一种信道估计方法

一种信道估计方法
【专利摘要】本发明涉及地面广播传输领域，尤其涉及一种信道的估计方法。一种信道估计方法，应用于对下一载波信号帧的信道进行估计，所述信道估计方法包括：对当前的信号帧和所述当前的信号帧所在的信道进行载波均衡，得到所述当前的信号帧的发送序列和所述当前的信号帧的信噪比，通过对所述发送序列进行计算，得到参考信道；根据所述信号帧的信噪比，完成初始的信道估计；通过自适应滤波的方法对估计的初始信道和所述参考信道进行处理，得到下一个信号帧的估计信道。
【专利说明】
_种信道估计方法
技术领域
[0001 ]本发明涉及地面广播传输领域，尤其涉及一种信道的估计方法。
【背景技术】
[0002] 现有的对信道的估计方法需要对输入信号通过相关器或者通过频域除法，得到初 始的信道估计；之后对初始的信道估计，用固定系数的滤波器进行频域滤波，得到信道估 计;或者是对初始的信道估计，通过时域挑选多径的方法，得到信道估计。
[0003] 但是现有技术中初始的信道估计质量较差，因为有信号对PN的干扰，在进行信道 估计时，固定系数滤波不能得到最佳的信道估计，因为信道的特性是未知的，只能做一个最 保守的低通滤波，无法去除带内的噪声;此外，挑选多径的方法会导致鲁棒性不好，很多小 的多径，难以被挑中，导致性能大幅度下降。

【发明内容】

[0004] 针对现有技术中存在的问题，本发明提供了一种信道的估计方法，能够在低信噪 比，难以分辨的多径信道的信道环境中，提高接收机的性能。
[0005] 本发明采用如下技术方案：
[0006] -种信道估计方法，应用于对下一载波信号帧的信道进行估计，所述信道估计方 法包括：
[0007] 对当前的信号帧和所述当前的信号帧所在的信道进行载波均衡，得到所述当前的 信号帧的发送序列和所述当前的信号帧的的信噪比，通过对所述发送序列进行计算，得到 参考信道；
[0008] 根据所述信号帧的信噪比，完成初始的信道估计；
[0009] 通过自适应滤波的方法对估计的初始信道和所述参考信道进行处理，得到下一个 信号帧的估计信道。
[0010]优选的，所述信道估计方法中，所述信号帧包括PN序列和连接在所述PN序列尾部 的数据块，其中所述PN序列的长度不变。
[0011]优选的，所述信道估计方法中，所述信号帧为经过模数转换、变频、滤波、采样率变 换后的基带信号；以及
[0012] 所述基带信号的速率为单倍的符号率。
[0013] 优选的，所述信道估计方法中，得到所述信噪比和所述参考信道的方法中包括：
[0014] 将所述当前的信号帧中PN序列的尾部去除；
[0015] 在所述当前的信号帧的数据块中加入所述当前的信号帧的数据块在下一信号帧 的PN序列头部的拖尾；
[0016] 得到重构的循环卷积信号。（其中，所述循环卷积信号为满足循环卷积的信号。）
[0017] 优选的，所述信道估计方法中，得到所述信噪比和所述参考信道的方法中还包括：
[0018] 根据所述循环卷积信号的信道，通过slicer函数的硬判决，得到估计的发送序列；
[0019] 对所述发送序列进行计算得到所述参考信道。
[0020] 优选的，所述信道估计方法中，完成初始的信道估计的方法中包括：
[0021] 运用所述Slicer函数，去除当前的信号帧PN序列的头部，其中去除的该当前信号 帧PN序列的头部为前一信号帧的数据块的尾部对所述当前的信号帧PN序列的头部的干扰； [0022]将所述当前的信号帧PN序列的尾部在当前的信号帧数据块的头部的拖尾去掉； [0023]得到线性卷积信号。（其中所述线性卷积信号满足线性卷积构造。）
[0024]优选的，所述信道估计方法中，完成初始的信道估计的方法还包括：
[0025]对多径信号、所述线性卷积信号的PN序列和估计的所述信噪比进行频域除法，得 到所述当前信号帧信道的频域响应。（其中，所述多径信号为所述线性卷积信号的PN序列的 多径信号。）
[0026]优选的，所述信道估计方法中，完成初始的信道估计的方法还包括：
[0027]对所述当前信号帧信道的频域响应进行滤波和/或抽样，得到初始的信道。
[0028]优选的，所述信道估计方法中，
[0029] 根据初始的信道和所述参考信道，对所述当前的信号帧的所有子载波进行系数更 新，并且利用更新的系数生成下一信号帧的信道估计。
[0030] 本发明的有益效果是：
