各码元MAP解码部24-1～24-4中，对于输入信号，在位解交错部25中对每个位进行解交错处理。解交错处理是与交错处理相反的处理，复原由交错处理造成的顺序的交替。对于位解交错部25的输出，在MAP解码部26中进行MAP解码处理。具体而言，MAP解码部26基于MAP检测部23的软判断输出部50(图4，在后面描述)进行软判断的结果，进行纠错解码，计算每个位的对数似然比。另外，所谓MAP解码处理，是在Turbo解码、LDPC解码、维特比解码(Viterbi decoding)等通常的纠错解码时，不进行硬判断，包含信息位以及奇偶校验位，输出对数似然比等软判断结果的方法。即，硬判断将接收信号仅判断为0、1，与之相对，软判断基于以哪种程度上确定的信息(软判断信息)进行判断。
接着，由加法部27计算MAP解码部26的输入与MAP解码部26的输出的差λ2，并输出到副本信号生成部28。
到副本信号生成部28的输入被输入到位交错部30，在位交错部30中，对每个位替换λ2并输出。位交错部30的输出在符号生成部31中，考虑λ2的大小，使用与无线发送机相同的调制方式(BPSK、QPSK、16QAM、64QAM等)进行符号调制处理。对于符号生成部31的输出，利用符号交错部32对每个符号替换次序；对于符号交错部32的输出，利用频率-时间扩频部33用指定的扩频码(信道化码)进行扩频。
另外，该无线接收机包括码元多路复用数Cmux(Cmux是1或大于1的自然数)的数量的各码元MAP解码部以及各码元符号生成部。这里假设Cmux＝4。用不同的扩频码扩频的信号从各码元符号生成部29-1～29-4输出，由DTCH多路复用部34进行多路复用(加法处理)。接着，在PICH多路复用部35中，用于传播路径估计等的导频信道PICH插入(时间多路复用)到指定的位置。随后，在扰频部36中用基站装置固有的扰频码进行扰频后，在IFFT部37中进行频率时间转换，在GI插入部38中进行保护间隔GI的插入之后，输出到MAP检测部23，在反复执行时的信号处理中使用。
另外，上述反复解码工作进行指定次数以后，MAP解码部26的输出被输入到P/S转换部39，在进行并行串行转换后，作为解调结果输出到MAC部(未图示)。
图4是表示本发明的第一实施例的MAP检测部23(图3)的结构的一个例子的图。MAP检测部23包括软补偿块部45-1～45-3(也称作延迟波除去部)、MMSE(Minimum-Mean Square-Error最小均方误差)滤波部46(也称作合成部)、各码元对数似然比输出部47-1～47-4、和块分割设定部79。
块分割设定部79基于到来的延迟波群设定块分割设定值。具体而言，块分割设定部79基于作为从接收信号r(t)中估计的传播路径估计值的信道冲激响应估计值，设定每个软补偿块部45-1～45-3的作为指定时间带的块分割设定值，将该设定的每个软补偿块部45-1～45-3的块分割设定值向各个软补偿块部45-1～45-3输出。
软补偿块部45-1～45-3分别包括延迟波副本生成部41、加法部42、GI除去部43、和FFT部44。软补偿块部45-1～45-3使用由块分割设定部79设定的块分割设定值和由副本信号生成部28生成的副本信号，从接收信号r(t)中对每个指定时间带除去延迟波，并向MMSE滤波部46输出。
延迟波副本生成部41基于作为从接收信号r(t)中估计的传播路径估计值的信道冲激响应估计值、副本信号生成部28(图3)生成的副本信号s^(t)、和块分割设定部79设定的每个软补偿块部的指定时间带，生成接收信号中的不包含在上述指定时间带中的延迟波成分(包含最初到来的波。上述非期望信号成分)的副本。加法部42从接收信号r(t)中减去上述延迟波副本生成部41生成的延迟波的副本。
各码元对数似然比输出部47-1～47-4分别包括逆扩频部48、符号解交错部49、和软判断输出部50(也称作判断部)。
