专利名称：Wcdma下行信道参数估计方法
技术领域：
本发明涉及移动通信中的下行信道参数估计方法，尤其涉及在高速移动环境下准确地估 计下行信道参数的方法。
背景技术：
HSDPA是3GPP Release 5提出的一种增强方案，同时适用于WCDMA和TD-SCDMA系统。 自2005年以来，HSDPA成为全球通信行业出现频率最高，最受通信行业各界人士关注的焦点。 从底层来看，HSDPA主要是引入了自适应调制编码(ACM)和混合自动重传(H-ARQ)技术来 增加数据的吞吐量。但无论是AMC还是H-ARQ，都是建立在对信道质量估计的基础上。信道 质量通过信道参数体现，所谓的信道参数就是指从发送天线到接收天线之间的无线信道的时 间响应或频率响应，其中的频域响应就是时域冲激响应的傅里叶变换，或对于离散信道而言， 就是冲激响应的DFT。信道估计的任务就是根据接收到的经信道影响在幅度和相位上产生了 畸变并叠加了白高斯白噪声的接收序列来准确辨识出信道的时域或频域传输特性，对于WCDMA
系统而言，就是要估计出每个符号k时刻的时域响应值&。
在高速移动环境下，信道的估计和预测显得尤为困难，这是因为移动信道是不断变化的， 信道测量报告不可避免地存在延时，使得某一时刻的信道质量报告只体现较长时间之前的信 道状况，不能反映实时的信道质量。相比慢变或时不变信道，现有技术在对快变信道估计的 问题上，仍未给出一种行之有效的方法在不降低通信效率的同时满足估计的准确性。因此绝 大多数3G系统在用户的高速移动时都是以降低通信效率或数据传输速率作为代价来对抗快 时变信道所产生影响，导致无线通信系统的传输效率大大下降，无法提供相当于对低速或静 态用户时的服务质量。例如3G对小范围静态用户业务速率可达2Mbps，但当用户在室外以 250km/h移动时，业务速率将被迫降低至144kbps。(彭木根，王文博等，《TD-SCDMA移动通 信系统》，机械工业出版社，2006年)
国内外文献针对WCDMA下行信道估计的研究，大部分集中在WCDMA下行专用物理信道 (DPCH)上采用时分导频方式，即专用导频符号与数据符号时分复用(Channel Estimation Using Fast FBM Algorithm for WCDMA， Jidong Dong, Si dan Du*， Duntang Gao, IEEE 6th CAS Symp. on Emerging Technologing:Mobile and Wireless Comm, 2004)。该通信协议中，下行专用物理信道的每个时隙中在一定数目的数据符号之后放置若干个导频符号，经扩频之后形 成如图1所示的帧结构。接收方根据导频符号算出导频符号时刻的信道参数，然后进行插值 (例如线性内插)等现有方法估算数据符号时刻的信道参数(《WCDMA系统中基于多普勒频 移估计的信道估计方法》，谢波，朱世华，胡刚，通信学报，2003年5月)。其主要的缺点 是，由于数据段按照协议规定占用了较长的时段，该数据段两旁的两个导频符号之间的时间 间隔就比较长，而在高速移动环境下信道变化剧烈，如果采用相隔较远的两个导频符号算出 的信道参数来估算中间数据段各个符号时刻的信道参数，将不可避免地存在相当大的误差，— 数据符号距离其临近的导频符号越远，对该数据符号时刻信道参数估计的误差就越大。可见 这种方法不能及时跟踪快时变信道的变化。
利用在公共导频信道上的导频符号去估计下行信道则可以实时跟踪时变信道变化。公共 导频信道是WCDMA系统的一个下行信道，公共导频信道的帧结构如图2所示，其上的公共导 频信号兼具辅助信道估计、帧同步以及作为其他下行信道的默认相位基准等功能，用于信道 估计的连续导频符号需要使用公共导频信道中的所有导频符号资源(《DS-CDMA系统中连续导 频模式下最优信道估计方法》，杨馨，尤肖虎，电子学报，2004年10月)，这种方法显然将 导致公共导频信道资源紧张。而且发送连续的导频符号占用了带宽并造成功率冗余， 一方面 提高公共导频信道的发射功率可提高参数估计的精确度，但它同时增加了冗余度，而且高功 率的导频信道会对数据信道是构成强多址干扰；另一方面，若降低公共导频信道的功率又会 导致信道参数估计不准确。
发明内容
本发明将给出WCDMA下行信道参数估计方法，其在不降低通信效率的前提下比较准确地 估计高速移动环境下的信道参数，且占用信道资源较少。
本发明给出WCDMA下行信道参数估计方法，其特征是步骤包括
