专利名称：信道估测装置与方法
技术领域：
本发明系有关于通道估测，特别是用于正交分频多任务(OFDM)通讯系统的信道 估测装置与方法。
背景技术：
在无线通讯系统(wireless communication system)中，由于其无线电通道 (radio channel)通常有多重路径衰减(multipath fading)效应，以致于在接收的信号 中会有符号间干扰(intersymbol interference, ISI)的问题。为了消除符号间干扰，一 般的作法乃在接收器中设置均衡器(equalizer)，而均衡器的运作需用到通道脉冲响应 (channel impulse response,CIR)的信息，使得信道脉冲响应的估测在行动无线电系统中 扮演相当关键的角色。(Orthogonal Frequency-Division Multiplexing,OFDM) ^^c^ 通讯领域中已是重要通信技术，可增加数据传输率。例如IEEE 802. Ila采用OFDM技术，其 数据传输率可达54Mbps ；而IEEE 802. Ilb未用OFDM技术，其数据传输率仅有11Mbps。故 如何有效率地估测OFDM系统的信道脉冲响应以消除符号间干扰，以发挥OFDM高传输率的 特性，为一重要课题。在OFDM系统中，初估频域通道响应H(k)的估测，一般乃在各引导副 载波处对其引导符号的频域传送值与频域接收值施行一最小平方差演算而得。频域传送值 和频域接收值的关系为=Y(k) =!1(10乂(10+队，其中￥(10为接受器收到的讯号，X(k)为传 送器传送的讯号，H(k)为频域通道响应，Nk代表噪声。在一 OFDM通道中，引导副载波传送 的数据X(k)为已知，资料副载波的X(k)仍为未知。因此可先得知引导符号对应的H(k)
Y(Ic)
众)=T^，@€J页胃力忽、@， ·胃fflffl· {古去胃 畐IJi^皮χ寸 道脉冲响应H(k)，因此，如果可以知道频域通道脉冲响应H(k)，则可知数据副载波传送的
数裾_ =器。初估频域通道响应H (k)只在频率位置k对应于引导副载波处有演算值，其它对应 于数据副载波处的频域通道响应值则先令其为0，表示在OFDM信道估测装置中的反快速傅 立叶转换(Inverse Fast Fourier Transform，IFFT)实际上只会在引导副载波处对应的转 换有非零值，故其IFFT计算规模应有改进的空间。因此，需要提出一种信道估测装置及其方法，可适当地调整IFFT的取样点，缩小 整体IFFT转换规模，并保有相同的通道估测效能，进而降低电路成本。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是提供一种信道估测装置与方法，可以降低电路成 本。为了解决以上技术问题，本发明提供了如下技术方案
本发明提供了一种信道估测装置，用于一正交分频多任务通讯系统(Orthogonal Frequency-Division Multiplexing, OFDM)，其接收复数个OFDM符号，该信道估测装置包 含一反快速傅立叶转换单元，用以对各OFDM符号对应的具一第一数量响应值的初估频域 通道响应执行一第二数量取样点的反快速傅立叶转换，以产生对应于该些OFDM符号的复 数个第一时域通道脉冲响应，其中该第一数量大于该第二数量；一窗口过滤单元，用以对各 第一时域通道脉冲响应执行一时域窗口过滤处理，以产生对应于该些OFDM符号的复数个 第二时域通道脉冲响应；一平滑化单元，用以对各第二时域通道脉冲响应执行一平滑化处 理，以产生对应于该些OFDM符号的复数个平滑时域通道脉冲响应；以及一快速傅立叶转换 单元，用以对各平滑时域通道脉冲响应执行该第一数量取样点的快速傅立叶转换，以产生 相关于该些OFDM符号的复数个频域通道响应。本发明还提供了一种通道估测方法，用于一正交分频多任务通讯系统，其接收复 数个OFDM符号，该信道估测方法包含以下步骤对各OFDM符号对应的第一数量个响应值的 初估频域通道响应执行一第二数量个取样点的反快速傅立叶转换和一相位平移，以产生对 应于各OFDM符号的第一时域信道脉冲响应，其中该第一数量大于该第二数量；以及根据该 些第一时域通道脉冲响应，以产生相关于该些OFDM符号的复数个频域通道响应。