使用加法部42计算输入到MAP检测部23的接收信号r(t)与延迟波副本生成部41的输出的差，该差被输出到GI除去部43中。在GI除去部43中保护间隔GI，并向FFT部44输出。在FFT部44中对输入信号进行时间频率转换，得到信号R～1～R～3。另外，在MAP检测部23中，软补偿块部设置B(B是大于1的自然数)个块。另外，i是自然数，1≤i≤B。
接着，MMSE滤波部46合成由软补偿块部45-1～45-3对每个指定时间带除去延迟波后的信号。具体而言，MMSE滤波部46使用软补偿块部的输出R～1～R～3以及信道冲激响应估计值、噪声电力估计值，在MMSE滤波部46中，进行MMSE滤波处理，得到信号Y’。另外，在MMSE滤波处理时，也可以考虑基于副本信号等计算的块分割误差。
使用该信号Y’，在Cmux个(在此，Cmux＝4)各码元对数似然比输出部47-1～47-4中，对各个码元进行每个位的对数似然比的输出。
逆扩频部48使用各自的扩频码进行逆扩频处理。符号解交错部49对逆扩频部48的输出为每个符号进行替换。
软判断输出部50对MMSE滤波部46合成的信号进行软判断。软判断输出部50对于符号解交错的输出，将每个位的对数似然比λ1作为软判断结果输出。
软判断输出部50对MMSE滤波部46合成的信号进行软判断。具体而言，软判断输出部50通过利用以下的式(1)～式(3)，计算对数似然比λ1。即，假设符号解交错部49的第n个符号的输出为Zn，QPSK调制时的软判断结果λ1可以用以下的式(1)以及式(2)表示。
[数学式1]
[数学式2]
在此，R[]表示取括号内的实部，Im[]表示取括号内的虚部，μ(n)表示n个符号中的基准符号(导频信号的振幅)。另外，上述输出Zn可以用以下的式(3)表示。
[数学式3]
另外，在此，表示了QPSK调制的例子，在其他调制方式下可以同样地求出每个位的软判断结果(对数似然比)λ1。
在图3以及图4中，配置了位交错部30、位解交错部25，以及符号交错部32、符号解交错部49这两者，但也可以仅配置其中任意一方，即仅配置位交错部30以及位解交错部25，或者仅配置符号交错部32以及符号解交错部49。此外，也可以是位交错部30、位解交错部25，以及符号交错部32、符号解交错部49全部都不配置。
图5是表示本发明的第一实施例的无线接收机的工作的一个例子的流程图。MAP检测部23判断是否是第一次工作(步骤S1)。在步骤S 1中判断为第一次工作的情况下，GI除去部43从接收信号r(t)中除去保护间隔GI(步骤S2)。并且，FFT部44进行FFT处理(时间频率转换处理)(步骤S3)。接着，MMSE滤波部46进行通常的MMSE滤波处理(步骤S4)。
并且，逆扩频部48进行逆扩频处理(步骤S5)。接着，符号解交错部49进行符号解交错处理(步骤S6)。并且，软判断输出部50进行软判断位输出处理(步骤S7)。接着，位解交错部25进行位解交错处理(步骤S8)。并且，MAP解码部26进行MAP解码处理(步骤S9)。接着，上述步骤S5～S9的处理反复执行Cmux次以后，判断解码处理是否反复执行了指定次数(各码元MAP解码部是否输出了指定次数的λ2) (步骤S10)。
另外，如图3中所说明的，可以在Cmux个并行配置的电路中进行处理。另外，关于第一次MMSE滤波处理，在后面描述。
在步骤S10中判断为未将步骤S5～S9的处理反复执行指定次数的情况下，使用Cmux个码元的解调结果λ2，位交错部30对对数似然比进行位交错(步骤S11)。并且，符号生成部31进行调制信号副本生成(步骤S12)。接着，符号交错部32进行符号交错处理(步骤S13)。并且，频率-时间扩频部33使用指定的扩频码进行扩频处理(步骤S14)。
在将上述步骤S11～S14的处理反复执行Cmux次以后，DTCH多路复用部34进行DTCH多路复用(步骤S15)。并且，PICH多路复用部35进行PICH多路复用(步骤S16)。接着，扰频部36进行扰频处理(步骤S17)。并且，IFFT部37进行IFFT处理(步骤S18)。接着，GI插入部38插入保护间隔GI(步骤S19)。将在步骤S19中插入了保护间隔GI的信号作为副本信号，在反复执行解调时使用。