在发送端的公共导频信道上，把多个特定导频符号放入信道时隙中，使得相邻两个特定 导频符号相距N个导频符号； ，
在接收端的公共导频信道上，根据上述特定导频符号算出特定导频符号时刻的信道参 数，然后根据己算出的相邻两个特定导频符号时刻的信道参数估算这两个特定导频符号之间 的其它导频符号时刻的信道参数；
其中，N是大于l的自然数，且根据下行信道状况来选取以满足对下行信道参数估计精 确度的要求。本发明中，因为特定导频符号时刻的信道参数根据该时刻的特定导频符号算出，所以其 估计将是精确的。而相邻两个特定导频符号相距N个导频符号，即每相邻的两个特定导频符 号之间有N-l个连续的其它导频符号，这N-1个其它导频符号时刻的信道参数根据已算出的
临近的两个特定导频符号时刻的信道参数来估算，因此其它导频符号时刻信道参数估计的精
确度将依赖于N的取值N取值越小，精确度越高；N取值越大，误差越大，但所占用的公共 导频信道资源越少。技术人员可以根据下行信道状况来选取合适的N值，在满足下行信道参
数估计精确度要求的前提下，尽量少地占用公共导频信道资源。与背景技术中使用公共导频 信道中所有导频符号的方法相比，本发明需占用的公共导频信道资源较少，产生的功率冗余
也比较低，对数据信道的干扰就比较少。与背景技术中在下行专用物理信道(DPCH)上采用
导频符号和数据符号时分复用的方法相比，本发明中特定导频符号分布均匀，相邻两个特定 导频符号之间的其它导频符号距离其临近的特定导频符号不会太远，所以其它导频符号时刻 信道参数估计的精确度比较高，适用于高速移动环境下的信道参数估计。
图1是下行专用物理信道帧结构图。
图2是公共导频信道帧结构图。
图3是本发明以导频符号表示的公共导频信道帧结构图。
图4是本发明公共导频信道帧结构局部导频符号排列示意图。
图5是信道参数估计均方误差MSE曲线图。
图6是信道参数估计均方误差MSE曲线图。
图7是信道参数估计均方误差MSE曲线图。
具体实施例方式
本实施例主要介绍一种利用公共导频信道上的特定导频符号估计WCDMA下行信道的算 法，并且对算法进行优化，与背景技术所述的现有算法相比具有更低的算法复杂度和更小的 均方误差。
WCDMA公共导频信道中的所有符号均为导频符号。发送端在如图2所示的WCDMA公共导 频信道上，把多个特定导频符号P2放入信道时隙中，使得相邻两个特定导频符号P2相距N 个导频符号，即每相邻的两个特定导频符号P2之间有N-1个连续的其它导频符号P1，其帧 结构如图3所示。下文详述接收端的分析和估算过程。一、通用表达式
设有一个M个用户的WCDMA系统，用《[Z']表示第j个用户在第i个符号时刻的发送符号
值，假设各符号是彼此独立的，且均匀分布为-1和+1。定义一个p维变量^[/]表示第j个 用户在第i个符号时刻的扩频码序列，其中的p为扩频因子。假设信道是线性时变的。根据 文献资料可知，可以用一个有限长冲激响应滤波器来表示离散信道模型，即把发送滤波器、 物理信道、接收滤波器和信号采样的作用结合在一起表示。因此，本发明中我们用一个含有
、"f
喊畺W]屮"(。)A、'W".A,'.(丄一1)」
，代表一个多径衰落信道在第
水
L个元素的变量
用户第i个符号时刻的离散时间响应序列。为了简化分析，假定以码片速率对信号进行采样。 由于无线信道存在多径效应，使得同一用户同一符号时刻的信号在每条路径上的时延各
不相同，这里我们定义e^(^为第j个用户数据在多径信道上延迟m个码片的扩频码序列，设
用户j在某一符号时刻的扩频码序列1
c^[c;(o) 。(1) ... c々老
，则有
c(m)=
0,0,…0 ,C) (0) ,C) (1) ,q (; -1 - w)
(1)
对q("")进行单位化，得l
根据无线信道模型理论(JohnG. Proakis and Masound Salehi. Communication Systems Engineering. Second Edition. Beijing: Publishing House of Electronics Industry,
2004.)，接收信号"(")可以表示为发送信号"")与时变信道冲激响应的巻积加上高斯白噪 声，表示为
则第j'个用户在第,个符号时刻第附径的接收信号""("^从数学公式上可以表示为
~ (附)0、,(附)+ 、,(附) (3)
其中。'J—为第/个用户在第/个符号时刻第附径的发送信号，^，'(—为第y个用户在第z'个符号时刻第m径的信道参数，、["为第_/个用户在第z'个符号时刻第m径的 高斯白噪声