最后，本发明提供了一种反快速傅立叶转换单元，用于一正交分频多任务通讯系 统的信道估测，该运算单元包含一反快速傅立叶转换器，用以对具一第一数量响应值的一 初估频域通道响应计算一第二数量取样点的反快速傅立叶转换，以产生一反快速傅立叶转 换结果，其中该第一数量大于该第二数量；以及一相位平移乘法器，用以将该反快速傅立叶 转换结果执行一相位平移，以产生一时域通道脉冲响应。本发明采用的信道估测装置与方法，，可适当地调整IFFT的取样点，缩小整体 IFFT转换规模，并保有相同的通道估测效能，进而降低电路成本。
临界过滤单元404
具体实施例方式图1为OFDM信道估测装置的方块图。OFDM信道估测装置包含一 8192取样点 反快速傅立叶转换(Inverse Fast Fourier Transform, IFFT)单元 101、一窗 口过滤 (windowing) ^jt 102、一 8192 MW^ FFT(Fast Fourier Transform, FFT) ^jt 103 R 一频域通道响应的平滑化(smoothing)单元104。8192取样点IFFT单元101用以对初估 频域通道响应H(k)执行8192取样点反快速傅立叶转换(IFFT)，以产生一时域通道脉冲
响应h(n)，/z( ) = ^i/㈨./I，共有8192个时域通道脉冲响应结果h(0)，h(l)，...，
A:=0
h(8191)，如图2所示。载波的频率与时间分布如图3所示，符号「〇」代表引导符号，符号 「X」代表数据符号，横轴代表频域载波索引(carrier index)，纵轴代表时域OFDM符号索 引。该8192取样点反快速傅立叶转换(IFFT)运算的取样值实际上只会在576或577引导 副载波对应处有非零值，其余皆为零，故其8192的IFFT计算规模显得过大而缺乏效率。该窗口过滤单元102根据一临界数值及一窗口长度，过滤该第一时域通道脉冲响 应h(n)，以滤除窗口长度以外及低于该临界数值的时域通道脉冲响应，而产生该第二时域 通道脉冲响应hw (η)。该8192取样点FFT单元103对该时域通道脉冲响应hw (η)执行8192 取样点快速傅立叶转换(FFT)，以产生一频域通道响应幻，k = 0 8191。该频域信道响 应的平滑化单元104依各频域信道响应对应的OFDM符号，前后4组不同OFDM符号对应的各 频域通道响应#(幻，执行一算术平均运算，以产生一经平滑化的频域通道响应及,(幻，例如，
Hs(Kl) 二 ·，其中k代表载波编号，1代表OFDM符号，am代表权重系数，例如，执
行算术平均时， =^。
y图4为本发明一具体实施例的信道估测装置400的方块图。于此实施例中，以欧规 数字视讯广播(Digital Video Broadcasting-Second GenerationTerrestrial，DVB-T2) OFDM的传输规格为例，假设每一 OFDM通道共有N个副载波，其中可用的副载波有(Kmax+1) 个，N大于(Kmax+1)，其余N-(Kmax+l)个副载波位于保护频带(guard band)上不使用，可用的 副载波中每D个副载波有一个为引导副载波(pilot sub-carrier)，用以承载一引导符号 (pilot symbol)，其余副载波称为资料副载波(data sub-carrier)，用以承载一数据符号 (datasymbol)。于本实施例中，N = 8192、Kmax = 6912、D = 12 举例之。亦即在该 6913 个可用的副载波中，有576或577个引导副载波用以承载引导符号，有6337或6336个资料 副载波用以承载数据符号，其在6913个可用的副载波以外的1279个副载波中设有保护频 带(guard band)而不使用，以避免讯号间干扰。