在步骤S1中为反复执行时，即在判断为不是第一次工作的情况下，软补偿块部45-1～45-3为每个块除去指定的延迟波(包含直接波)以外的部分(步骤S20)。并且，GI除去部43进行GI除去处理(步骤S21)。接着，FFT部44进行FFT处理(步骤S22)。上述步骤S20～S22的处理进行B(B是自然数)个块后，MMSE滤波部46利用MMSE滤波，按照最小平均二乘误差规范合成来自B个块的输出信号。即，进行MMSE滤波处理(步骤S23)。另外，在步骤S23以后进入步骤S5，进行与第一次处理相同的处理。
在步骤S10中判断为已将上述处理反复执行指定次数之前，反复执行步骤S1～S9、S11～S23的处理。
接着，具体说明软补偿块部45-1～45-3的处理。在此，说明第i个软补偿块部45-i的延迟波副本生成部41以及加法部42的工作。
首先，在软补偿块部45-i中，在延迟波副本生成部41中生成hi，从接收信号r(t)中减去将hi与副本信号s^(t)进行了卷积运算后的信号。其结果成为加法部42的输出。
图6(a)是表示本发明的第一实施例的信道冲激响应估计值的图。在此，说明取得从传播路径/噪声电力估计部22得到的信道冲激响应估计值的情况。在图6(a)中，作为一个例子，表示3个延迟波群(第1个延迟波群，第2个延迟波群，第3个延迟波群)到来的情况。另外，横轴取时间，纵轴取接收电力。
在块分割设定部79中，基于从传播路径/噪声电力估计部22得到的信道冲激响应估计值，设定各个软补偿块部45-1～45-3使用的指定时间带。具体而言，首先，如图6(b)所示，选择到来的各个延迟波群的起点和终点。并且，基于该选择的各个延迟波群的起点和终点，将各个延迟群识别为一个整体，进行集群化。最后，如图6(c)所示，将集群化的各个集群设定为各软补偿块部45-1～45-3使用的指定时间带(块)，将设定的块分割设定值向各个软补偿块部45-1～45-3输入。另外，所谓集群，是指识别延迟波群的起点和终点，将该起点和终点间包含的延迟波合成为一个。此外，所谓块，是指从识别的集群中，分割用于进行块分割的指定时间带之后的对象。
图7(a)是表示本发明的第一实施例的软补偿块部45-1中的信道冲激响应估计值的图。如图7(a)所示，若以软补偿块部45-1中的指定延迟波(包含直接波的期望波)为块1的实线表示的路径(パス)(到来波)，则首先在软补偿块部45-1中，将由块2以及块3中的虚线表示的路径构成的信道冲激响应估计值定义为h1(t)，在上述延迟波副本生成部41中生成。上述延迟波副本生成部41的输出是上述h1(t)与副本信号s^(t)进行了卷积运算后的信号，加法部42的输出是从接收信号r(t)中减去上述h1(t)与s^(t)进行了卷积运算后的结果的信号。即，在正确生成副本的情况下，可以认为，加法部42的输出是经过由(h(t)-h1(t))表示的传播路径后接收的信号。据此，经过由图7(a)的实线表示的传播路径后接收的块1的路径成为上述加法部42的输出。
图7(b)是表示本发明的第一实施例的软补偿块部45-2中的信道冲激响应估计值的图。如图7(b)所示，若以软补偿块部45-2中的指定延迟波(期望波)为块2的实线表示的路径，则首先在软补偿块部45-2中，将由块1以及块3中的虚线表示的路径构成的信道冲激响应估计值定义为h2(t)，在上述延迟波副本生成部41中生成。上述延迟波副本生成部41的输出是上述h2(t)与副本信号s^(t)进行了卷积运算后的信号，加法部42的输出是从接收信号r(t)中减去上述h2(t)与s^(t)进行了卷积运算后的结果的信号。即，在正确生成副本的情况下，可以认为，加法部42的输出是经过由(h(t)-h2(t))表示的传播路径后接收的信号。据此，经过由图3的实线表示的传播路径后接收的块2的路径成为上述加法部42的输出。