[0031] 本发明通过将信号帧中的data去除，然后对线性卷积信号做最小均方误差频域除 法，可以得到较好的初始信道估计;对初始信道估计做自适应滤波，得到最佳的信道估计， 在本发明中去除了信号帧内，信号帧之间的干扰，能够提高接收机的性能。
【附图说明】
[0032]图1为本发明DTMB系统的帧结构；
[0033]图2为本发明多载波的信道估计和均衡；
[0034]图3为本发明去除PN序列的示意图；
[0035]图4为本发明去除数据块data的示意图；
[0036]图5为本发明自适应滤波的示意图。
【具体实施方式】
[0037]需要说明的是，在不冲突的情况下，下述技术方案，技术特征之间可以相互组合。 [0038]下面结合附图对本发明的【具体实施方式】作进一步的说明：
[0039]如图1所示，本实施例的信号帧（以下简称Symbol)包括帧头和帧体，帧头可以为PN 序列（以下简称PN)，帧体可以为数据块（以下简称data)，各个信号帧之间前一信号帧的 data与后一信号帧的PN连接，例如图1中前一信号帧symbol 0的data 0与后一信号帧 symbol 1的PN1连接，以此类推，与此相同，此处不进行赘述，本实施例的PN序列有三种可 能，分别为PN420，PN595和PN945，对应的PN序列的长度分别为420，595和945;各个symbol的 PN，他们可能是不变的，也有可能是变化的，本实施例只描述不变的情况。本实施例的DATA 有两种可能，分别对应着单载波和多载波，data的长度为3780，如果DATA是单载波的话，各 个symbol中的PN都是一致的，他们构成了循环相关。本实施例中所有涉及到的FFT和IFFT (傅里叶变换和傅里叶逆变换)运算的长度fTtlen，data的长度都是3780。图2是多载波的信 道估计和均衡，分为3个部分，1、均衡;2、初始信道(H_drm)的获取;3、自适应滤波。
[0040]图2中的多载波均衡器，通过已知的信号帧（eqin)和信道估计H_flt，可以选择任 意的方法来完成均衡(比如说MMEQ)，得到估计的发送序列（slicer_out)以及当前信号帧的 SNR(信噪比）：估计的snr_ esti。图中的eqin，是对模数变换(ADC)之后的信号，进行下变频， 滤波，采样率变换之后，转换成的基带信号，信号的速率为单倍的符号率，在DTMB系统中，可 以为 7.56MHz。
[0041 ]本实施例中多载波的均衡，主要包含了PN去除，发送信号估计，H_ref计算，SNR估 计等步骤，首先1.1:PN去除的功能是把eqin中的PN去掉，然后通过信号重构，组成满足循环 卷积的信号。如图3所示：
[0042] Pn2_x_hl
[0043]※是线性卷积，我们可以用FFT来实现这个计算。
[0044] PN2 = fft( [pn2zeros(3780-pn_len)])；
[0045] 这是对pn2后向补零到3780的长度，然后做fft。
[0046] ΡΝ2_χ_Η1=ΡΝ2*Η1；
[0047] HI是datal的信道响应估计，是自适应滤波器在datalsymbol的输出。
[0048] Pnl_x_hO = ifft(PNl_x_HO)；
[0049] PN1 =fft( [pnlzeros(3780-pn_len)])；
[0050] 这是对pnl后向补零到3780的长度，然后做fft。
[0051] ΡΝ1_χ_Η0 = ΡΝ1*Η0；
[0052] Pnl_x_hO = ifft(PNl_x_HO)；
[0053 ] H0是dataO的信道响应估计，是自适应滤波器在dataOsymbo 1的输出。
[0054 ] Pa th_d i s t是多径的长度，是由其他模块估计出来的。
[0055] y = eqin(0:Path_dist+378〇-l)；
[0056] eqin(0)是第一条多径的发送datal的第一个采样点。
[0057] data_tail(0:Path_dist_l)=y(3780:3780+Path_dist_l)_pn2_x_hl(0:Path_ dist-1)；
[0058] y(0:Path_dist_l)=y(0:Path_dist_l)+data_tail(0:Path_dist_l)-pnl_x_h0 (pn_len:pn_len+Path_dist_l);
[0059] y会送入发送信号估计模块进行下一步的处理。
[0060] 1.2发送信号估计：
[0061] Y = fft(y)
[0062] SLICER_IN=Y/H_flt
