专利名称：Ofdm接收机的后dtf/fft时间跟踪方法
技术领域：
本发明涉及一种在宽带传输系统中进行时间同步跟踪的方法。更具体地，本发明涉及一种在OFDM接收机中进行后DFT时间同步跟踪的算法。本发明还涉及一种用于在OFDM 接收机内执行时间同步跟踪方法的系统。
背景技术：
正交频分复用(OFDM)由于其可以用于低复杂度的发射机和接收机并且在恶劣的多路条件下具有鲁棒性而成为进行高速无线传输的普遍传输方法。在S. B. Weinstein 禾口 P. M. Ebert 的Data transmission byfrequency-division multiplexing using the discrete Fourier transform. IEEE Trans. Communication Technology, C0M-19 (5) 628-634, Oct. 1971中有关于OFDM的更详细讨论。在OFDM中，在OFDM中大量在空间上接近的正交子载波用于承载数据。以低符号速率利用线性调制方案(如，四分之一幅度调制(QAM)或相移键控)来调制每个载波。OFDM子载波的正交性允许高效的调制器和解调器实现在发射机侧使用逆离散傅里叶变换(IDFT)将信号转换到时域以及在接收机侧使用DFT转换回频域。例如对于欧洲数字地面视频广播标准(DVB-T digital VideoBroadcasting-Terrestrial ；ETSI EN 300744, VI. 5. 1 =Digital VideoBroadcasting(DVB) ； “ Framing Structure, channel coding and modulationfor digital terrestrial television" , European Standard,EuropeanTelecommunications Standards Institute, 2004)在接收机中连续接收OFDM信号需要连续适配接收机采样时间以与发射机采样计时同步(这称作时间跟踪)，以便防止后续OFDM符号之间的干扰(符号间干扰ISI)以及独立的OFDM符号内的载波间干扰(ICI)。为了避免多路衰减信道中的符号间干扰(ISI)，在IDFT块之前插入保护间隔。在该间隔期间，发送循环前缀，所述循环前缀由拷贝到保护间隔中的IDFT输出的末端构成。 如果没有多路传播，则接收机可以在循环前缀大小的窗内选择时间同步。在多路传播环境下，所发送的信号通过多个路径到达接收机，每个路径可以引入不同的延迟、幅度和相位，从而增大从一个符号到下一个符号的转变时间。识别出与邻符号有最小干扰(符号间干扰)的OFDM符号的有用部分是要由接收机来执行的时间同步任务。 该任务对于总接收机性能来说是重要的。时间同步可以分为两个主要类别获取和跟踪。符号时间获取限定了最初寻找正确计时的任务。通常，符号时间获取分为两个或更多个步骤，在第一步骤中，实现粗略时间同步。在接下来的步骤中，细化时间窗。对于接续的步骤，通常应用跟踪的类似或相同算法。 跟踪限定了在接收期间连续调节时间窗的任务，以使时间窗保持在其最佳位置。时间跟踪对于总系统性能来说是至关重要的。对于0FDM，提出了多种时间跟踪方法。现有方法可以分组为数据辅助和非数据辅助跟踪以及预DFT或后DFT时间跟踪。数据辅助跟踪利用OFDM中已知的符号，例如参考符号，也称作导频符号或前同步码，而非数据辅助跟踪利用信号的相关特性。在目的在于连续接收的DVB-T中，标准并未限定任何前同步码。参考符号包含在复用、定义了每12个载波的所谓离散导频的标准、以及在固定载波位置处存在的较少数目的连续导频中。这些导频符号仅在DFT之后以及仅在已建立某一粗略时间同步之后可用。因此， DVB-T/H的大多数初始时间同步算法使用OFDM符号与其循环扩展的自相关特性来进行粗略符号时间估计，然后依靠导频信号进行精细时间同步和跟踪。发现使用自相关特性的一些基于时域的预DFT时间跟踪技术需要相对长的平均时间来产生合适的结果。另一缺点是在获取了信号之后在接收机中的任何地方都不需要这些类型的计算。此外，在繁重多路下性能并不令人满意。其他已知方法目的在于进一步改善典型地用于粗略时间同步的基于时域相关的方法。已知基于后DFT的时间跟踪的两种基本方法都使用信道传递函数的估计在第一方法中，利用IDFT将所估计的信道传递函数传递回时域中，以根据所估计的信道传递函数得到信道脉冲响应的估计。此后，对所估计的信道脉冲相应执行能量搜索。 然而，该方法计算量大并且需要附加的存储器。