图7(c)是表示本发明的第一实施例的软补偿块部45-3中的信道冲激响应估计值的图。如图7(b)所示，若以软补偿块部45-3中的指定延迟波(期望波)为块3的实线表示的路径，则首先在软补偿块部45-3中，将由块1以及块2中的虚线表示的路径构成的信道冲激响应估计值定义为h3(t)，在上述延迟波副本生成部41中生成。上述延迟波副本生成部41的输出是上述h3(t)与副本信号s^(t)进行了卷积运算后的信号，加法部42的输出是从接收信号r(t)中减去上述h3(t)与s^(t)进行了卷积运算后的结果的信号。即，在正确生成副本的情况下，可以认为，加法部42的输出是经过由(h(t)-h3(t))表示的传播路径后接收的信号。据此，经过由图4的实线表示的传播路径后接收的块3的路径成为上述加法部42的输出。
在图7(a)～图7(c)的说明中，说明了基于块分割设定部79识别的延迟波群的起点和终点进行集群化，将各个集群设定为软补偿块部45-1～45-3使用的指定时间带的情况。除了该方法以外，对于各个集群，基于识别的路径的数目，能够进一步生成较小的块。
此外，软补偿块部45-1～45-3对于各个集群，基于识别的延迟波的时间设定指定时间带。即，可以将延迟波的到达时间分割为B个，根据在哪个时间带到达的延迟波来决定用哪个软补偿块部进行处理，即基于识别的延迟波的时间，改变每个软补偿块部进行生成以及减法运算的副本信号。例如，可以对各个集群，基于保护间隔长度进行块分割。
此外，软补偿块部45-1～45-3也可以对于各个集群，基于识别的延迟波的接收电力设定指定时间带。
即，将全部接收信号分割为B个，从而使得按照到达时间的顺序包含在延迟波中的接收信号大致恒定，基于此决定由哪个软补偿块部进行处理，即可以基于识别的延迟波的接收电力，改变每个软补偿块部进行生成以及减法运算的副本信号。
接着，以下说明图4中所示的MMSE滤波部46和图5中所示步骤S4以及步骤S23的工作。
首先，表示MMSE滤波部46的第一次的工作。若在频域中表示接收信号，则接收信号R可以如下面的式(4)那样表示。
[数学式4]
在此，H^表示估计的传输路径的传递函数，如果假设仅存在保护间隔GI内的延迟波，则可以用Nc*Nc的对角矩阵表示。另外，Nc表示spread-OFCDM的子载波数。H^可以如下面的式(5)那样表示。
[数学式5]
S表示发送符号，如下面的式(6)所示，可以用Nc*1的向量表示。
[数学式6] ST＝(S1，S2，…，SNc) ···(6)
同样，如下面的式(7)、式(8)所示，接收信号R、噪声成分N可以用Nc*1的向量表示。
[数学式7] RT＝(R1，R2，…，RNc) ···(7)
[数学式8] NT＝(N1，N2，…，NNc) ···(8)
另外，在式(6)～式(8)中，角注中使用的T表示是转置矩阵。
在接收这种接收信号时，如下面的式(9)所示，MMSE滤波部46的输出Y可以用Nc*1的向量表示。
[数学式9] Y＝WR ···(9)
MMSE滤波部46基于信道冲激响应估计值以及噪声电力估计值决定MMSE滤波系数W。在此，如下面的式(10)所示，MMSE滤波系数W可以用Nc*Nc的对角矩阵表示。
[数学式10]
此外，上述MMSE滤波系数Wm的各个要素在频率方向扩频时可以用下面的式(11)表示。
[数学式11]
另外，在上式中
[数学式12]
是码元多路复用时来自其他码元的干扰成分，
[数学式13]
表示噪声电力的估计值。此外，角注H表示汉密尔顿函数(Hamiltonian)(共轭转置)。
此外，上述MMSE滤波系数Wm的各个要素如果假设在时间方向扩频时保持码元间的正交性，则可以用下面的式(12)表示。
[数学式14]
接着，说明反复执行时MMSE滤波部的工作。首先在反复解调时，第i个软补偿块部45-i中使用的副本信号r^i可以如下面的式(13)那样表示。
[数学式15]
在此，h^i是第i个软补偿块部45-i中进行处理的仅提取了延迟波的延迟波形。s^(t)是基于通过上述MAP解码得到的对数似然比λ2计算的副本信号。
[数学式16]
表示卷积运算。因此，软补偿部45-i的输出，即图4的第i个软补偿块部的输出R～i可以用下面的式(14)表示。
[数学式17]
在此，假设Δ是包含由副本的不确定性造成的误差信号与热噪声成分的信号。此时，MMSE滤波部46的输出Y’可以用下面的式(15)表示。
[数学式18]