[0063] SLICER_OUT = slicer(SLICER_IN)；
[0064] slicer_out = ifft(SLICER_0UT)
[0065 ] s 1 i cer函数为硬判决，即输出为星座图上离输入信号最近的点。
[0066] 1 · 3H_ref 估计：
[0067] H_ref = Y/SLICER_0UT；
[0068]之后第二步进行初始信道(H_drm)的获取，H_drm是通过在eqin中去除估计到的时 域发送信号，然后进行信道估计得到的。
[0069]第二步中首先进彳丁的是2.1 :data去除，如图4:
[0070] X = fft( [sclier_out(0:pn_len-l)zeros(3780-pn_len])；
[0071 ]这是把81;^1'_〇111:(〇311_1611-1)后面补零到€;1^1611的长度，然后做€;1^。
[0072] DATA1_HEAD=X*H1;
[0073] datal_head = ifft(DATAl_HEAD)；
[0074] HI为datal的信道响应估计，是自适应滤波器在datalsymbol的输出，与均衡中所 用的H_flt相同。
[0075] X = fft( [zeros(3780-pn_len)
[0076] sclier_out(378〇-pn_len:3780-1)])；
[0077] 这是把81;[061'_0111:(3780111_1611:3780-1)前向补零到€;1^1611的长度，然后做打七
[0078] DATA1_TAIL=X*H1;
[0079] datal_tail=ifft(DATAl_TAIL)；
[0080 ] data l_ta i 1为当前信号帧的尾部，在给下一帧计算data去除的时候使用。
[00811当我们得到datal_head之后，我们可以对pnl进行data去除的计算。
[0082] r=[eqin(-pn_len:pn_len-l)]；
[0083] r中包含了所有的pnl的多径信号。
[0084] r(0:pn_len-l)=r(0:pn_len-l)-data0_tai1(0:pn_len-l)；
[0085] r(pn_len:2*pn_len-l)=r(pn_len:2*pn_len-l)-datal_head(0:pn_len-l)；
[0086] dataO_tail是上一帧信号的尾部·
[0087] 2.2频域除法
[0088 ]已知输入r，pn，和snr_e sti我们可以通过频域的除法来完成信道估计。
[0089] 把pn补零到fftlen的长度，，然后做fft，可以得到X
[0090] 把r补零到fftlen的长度，然后做fft，可以得到Y
[0095] 2.3滤波与抽样
[0096 ] 做滤波和抽样，就可以得到H_drm。H_drm_c是信道的频域响应，一般来 说，多径信道的长度不会超过pn序列的长度pnlen，不然会引起DATA之间的干扰ISI。因此， 可以通过滤波，来把H_drm_c的噪声滤除。滤波器的带宽为pn 1 en。可以通过设个滤波器 来实现这个功能，也可以通过fft变换的方法来实现。fft变换本质上也是一个滤波器。fft 变换滤波的方法如下：
[0099] H_drm_f = fft(h2)
[0100] 为了节约数据存储的空间，可以做抽样之后，再用于自适应滤波。
[0102] 其中，ds_ratio为抽样率，取值原则是小于3780/pnlen的整数。
[0103]第三步为：自适应滤波
[0104] 到目前为止，H_drn^H_ref已经得到，可以通过自适应滤波的方法来得到信道估 计^1如图5所示，H_drm为输入信号，通过自适应滤波来生成最后的输出信号为 参考信号。自适应滤波有多种方式，比如说LMS和RLS等等。下面以LMS为例来说明。通常的 LMS分为两个部分，滤波(生成H_updt)和系数更新(更新coeff)。在本文中，在这两个部分的 基础上，还需要增加一个新的部分，新数据生成(生成数组idx指示了滤波器的取值 范围。
[0105] idx= [-pre:post]；
[0106] 对于所有的子载波m(m的取值为0〈 = m〈fftlen-l)，可以用如下3个公式进行系数 的更新。H_drm_array [ η，m ]的意思是第η个symbo 1的信号所产生的子载波m的信道响应H_ drm[m]。例如，对symbol η进行完均衡之后，得到第η个symbol的的H_drn^PH_ref，然后开始 进行系数更新。