如图4所示，信道估测装置400包含一 IFFT单元401、一窗口过滤单元402、一时 域信道脉冲响应的平滑化单元403、一临界过滤单元404及一 FFT单元405。IFFT运算单元 401用以对第一数量个响应值的初估频域通道响应H(k)，执行第二数量个取样点IFFT和一 相位平移，以产生第一时域通道脉冲响应h(η)。在本实施例中，举例而言，当引导副载波对 应于 k = 0、12、24、…、3456、4736、4748、…、8180 等位置，其中 k = 3457 4735 的副载波位于保护频带不使用，则第一时域通道脉冲响应h (η)可表示如下
其中
其他 图5显示m与k的转换对应关系。从上述式子可看出，第一数量N个取样点的IFFT
-TTnKm
可简化为第二数量N/4取样点的IFFT，再多一相位移^1!。此外，当引导副载波对应于 k = 3、15、27、…、3447、4739、4751、…、8183等位置时，则第一时域通道脉冲响应h(η)可
表示如下
其中 同样地，第一数量N个取样点的IFFT运算亦可简化为第二数量Ν/4取样点的IFFT运算，再多
应注意到，该引导副载波的位置可相关于对应的时域
OFDM符号，如图3所示。因此，利用引导副载波的规律性，并搭配乘法器将该IFFT结果施
以一相位移
则IFFT运算单元401的取样点可简化为N除以一简化参数实现
之，其中a与OFDM符号索引有关，由方程式推导结果可得知，该相位移系相关于第一数量 (N)、各OFDM符号对应的引导副载波的位置、引导副载波的规律性(D)和可用的副载波数量 (Kmax+1)，亦即和保护频带的大小有关。上述方程式系以简化参数等于4举例之，实际应用 时只要该简化参数可整除引导副载波的间隔数D即可，例如本实施例的D= 12，可以被4整 除。较佳地，利用IFFT运算，简化参数为2的幂次，也就是说，当取样点为2的幂次时，利用 IFFT运算，可节省转换耗费的时间。本实施例中，N为8192，IFFT单元401只需取样2048 点，即可较8192取样点IFFT单元减少所需缓冲器的大小和转换时间，而且没有额外的误差 产生。 图6显示窗口过滤的示意图，请同时参考图4，窗口过滤单元402根据一窗口长度 保留窗口长度以内的第一时域通道脉冲响应h(n)，而产生第二时域通道脉冲响Shw(n)。该 时域信道脉冲响应的平滑化单元403系用以对复数组不同OFDM符号对应的各第二时域通 道脉冲响应hw (η)平滑化，以产生一平滑时域通道脉冲响应hs (η)。在本实施例中，使用9组 OFDM符号连续的第二时域通道脉冲响应hw(n)，其系对应于待估测OFDM符号的信道脉冲响 应及其时间轴前后各4组OFDM符号的信道脉冲响应，而该平滑化可为一平均运算或一加权算，举例而言，平滑化运算可为
其中k代表频域载波编号，1代表
时域OFDM符号，am代表权重系数，例如，执行算术平均时，am =1/9，当采用加权运算时，可以考虑时间轴上通道变化，以决定加权数，例如待估测OFDM符号对应的信道脉冲响应的权重 较高，其前、后OFDM符号的信道脉冲响应的权重较低。应注意到，在本实施例中，各第二时域通道脉冲响Shw(n)已经过窗口过滤单元402滤除窗口长度以外的时域通道脉冲响应， 因此，可大幅减少平滑化单元403内部缓冲器储存单元的需求。图7显示临界过滤的示意图，请同时参考图4，临界过滤单元404系根据一临界 数值，以保留高于该临界数值的各平滑时域通道脉冲响应hs (η)，而产生该第三时域通道脉 冲响应hT(n)。举例而言，该临界数值可以为各时域通道脉冲响应值的各数值的加权平均 值。应注意到，在此实施例中，由于各平滑时域通道脉冲响应hs(η)已经过平滑化单元403 的平滑化处理，因此可能有部份非噪声的时域信道脉冲响应在平滑化处理前系小于该临界 值，但经平滑化处理后即大于该临界值，也就是说，在进行临界过滤处理之前先进行平滑化 处理，可避免在进行临界过滤处理时将部份非噪声的时域信道脉冲响应滤除，以得到较准 确的时域通道响应值。临界过滤单元404主要系用以滤除噪声，于另一实施例中，临界过滤 单元404亦可整合进平滑化单元403里。