在此，如果假设副本信号精度良好地生成，上述Δ中不包含副本误差的成分，仅包含热噪声成分，则MMSE滤波系数的部分矩阵可以如下面的式(16)那样用对角矩阵表示。
[数学式19]
此外，到MMSE滤波部46的输入信号如后所述频率选择性变少，成为接近平坦衰减的状态，因此，若假设码元多路复用时的码元间干扰也不存在，则各要素可以用下面的式(17)表示。
[数学式20]
另外，H^i’，m是第i’个软补偿块部中的第m个传播路径的传递函数，H^i’，mH是H^i’，m的汉密尔顿函数。
另外，在式(17)中，也可以将分母的第1项乘以Cmux。即，对于反复执行时到MMSE滤波部46的输入信号，也可以使用下面的式(17’)。
[数学式21]
另外，在式(17)以及(17’)中，也可以基于图3所示的副本信号生成部28输出的副本信号、传播路径/噪声电力估计部22估计的信道冲激响应估计值、和接收信号求出噪声电力的估计值σN^2。例如，将从接收信号中减去副本信号与信道冲激响应估计值的卷积结果得到的信号作为噪声电力的估计值。
通过以上述方式进行反复处理，能够在去除超过保护间隔GI的延迟波的同时，还起到去除码元间干扰的影响的效果。
图8是表示本发明的第一实施例的传播路径/噪声电力估计部22(图3)的结构的图。传播路径/噪声电力估计部22包括传播路径估计部61、前同步码副本生成部62、和噪声电力估计部63。
传播路径估计部61使用接收信号中包含的导频信道PICH进行信道冲激响应的估计。前同步码副本生成部62使用通过上述传播路径估计部61求出的信道冲激响应估计值和作为已知信息的导频信道PICH的信号波形，生成导频信道PICH的副本信号。噪声电力估计部63通过取得接收信号中包含的导频信道PICH部分与上述前同步码副本生成部62输出的导频信道PICH的副本信号的差，进行噪声电力的估计。
另外，作为传播路径估计部61中的传播路径估计方法，可以采用使用RLS算法等基于最小二乘误差规范进行导出的方法或者使用频率相关性的方法等各种各样的方法。
根据本发明的第一实施例的无线接收机，使用副本信号生成部28生成的副本信号，延迟波副本生成部41从接收信号r(t)中对每个指定时间带除去延迟波，MMSE滤波部46合成该对每个指定时间带除去了延迟波的信号，软判断输出部50对该合成的信号进行软判断，因此能够对除去了延迟波的信号进行FFT的处理。此外，通过除去延迟波，能够对减少了频率选择性的信号进行逆扩频的处理，能够以与码元数无关的运算量，进行码元间干扰的除去。
在本实施例中，作为本发明的接收机的一个例子，说明了使用来自接收信号的软判断结果进行补偿、副本生成、解调处理、解码处理的情况，也可以使用硬判断的结果进行补偿、副本生成、解调处理、解码处理。即，使用了包括软判断输出部的MAP检测部，该软判断输出部作为从接收信号中解调(进行位分解)QPSK、16QAM等调制信号的解调处理部进行软判断并输出对数似然比，但也可以使用输出硬判断值的检测部。此外，也可以使用根据硬判断值生成发送信号的副本信号的副本信号生成部。进一步，使用了基于软判断值生成的副本信号除去延迟波的软补偿块部，但也可以使用从接收信号中基于根据上述硬判断值生成的副本信号除去延迟波的补偿部。以下的实施例中也是同样的。
此外，在本实施例中，在合成各个软补偿块部的输出时，使用了作为线性合成的一种方法的MMSE合成部，但也可以使用ZF(Zero Forcing逼零)、MRC(Maximum Ratio Combing最大比例合成)的方法。此外，也可以使用非线性合成。
此外，在本实施例中，将各个码元作为进行纠错编码的单位，但也可以跨越多个码元进行纠错编码。此外，在本实施例中，使用了MC-CDM，但也可以使用OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分多路复用)等不进行扩频处理的多载波信号。
根据本发明的第一实施例，在存在由超过保护间隔的延迟波群产生的ISI以及ICI、由传播路径的频率选择性产生的码元间干扰的情况下，也能取得良好的性能。