又因、'(附)是由^[z-]扩频得到的，所以[z.]C，) (4) 考虑到WCDMA系统有M个用户且多径数目为丄，合并之后由(3)、 (4)式可得接收端 的信号，简化表示为.-
<formula>formula see original document page 7</formula> (6)
表示p维加性高斯白噪声采样信号，假定噪声序列有零均值，协方差矩阵为"2^，其中 ^表示含有p*p个元素的验证矩阵，进一步假定噪声序列与发送数据序列和信道参数是不相
关的。不失一般性地，我们可以把WCDMA系统中的公共导频信道标记为第1个用户，即」=1。
二、求特定导频符号P2时刻的信道参数
为了克服多经效应带来的误差，本实施例对信道各径经不同延迟的扩频码进行正交化来 求其对应的正交向量，下文详述。
各径扩频码C")必然对应存在一个正交化参量1^ ，使得满足<formula>formula see original document page 7</formula>， 其中附,"=0,1..丄-1,m^"。再使用施密特正交化的方法求出r"，下面以多径数b3的情况 为例来介绍这种正交化的过程。
先由C'(。)， Ci("， C'(2)计算中间变量H， ,2<formula>formula see original document page 7</formula>
得与c )对应的正交化参量<formula>formula see original document page 8</formula>
同理，可求得c'(1)， c"对应的正交化参量^， ^。上述正交化的方法同样可以用于信
道多径数目Z^3的情况。
本实施例中，设公共导频信道的一个时隙包含2560个码片，以扩频因子口=32计算，一 个时隙就包含80个导频符号，这里我们以2561个连续导频符号为研究对象。公共导频信道
标记为第1个用户即7 =1 ，那么第z'个符号时刻第w个的信道参数为 ^"w)-,[/]^(/Fm ， w-0，l…丄-l， / =1,2,3...2561 (10)
三、估算其它导频符号P1时刻的信道参数 本例采用线性内插法
如图4所示，两个相邻特定导频符号P2相距N个导频符号Pl，分别记为第i个和第z' +1
个特定导频符号P2，则第1个特定导频符号？2对应的符号下标为^!"(/-1) + 1，第z'+l个特 定导频符号P2下标为^ " +1 ，这两个特定导频符号p2时刻的信道参数为
、w"+D(附)"'[(W "十1)K(W " (12) 所以第k个其它导频符号时刻的第m径信道参数(此处指位于第i个和第Z +1个特定导 频符号P2之间其它导频符号)的为
<formula>formula see original document page 8</formula> (13) 三、平滑噪声
为了平滑高斯白噪声，现有技术中采用时间序列理论中的指数平滑方法，而本实施例采
用递归线性平滑算法
<formula>formula see original document page 8</formula>(Ji-Woong choi and Yong-hwan Lee, Adaptive channel estimation in DS-CDMA downlink systems, School of Electrical Engineering and INMC， Seonl National University:
Korea.)。其 中〃 为平滑系数，0《"^1 ，且通常取接近于i的正数。
在上式中代入^^)^^'Kd，即
,.) = —, (m) + (1 — [z, K (/ F加) (工5)
本实施例用递归线性平滑算法平滑噪声，该实施例中采用的递归线性平滑算法比传统的 多符号时隙加权平均(WMSA)的平滑算法(《基于多普勒频偏估计的自适应丽SA信道估计》， 华惊宇，盛彬，孟庆民，尤肖虎，应用科学学报，2005年)更适合于高速移动环境下的信道 估计。本实施例的算法采用只在彼此相邻两个符号时刻间估计出的信道参数进行递归线性求 和运算，每次平滑运算只占用相邻两个符号的时间长度，可以较好地跟踪快时变信道的变化。 通过实验仿真表明该算法在高速移动环境下用于平滑快时变信道参数时，运算复杂度较小， 平滑效果显著，信道参数估计的均方误差MSE下降显著。
实验仿真和结果
通过在MATLAB平台上做该算法仿真实验 码片速率；4. 096Mbps 扩频码字OVSF码 特定导频符号P插入间隔:N40