FFT单元405系用以对该第三时域通道脉冲响应 hT(n)执行N取样点FFT，以产生一频域通道响应所衫，于本实施例中N = 8192，频域通道响 应M(Jc)在k = 0 8191的所有副载波皆有频域通道响应值，因此可得知数据副载波传送的 数据。图8为本发明具体实施例的通道估测流程图。流程开始于步骤800，步骤810系对 复数个OFDM符号对应的各第一数量个响应值的初估频域通道响应H(k)执行第二数量取样 点的IFFT和一相位平移，以产生对应于各OFDM符号的第一时域信道脉冲响应h (η)。其中 第二数量系第一数量除以一简化参数而得，该简化参数可整除该第一数量，较佳地，该简化 参数为2的幂次方，以使简化后的第二数量取样点IFFT运算适用IFFT的快速算法。该相
K
位平移系将该第二数量取样点的IFFT结果乘以一相位移，!^S，该相位移系相关于第
e N
一数量、该OFDM符号对应的引导副载波的位置和规律性，以及可用的副载波数量，亦即和 保护频带的大小有关。举例而言，上述实施例的推导方程式中，该第一数值为8092，简化参 数为4，第二数值为2048，使用2048取样点的IFFT即可达成通道估测，可以大幅减少IFFT 的硬件数量。步骤820系根据该些第一时域通道脉冲响应h (η)，产生相关于该些OFDM符号 的频域信道响应^^)。最后流程结束于步骤830，此时各频域通道响应在k = 0 8191 的所有副载波皆有频域信道响应值，完成信道估测的目的。图9显示图8中步骤820产生对应于各频域通道响应岛匆的详细步骤流程图的一 具体实施例。本流程开始于步骤900，步骤910系对各第一时域通道脉冲响应h (η)执行一 时域窗口(time-domain windowing)过滤，以产生对应于各OFDM符号的第二时域通道脉 冲响应hw(n)；该窗口过滤根据一时域窗口长度，保留该窗口长度内的第一时域通道脉冲响 应h(n)，而产生各第二时域通道脉冲响应hw(n)。步骤920系对各第二时域通道脉冲响应 hw(n)平滑化，以产生对应于各OFDM符号的一平滑时域通道脉冲响应hs (η)；举例而言，该 平滑化系使用9组OFDM符号连续的第二时域通道脉冲响应hw(η)，其包括一待估测OFDM符 号的信道脉冲响应及其该OFDM符号时间轴前后各4组的第二时域通道脉冲响应，执行一平
均运算，或一加权运算。举例而言，该平滑化表达式为W)-K(n,l-m)，其中k代表
m=-4
载波编号，1代表OFDM符号，am代表权重系数，例如，执行算术平均时，~=丨。当采用加权运算时，则会考虑时间轴上通道变化，以决定加权数。当通道在时间轴上变化剧烈时，可以 调高在待估测时间的通道脉冲响应的权重，而降低在待估测时间前、后时间的通道脉冲响 应的权重，使离待测时间越远的通道脉冲响应的权重降越低。应注意到，在本实施例中，待 平滑化处理的各第二时域通道脉冲响应hw(η)已经过窗口过滤，滤除窗口长度以外的时域 通道脉冲响应，因此，可大幅减少平滑化运算时间和缓冲所需的储存单元的需求。步骤930 系对各平滑时域通道脉冲响应、(η)执行一时域临界(time-domainthreshold)过滤处理， 以产生对应于各OFDM符号的第三时域通道脉冲响应hT(n)；该临界过滤可以参考一临界数 值，保留高于该临界数值的各平滑时域通道脉冲响应hs (η)，而产生各第三时域通道脉冲响 ShT(n)，举例而言，该临界数值可以为各时域通道脉冲响应各数值的加权平均值。步骤940 系对各第三时域通道脉冲响应hT(n)执行具第一数值取样点的FFT，以产生对应于各OFDM 符号的一频域信道响应^^，在本实施例中，该第一数值为8192，与初估频域通道响应H(k) 具有相同的频域通道响应数目，亦即在k = 0 8191的所有副载波频率处皆产生频域通道 响应值#闲。最后流程结束于步骤950。经由上述较佳实施例的揭露，本案提供一种具低计算复杂度、低成本、低功耗的信 道估测装置与方法，从而改进习知技术的缺点。