(第二实施例) 在本实施例中，说明基于各延迟波群的起点进行集群化，以构成块的情况。
本实施例中的发送机结构和接收机结构与第一实施例大致相同。与第一实施例不同之处在于，图4所示的MAP检测部23中的块分割设定部79中进行的处理的一部分不同。
在第一实施例中，在块分割设定部79中，基于各延迟波群的起点和终点进行集群化。在本实施例中，基于各延迟波群的起点进行集群化。例如，在图9(a)这样的3个延迟波群到来的情况下，基于如图9(b)那样识别的延迟波群的起点，依次进行集群化，如图9(c)那样设定指定时间带。此时，最后的集群的终点可以采用对该集群识别的终点，也可以将与其他集群相等的长度作为终点。
通过使用本实施例，能够将构成各延迟波群的起点和终点之间不包含的路径包含在集群中，能够充分取得到来的路径的接收电力。另外，与第一实施例相同，对于各个集群，能够基于识别的路径的数目、时间、接收电力，进一步生成较小的块。
(第三实施例) 在本实施例中，说明某个集群的电力等比其他集群的电力等小的情况。
本实施例中的发送机结构和接收机结构与第一实施例大致相同。与第一实施例不同之处在于，在某个集群的电力等比其他集群的电力等小的情况下，图4所示的MAP检测部23中的块分割设定部79中进行的处理的一部分不同。
图10(a)表示在到来的3个延迟波群内，第2个延迟波群与其他延迟波群相比，接收电力较小的情况。此时，通过与第一实施例相同的处理，选择延迟波群的起点和终点，如图10(b)所示，进行集群化，得到3个集群。
接着，基于得到的集群，设定构成块的指定时间带，但在第一实施例中，如图11(a)所示，将得到的全部集群设定为块。在本实施例中，如图11(b)所示，指定电力以下的集群不作为块使用。
此外，如图11(c)所示，也可以将指定电力以下的集群作为与其他集群相同的块使用。在上面的说明中，作为不作为块使用的基准，使用了各集群的电力，但也可以将集群中包含的路径的数目或集群的时间作为基准。另外，与第一实施例相同，对于各个集群，能够基于识别的路径的数目、时间、接收电力，进一步生成较小的块。另外，本实施例的结构也可以应用在第二实施例的结构中。
根据本发明的第三实施例，识别的电力等小于指定值的集群与其他集群相比精度较低，因此能够降低其影响。
(第四实施例) 在本实施例中，说明作为识别用于对到来的延迟波群进行集群化的起点和终点的方法，将指定电力作为基准的情况。
本实施例中的发送机结构和接收机结构与第一实施例大致相同。与第一实施例不同之处在于，图4所示的MAP检测部23中的块分割设定部79中进行的处理的一部分不同。
在块分割设定部79中，基于从传播路径/噪声电力估计部22取得的信道冲激响应估计值，设定在各软补偿块部中使用的指定时间带(块)。为了设定该块，选择到来的各个延迟波群的起点和终点。在本实施例中，作为选择该延迟波群的起点和终点的方法，将指定电力作为基准。
图12表示本实施例中使用的选择延迟波群的起点和终点的方法。在从传播路径/噪声电力估计部22取得的信道冲激响应估计值是图12所示的波形的情况下，将指定电力作为阈值，基于该交点，选择各延迟波群的起点和终点。并且，基于选择的起点和终点进行集群化。
此外，作为该指定电力，也可以使用噪声电力。此外，为了选择延迟波群的起点和终点，也可以使从传播路径/噪声电力估计部22取得的信道冲激响应估计值通过低通滤波器等以去除高频成分。另外，本实施例的结构也可以应用在第二或第三实施例的结构中。
根据本发明的第四实施例，能够降低延迟波群之间包含的噪声等的影响。
(第五实施例)
在本实施例中，说明作为识别用于对到来的延迟波群进行集群化的起点和终点的方法，将信道冲激响应估计值的极小值作为基准的情况。
本实施例中的发送机结构和接收机结构与第一实施例大致相同。与第一实施例不同之处在于，图4所示的MAP检测部23中的块分割设定部79中进行的处理的一部分不同。
在块分割设定部79中，基于从传播路径/噪声电力估计部22取得的信道冲激响应估计值，设定在各软补偿块部中使用的指定时间带(块)。为了设定该块，选择到来的各个延迟波群的起点和终点。在本实施例中，作为选择该延迟波群的起点和终点的方法，将信道冲激响应估计值的极小值作为基准。