[0108] err[m] =H_ref [m]-H_updt[m]；
[0109] 对所有的coeff进行系数更新：
[0110] coeff[idx]
[0111] =coeff [ idx]+stepsize*err[m]
[0112] *H_drm_array[n-l,idx+m]*
[0113]其中，Stepsize为系数更新的步长，可以根据需要先验设定。
[0114]在对所有的子载波都更新了系数之后，可以利用最新的coeff来生成下一个 symbol n+1的信道估计H_flt，子载波111的!1_;^1:的生成公式如下：
[0116]综上所述，本发明通过将信号帧中的data去除，然后对线性卷积信号做最小均方 误差频域除法，可以得到较好的初始信道估计;对初始信道估计做自适应滤波，得到最佳的 信道估计，在本发明中去除了信号帧内，信号帧之间的干扰，能够提高接收机的性能。
[0117]通过说明和附图，给出了【具体实施方式】的特定结构的典型实施例，基于本发明精 神，还可作其他的转换。尽管上述发明提出了现有的较佳实施例，然而，这些内容并不作为 局限。
[0118]对于本领域的技术人员而言，阅读上述说明后，各种变化和修正无疑将显而易见。 因此，所附的权利要求书应看作是涵盖本发明的真实意图和范围的全部变化和修正。在权 利要求书范围内任何和所有等价的范围与内容，都应认为仍属本发明的意图和范围内。
【主权项】
1. 一种信道估计方法，其特征在于，应用于对下一载波信号帧的信道进行估计，所述信 道估计方法包括： 对当前的信号帧和所述当前的信号帧所在的信道进行载波均衡，得到所述当前的信号 帧的发送序列和所述当前的信号帧的信噪比，通过对所述发送序列进行计算，得到参考信 道； 根据所述信号帧的信噪比，完成初始的信道估计； 通过自适应滤波的方法对估计的初始信道和所述参考信道进行处理，得到下一个信号 帧的估计信道。2. 根据权利要求1所述的信道估计方法，其特征在于，所述信道估计方法中，所述信号 帧包括PN序列和连接在所述PN序列尾部的数据块，其中所述PN序列的长度不变。3. 根据权利要求1所述的信道估计方法，其特征在于，所述信道估计方法中，所述信号 帧为经过模数转换、变频、滤波、采样率变换后的基带信号；以及 所述基带信号的速率为单倍的符号率。4. 根据权利要求2所述的信道估计方法，其特征在于，所述信道估计方法中，得到所述 信噪比和所述参考信道的方法中包括： 将所述当前的信号帧中PN序列的尾部去除； 在所述当前的信号帧的数据块中加入所述当前的信号帧的数据块在下一信号帧的PN 序列头部的拖尾； 得到重构的循环卷积信号。5. 根据权利要求4所述的信道估计方法，其特征在于，所述信道估计方法中，得到所述 信噪比和所述参考信道的方法中还包括： 根据所述循环卷积信号的信道，通过slicer函数的硬判决，得到估计的发送序列； 对所述发送序列进行计算得到所述参考信道。6. 根据权利要求2所述的信道估计方法，其特征在于，所述信道估计方法中，完成初始 的信道估计的方法中包括： 运用所述slicer函数，去除当前的信号帧PN序列的头部，其中去除的该当前信号帧PN 序列的头部为前一信号帧的数据块的尾部对所述当前的信号帧PN序列的头部的干扰； 将所述当前的信号帧PN序列的尾部在当前的信号帧数据块的头部的拖尾去掉； 得到线性卷积信号。7. 根据权利要求6所述的信道估计方法，其特征在于，所述信道估计方法中，完成初始 的信道估计的方法还包括： 对多径信号、所述线性卷积信号的PN序列和估计的所述信噪比进行频域除法，得到所 述当前信号帧信道的频域响应。8. 根据权利要求7所述的信道估计方法，其特征在于，所述信道估计方法中，完成初始 的信道估计的方法还包括： 对所述当前信号帧信道的频域响应进行滤波和/或抽样，得到初始的信道。9. 根据权利要求1所述的信道估计方法，其特征在于，所述信道估计方法中， 根据初始的信道和所述参考信道，对所述当前的信号帧的所有子载波进行系数更新， 并且利用更新的系数生成下一信号帧的信道估计。
【文档编号】H04L1/00GK106027431SQ201610298413
【公开日】2016年10月12日
【申请日】2016年5月6日
【发明人】张锦红, 牛进, 刘小同, 王纯
【申请人】晶晨半导体(上海)有限公司