符号序列长度扩频因子取32时，每个时隙含有80个符号，这里我们以32个时隙即 2560个符号为研究对象，这里为估计方便取2561个符号 调制方式QPSK 载波频率2GHz
最大多普勒频率fm: 100ife^A^6G0/fe 信道模型Jake信道模型，信道阶数取6
信道参数平滑系数"=Q-95 实施步骤
(1)我们先随机产生257个特定导频符号P2，然后以10个符号为间隔放入到公共导频 信道上原有的导频信号P1中去，如图3所示。(2) 将步骤(1)中产生的信号经过QPSK调制和扩频，发送至无线信道中。这里扩频 码采用的是32位正交码(0VSF码)，信道采用Jake信道模型。
(3) 接收端采用Rake接收模型，接收信号如公式(5)所示。
(4) 将信道各径经不同码片延迟后的扩频码e^("")通过公式(7)， (8)， (9)进行施密特 正交化，求出各径扩频码对应的正交化参量。
(5) 通过公式(10)估计出特定导频符号时刻的信道参数，然后经线性内插估计出其 他导频符号时刻的信道参数，如公式(13)所示的线性内插公式。
(6) 对估计出的全部信道参数进行递归线性平滑，如公式(14)、公式(15)所示。
图5是在最大多普勒频率fm取不同值的情况下，采用该发明的算法估计信道参数的均 方误差MSE曲线比较图。其中导频符号比特速率为256kbps，当fm分别取200Hz， 400Hz， 600Hz 时，对应一个多普勒周期内包含的导频符号数分别为640， 320， 213。由图可见，最大多普 勒频率fm越大，相同导频符号速率的情况下， 一个多普勒周期内包含的导频符号数越少，信 道估计的均方误差也就越大。但是，^在1()()/^^^《6()()/^变化时，信道估计的均方误差
在一定的范围内变化不大，总体性能较好。说明该算法也适用于快时变的信道估计。
图6是当特定导频符号P插入间隔N取不同值时，采用该发明的算法估计信道参数的均 方误差MSE曲线比较图。图中，N分别取10， 20， 40，可见信道估计的均方误差变化较大，N 值越大MSE越大，N值越小MSE越小。如果我们取的N值太大，可能造成信道参数的均方误 差MSE太大不符合要求；但如果我们取的N值太小，即插入的特定导频符号就会过多，可能 会对公共导频信道上其他的导频信号产生干扰，占用过多的发送时间。因此我们可以根据不 同系统对信道参数精确度的不同要求选择合适大小的N值。
图7是在最大多普勒频率fm取不同值的情况下，采用该发明中递归线性平滑算法前后 估计信道参数的均方误差MSE曲线比较图。其中导频符号速率为128kps，当fm分别取200Hz， 400Hz时，对应一个多普勒周期内包含的导频符号数分别为640， 320。由图可见，不论是快 时变还是慢时变信道，采用本发明中的递归线性平滑算法均能取得较好的效果，使得信道参 数的均方误差MSE减小明显。
权利要求
WCDMA下行信道参数估计方法，其特征是步骤包括在发送端的公共导频信道上，把多个特定导频符号放入信道时隙中，使得相邻两个特定导频符号相距N个导频符号；在接收端的公共导频信道上，根据上述特定导频符号算出特定导频符号时刻的信道参数，然后根据已算出的相邻两个特定导频符号时刻的信道参数估算这两个特定导频符号之间的其它导频符号时刻的信道参数；其中，N是大于1的自然数，且根据下行信道状况来选取以满足对下行信道参数估计精确度的要求。
全文摘要
本发明涉及移动通信中的下行信道参数估计方法，尤其涉及在高速移动环境下准确地估计下行信道参数的方法。WCDMA下行信道参数估计方法，其在不降低通信效率的前提下比较准确地估计高速移动环境下的信道参数，且占用信道资源较少，步骤包括在发送端的公共导频信道上，把多个特定导频符号放入信道时隙中，使得相邻两个特定导频符号相距N个导频符号；在接收端的公共导频信道上，根据上述特定导频符号算出特定导频符号时刻的信道参数，然后根据已算出的相邻两个特定导频符号时刻的信道参数估算这两个特定导频符号之间的其它导频符号时刻的信道参数；其中N是大于1的自然数，且根据下行信道状况来选取以满足对下行信道参数估计精确度的要求。
文档编号H04L25/03GK101527583SQ20091003870
公开日2009年9月9日 申请日期2009年4月17日 优先权日2009年4月17日
发明者潜 孙, 廖建强, 戴宪华, 舟 肖, 邢强强, 陈嫦娟 申请人:中山大学;中国联合网络通信有限公司广东省分公司