图13表示本实施例中使用的选择延迟波群的起点和终点的方法。在从传播路径/噪声电力估计部22取得的信道冲激响应估计值是图13所示的波形的情况下，选择该波形的极小值，基于该极小值，选择各延迟波群的起点和终点。极小值的选择方法例如考虑寻找信道冲激响应估计值的波形的切线的斜率从负变为正的点的方法，或者寻找使水平线相对于信道冲激响应估计值的波形移动并接触的点的方法等，但并不限定于此。此外，在基于极小值的情况下，某个集群的终点成为下一个集群的起点。并且，基于选择的起点和终点进行集群化。
在上面的说明中，各延迟波群的起点和终点采用极小值，但也可以不仅将极小值而且将极大值也作为基准使用。例如，将极小值和下一个极大值之间作为起点，将该极大值和其下一个极小值作为终点。在此情况下，某个集群的终点和下一个集群的起点不同。此外，也可以仅将极大值作为基准。
此外，为了选择延迟波群的起点和终点，也可以使从传播路径/噪声电力估计部22取得的信道冲激响应估计值通过低通滤波器等以去除高频成分。另外，本实施例的结构也可以应用在第二或第三实施例的结构中。
根据本发明的第五实施例，能够在有效地利用接收信号电力的同时进行集群化。
(第六实施例) 在本实施例中，说明作为识别用于对到来的延迟波群进行集群化的起点和终点的方法，将信道冲激响应估计值的切线角度作为基准的情况。
本实施例中的发送机结构和接收机结构与第一实施例大致相同。与第一实施例不同之处在于，图4所示的MAP检测部23中的块分割设定部79中进行的处理的一部分不同。
在块分割设定部79中，基于从传播路径/噪声电力估计部22取得的信道冲激响应估计值，设定在各软补偿块部中使用的指定时间带(块)。为了设定该块，选择到来的各个延迟波群的起点和终点。在本实施例中，作为选择该延迟波群的起点和终点的方法，将信道冲激响应估计值的切线角度作为基准。
图14表示本实施例中使用的选择延迟波群的起点和终点的方法。在从传播路径/噪声电力估计部22取得的信道冲激响应估计值是图14所示的波形的情况下，对于该波形，以一定的采样间隔，求出该波形的指定切线角度，基于该切线角度，选择各延迟波群的起点和终点。图14的白圈以及黑圈表示采样点。例如，考虑在以一定的采样间隔得到的切线角度中，将切线在右上方与水平线的角度较小的样本点作为延迟波群的起点，将切线在右下方与水平线的角度较小的样本点作为延迟波群的终点等方法，但并不限定于此。并且，基于选择的起点和终点进行集群化。
通过使用本实施例，能够减少选择用于进行集群化的延迟波群的起点和终点的时间和运算量。此外，为了选择延迟波群的起点和终点，也可以使从传播路径/噪声电力估计部22取得的信道冲激响应估计值通过低通滤波器等以去除高频成分。此外，作为选择延迟波群的起点和终点的方法，除了信道冲激响应估计值的切线角度以外，也可以基于切线的斜率。另外，本实施例的结构也可以应用在第二或第三实施例的结构中。
根据本发明的第六实施例，能够减少选择用于进行集群化的延迟波群的起点和终点的时间和运算量。
(第七实施例) 在本实施例中，说明综合使用第四～第六实施例中说明的识别用于对到来的延迟波群进行集群化的起点和终点的各种方法的情况。
本实施例中的发送机结构和接收机结构与第一实施例大致相同。与第一实施例不同之处在于，图4所示的MAP检测部23中的块分割设定部79中进行的处理的一部分不同。
在块分割设定部79中，基于从传播路径/噪声电力估计部22取得的信道冲激响应估计值，设定在各软补偿块部中使用的指定时间带(块)。为了设定该块，选择到来的各个延迟波群的起点和终点。在本实施例中，作为选择该延迟波群的起点和终点的方法，综合使用第四～第六实施例中说明的各种基准。
图15表示作为一个例子，各延迟波群的起点采用第四实施例中说明的与指定电力的交点，终点采用第五实施例中说明的信道冲激响应估计值的极小值的情况。并且，基于选择的起点进行集群化。图15是一个例子，并不限定于此。此外，为了选择延迟波群的起点和终点，也可以使从传播路径/噪声电力估计部22取得的信道冲激响应估计值通过低通滤波器等以去除高频成分。另外，本实施例的结构也可以应用在第二或第三实施例的结构中。