本案所揭示者乃较佳实施例，举凡局部的变 更或修饰而源于本案的技术思想而为熟习该项技艺的人所易于推知者，例如引导副载波的 排列方式、取样点数的变更、平均组数的变更、平滑化处理方式的变更等，俱不跳脱本发明 的精神范畴。综上所述，本发明揭露一种信道估测装置，用于一 OFDM系统，其接收复数个OFDM 符号，该信道估测装置包含一反快速傅立叶转换单元，用以对各OFDM符号对应的具一第 一数量响应值的初估频域通道响应执行一第二数量取样点的反快速傅立叶转换，以产生对 应于该些OFDM符号的复数个第一时域通道脉冲响应，其中该第一数量大于该第二数量；一 窗口过滤单元，用以对各第一时域通道脉冲响应执行一时域窗口过滤处理，以产生对应于 该些OFDM符号的复数个第二时域通道脉冲响应；一平滑化单元，用以对各第二时域通道脉 冲响应执行一平滑化处理，以产生对应于该些OFDM符号的复数个平滑时域通道脉冲响应； 以及一快速傅立叶转换单元，用以对各平滑时域通道脉冲响应执行该第一数量取样点的快 速傅立叶转换，以产生相关于该些OFDM符号的复数个频域通道响应。本发明亦揭露一种通道估测方法，用于一正交分频多任务通讯系统，其接收复数 个OFDM符号，该信道估测方法包含以下步骤对各OFDM符号对应的第一数量个响应值的初 估频域通道响应执行一第二数量个取样点的反快速傅立叶转换和一相位平移，以产生对应 于各OFDM符号的第一时域信道脉冲响应，其中该第一数量大于该第二数量；以及根据该些 第一时域通道脉冲响应，以产生相关于该些OFDM符号的复数个频域通道响应。本发明亦揭露一种反快速傅立叶转换单元，用于一正交分频多任务通讯系统的信 道估测，该运算单元包含一反快速傅立叶转换器，用以对具一第一数量响应值的一初估 频域通道响应计算一第二数量取样点的反快速傅立叶转换，以产生一反快速傅立叶转换结 果，其中该第一数量大于该第二数量；以及一相位平移乘法器，用以将该反快速傅立叶转换 结果执行一相位平移，以产生一时域通道脉冲响应。综上所述，虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明，熟习 此技艺者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作各种更动与润饰，因此本发明的保护范围以权利要求所界定者为准。
权利要求
一种信道估测装置，用于一正交分频多任务通讯系统，其接收复数个正交分频多任务符号，其特征在于，该信道估测装置包含一反快速傅立叶转换单元，用以对各正交分频多任务符号对应的具一第一数量响应值的初估频域通道响应执行一第二数量取样点的反快速傅立叶转换，以产生对应于该些正交分频多任务符号的复数个第一时域通道脉冲响应，其中该第一数量大于该第二数量；一窗口过滤单元，用以对各第一时域通道脉冲响应执行一时域窗口过滤处理，以产生对应于该些正交分频多任务符号的复数个第二时域通道脉冲响应；一平滑化单元，用以对各第二时域通道脉冲响应执行一平滑化处理，以产生对应于该些正交分频多任务符号的复数个平滑时域通道脉冲响应；以及一快速傅立叶转换单元，用以对各平滑时域通道脉冲响应执行该第一数量取样点的快速傅立叶转换，以产生相关于该些正交分频多任务符号的复数个频域通道响应。
2.如权利要求1所述的装置，其特征在于，该第二数量系该第一数量除以一简化参数 而得。
3.如权利要求1所述的装置，其特征在于，该第一数量系为该第二数量的2的幂次方倍数。
4.如权利要求1所述的装置，其特征在于，该些正交分频多任务符号系符合数字视讯 广播的规范。
5.如权利要求1所述的装置，其特征在于，该反快速傅立叶转换单元包含一乘法器，用 以将各反快速傅立叶转换结果施加一相位偏移，以产生各第一时域通道脉冲响应。
6.如权利要求5所述的装置，其特征在于，该相位偏移系相关于该第一数量、复数个引 导副载波的一规律性，以及一保护频带范围。
7.如权利要求1所述的装置，其特征在于，该窗口过滤单元系依据一时域窗口长度，对 各第一时域通道脉冲响应过滤以保留窗口长度内的各第二时域通道脉冲响应。