根据本发明的第七实施例，能够针对发送接收机之间的传播路径特性有效地进行集群化。
另外，在上面说明的实施例中，也可以将用于实现第一～第七实施例的无线发送机或者无线接收机的各个部分的功能的程序存储在计算机可读取的存储介质上，使计算机系统读入该存储介质上存储的程序并执行，由此进行无线发送机或者无线接收机的控制。另外，这里所说的“计算机系统”，包含OS和周边设备等硬件。
此外，所谓“计算机可读取的存储介质”，是指软盘、磁光盘、ROM、CD-ROM等可移动介质、内置于计算机系统的硬盘等存储装置。此外，所谓“计算机可读取的存储介质”，还包含像在经由因特网等网络或电话线路等通信线路发送程序的情况下的通信线这样、在短时间内动态地保持程序的装置，或者像在该情况下的作为服务器或客户机的计算机系统内部的易失性存储器这样、在一定时间保持程序的装置。此外，上述程序可以是用于实现上述功能的一部分的程序，也可以是能够通过与计算机系统中已经存储的程序的组合来实现上述功能的程序。
上面，参照附图详细描述了该发明的实施例，但具体的结构并不限定于该实施例，在不脱离该发明的主题的范围内的设计等也包含在专利请求的范围中。
产业上的可利用性
本发明可适用于能够减少解调从发送机接收的信号时的运算量的接收机以及接收方法等。
权利要求
1、一种接收机，其特征在于包括
块分割设定部，基于到来的延迟波群设定块分割设定值；
副本信号生成部，基于接收信号生成作为发送信号的副本的副本信号；
延迟波除去部，使用由所述块分割设定部设定的所述块分割设定值和所述副本信号，从接收信号中对每个指定时间带除去延迟波；
合成部，合成所述延迟波除去部对每个指定时间带除去延迟波后的信号；以及
判断部，对所述合成部合成的信号进行判断。
2、根据权利要求1所述的接收机，其特征在于
所述块分割设定部基于各延迟波群的起点和终点进行集群化，基于所述集群，设定所述块分割设定值。
3、根据权利要求2所述的接收机，其特征在于
所述块分割设定部将功率、路径数、时间中的任一个小于指定值的集群从块中除去。
4、根据权利要求2所述的接收机，其特征在于
所述块分割设定部将功率、路径数、时间中的任一个小于指定值的集群作为与其他集群相同的块来使用。
5、根据权利要求1所述的接收机，其特征在于
所述块分割设定部基于指定功率设定延迟波群的起点和终点。
6、根据权利要求1所述的接收机，其特征在于
所述块分割设定部基于信道冲激响应估计值的极值设定延迟波群的起点和终点。
7、根据权利要求1所述的接收机，其特征在于
所述块分割设定部基于信道冲激响应估计值的切线角度或斜率设定延迟波群的起点和终点。
8、根据权利要求1所述的接收机，其特征在于
所述块分割设定部综合使用指定功率、信道冲激响应估计值的极值、信道冲激响应估计值的切线角度或斜率来设定延迟波群的起点和终点。
9、一种接收方法，其特征在于执行
块分割设定步骤，基于到来的延迟波群设定块分割设定值；
副本信号生成步骤，基于接收信号生成作为发送信号的副本的副本信号；
延迟波除去步骤，使用由所述块分割设定步骤设定的所述块分割设定值和所述副本信号，从接收信号中对每个指定时间带除去延迟波；
合成步骤，合成所述延迟波除去步骤对每个指定时间带除去延迟波后的信号；以及
判断步骤，对所述合成步骤合成的信号进行判断。
全文摘要
本发明的接收机包括块分割设定部，基于到来的延迟波群设定块分割设定值；副本信号生成部，基于接收信号生成作为发送信号的副本的副本信号；延迟波除去部，使用由块分割设定部设定的块分割设定值和副本信号，从接收信号中对每个指定时间带除去延迟波；合成部，合成延迟波除去部对每个指定时间带除去延迟波后的信号；以及判断部，对合成部合成的信号进行判断。
文档编号H04B1/707GK101689954SQ200880021559
公开日2010年3月31日 申请日期2008年6月25日 优先权日2007年6月26日
发明者示泽寿之, 吉本贵司, 山田良太 申请人:夏普株式会社