8.如权利要求1所述的装置，其特征在于，该平滑化处理为一平均运算或一加权运算。
9.如权利要求1所述的装置，其特征在于，该平滑化单元更包含一临界过滤单元，该平 滑化单元对各第二时域通道脉冲响应执行该平滑化处理，并利用该临界过滤单元执行一时 域临界过滤，以产生各平滑时域通道脉冲响应。
10.一种通道估测方法，用于一正交分频多任务通讯系统，其接收复数个正交分频多任 务符号，其特征在于，该信道估测方法包含以下步骤对各正交分频多任务符号对应的一第一数量个响应值的初估频域通道响应执行一第 二数量个取样点的反快速傅立叶转换和一相位平移，以产生对应于各正交分频多任务符号 的第一时域信道脉冲响应，其中该第一数量大于该第二数量；以及根据该些第一时域通道脉冲响应，以产生相关于该些正交分频多任务符号的复数个频 域通道响应。
11.如权利要求10所述的通道估测方法，其特征在于，该产生该些频域通道响应包含 以下步骤对各第一时域通道脉冲响应执行一时域窗口过滤处理，以产生对应于各正交分频多任 务符号的一第二时域通道脉冲响应；对各第二时域通道脉冲响应执行一平滑化运算，以产生对应于各正交分频多任务符号的一平滑时域通道脉冲响应；对各平滑时域通道脉冲响应执行一时域临界过滤处理，以产生对应于各正交分频多任 务符号的一第三时域通道脉冲响应；以及对各第三时域通道脉冲响应执行一具该第一数量取样点的快速傅立叶转换运算，以产 生对应于各正交分频多任务符号的频域信道响应。
12.如权利要求10所述的通道估测方法，其特征在于，该相位平移系将该第二数量取 样点的反快速傅立叶转换结果执行一相位平移，该相位平移系相关于该第一数量、各正交 分频多任务符号对应的复数个引导副载波的一规律性，以及一保护频带范围。
13.如权利要求10所述的通道估测方法，其特征在于，该些正交分频多任务符号系符 合数字视讯广播的规范。
14.如权利要求11所述的通道估测方法，其特征在于，该窗口过滤处理系根据一时域 窗口长度，保留该窗口长度内的各第一时域通道脉冲响应，而产生各第二时域通道脉冲响 应。
15.如权利要求11所述的通道估测方法，其特征在于，该平滑化运算为一平均运算或一加权运算。
16.如权利要求11所述的通道估测方法，其特征在于，该临界过滤处理系根据一临界 数值，保留高于该临界数值的各平滑时域通道脉冲响应，而产生各第三时域通道脉冲响应。
17.如权利要求16所述的通道估测方法，其特征在于，该临界数值为各平滑时域通道 脉冲响各数值的一加权平均值。
18.一种反快速傅立叶转换单元，用于一正交分频多任务通讯系统的通道估测，其特征 在于，该运算单元包含一反快速傅立叶转换器，用以对具一第一数量响应值的一初估频域通道响应计算一第 二数量取样点的反快速傅立叶转换，以产生一反快速傅立叶转换结果，其中该第一数量大 于该第二数量；以及一相位平移乘法器，用以将该反快速傅立叶转换结果执行一相位平移，以产生一时域 通道脉冲响应。
19.如权利要求18所述的运算单元，其特征在于，该第一数量系为该第二数量的2的幂 次方倍数。
20.如权利要求18所述的运算单元，该相位变量相关于该第一数量、复数个引导副载 波的一规律性，以及一保护频带范围。全文摘要
本发明公开了一种信道估测装置与方法，可以降低电路成本。通道估测方法用于一正交分频多任务通讯(Orthogonal Frequency-DivisionMultiplexing，OFDM)系统，其接收复数个OFDM符号，该信道估测方法包含以下步骤对各OFDM符号对应的第一数量个响应值的初估频域通道响应执行一第二数量个取样点的反快速傅立叶转换和一相位平移，以产生对应于各OFDM符号的第一时域信道脉冲响应，第一数量大于第二数量；以及根据第一时域通道脉冲响应，产生相关于OFDM符号的复数个频域通道响应。
文档编号H04L25/02GK101888351SQ200910225469
公开日2010年11月17日 申请日期2009年12月16日 优先权日2009年5月11日
发明者刘甄诒, 廖懿颖, 童泰来 申请人:晨星软件研发(深圳)有限公司;晨星半导体股份有限公司