因此，另基于后DFT的时间跟踪的另一种方法是计算离散导频之间的平均相位差，从而估计信道传递函数的均值斜率。这基于DFT的以下特性时域的延迟与相位相对应，相位与载波指数成正比并且与时域的延迟成正比。因此，在单路信道中，可以根据斜率来直接估计时间延迟。例如，在^ung-Jae Ryu、Dong-Seog Han的"Timing phaseestimator overcoming Rayleigh fading for OFDM systems " , IEEE Trans. Consumer Electronics,vol. 47,issue 3. Aug 2001,pp.370-377 禾口 Hou-Shin Chen>Yumin Lee 白勺"Novel sampling clock offset estimation forDVB-T OFDM" , Proc. IEEE VTC 2003-Fall, vol. 4，pp. 2272-2276 中描述了这种算法。已发现使用信道传递函数斜率的均值估计的这种简单的方法在低延迟散布的信道中给出满意结果，但在如单频率网络(SFN)中可能遇到的繁重多路条件下并没有给出合适的结果。所作试验显示这种方法在SFN的保护间隔中没有通过测试。一个原因是基于简单的导频相位斜率的估计器目标在于将信道脉冲响应的重心移至特定位置。然而，如果信道脉冲响应比二分之一保护间隔长，则这种简单方法实质上会导致将强路径拉入保护间隔的中间而更小的路径移出保护窗，从而引起符号间干扰。
发明内容
本发明的目的是提供一种改进的后DFT算法，用于在OFDM接收机中估计时间跟踪误差，例如以允许甚至在单频率网络中的有效时间跟踪。本发明的更具体地的目的是设计一种用于OFDM接收机的时间跟踪算法，支持更长的信道脉冲响应而不引起符号间干扰。通过如权利要求1所述的算法以及如权利要求13或权利要求14所述的电路设备实现了该目的。根据本发明的用于正交频分复用(OFDM)接收机的基于参考符号的时间同步跟踪算法对DFT输出矢量进行操作，并且计算方向的指示，其中，应当向所述方向移位OFDM符号计时，OFDM符号计时是根据移位方向通过增大或减小在DFT输入块之间去除的采样的数目
6(即，去除的保护间隔块长度增大或减小)来移位的。备选的，执行离散时间移位以适配计时，可以控制ADC时钟或可以控制采样速率转换器的转换比以改变计时。针对多个后续OFDM符号中的每一个在等距离频率位置确定多个频率相关，将得到的频率相关线性组合以得到时间同步偏移指示。根据本发明的方法可以被看作是上述^ung-Jae Ryu、Dong-SeogHan和Hou-Shin Chen, Yumin Lee的基于简单导频相位斜率的估计器的增强。与这些基于斜率的估计器不同，根据本发明的估计器的目标在于在特定时间极限内保持信道脉冲能量而并非目的在于将信道脉冲响应的重心移至特定位置。具体对于一端具有很多能量而另一端具有很少能量的长信道脉冲响应来说，根据本发明的方法是有益的。本发明的方法有利地支持更长的信道脉冲响应而不引起符号间干扰。
参考附图，根据以下仅以示例的方式给出的特定实施例的详细描述，本发明的附加特征和优点将是显而易见的，附图中图1示出了具有时间跟踪指示器单元的OFDM接收机电路的简化框图；图2更详细示出了根据本发明的图1的时间跟踪单元第一优选实施例；图3示出了对于DVB-T、ETSI EN 300744的情况在导频位置处的导频符号结构和信道估计；图4示出了在时域中根据本发明应用于频率相关的加权滤波器的响应；图5示出了用于对计时进行移位的时间跟踪指示器块的指示；图6示出了在混合实现方式中根据本发明的具有时间跟踪指示器单元的OFDM接收机电路的第二优选实施例的简化框图；图7更详细示出了根据本发明的图6的时间跟踪单元；图8示出了采用DFT采样提取时间的、图6和图7所示的根据本发明的方法的实现示例的详细框图；图9示出了经由采样速率转换器对采样频率进行控制的、根据图6和7的本发明方法的另一实现示例的详细框图；图10示出了经由采样时钟振荡器对采样频率进行控制的、根据图6和7的本发明方法的另一实现示例的详细框图。在附图中，相同或等同的组件以等同的参考数字来表示，其中，对于相似或等同的单元，参考数字的后两位相同。
具体实施例方式图1示出了 OFDM接收机的一部分的简化示意框图，其中，可以并入根据本发明所提出的时间跟踪。从接收到的复合数字基带信号中提取与DFT长度相同的块，利用与OFDM 保护间隔一样长的未使用的块将这些与DFT长度相同的块分开(110)。对每个有用的块进行DFT处理(120)，每次处理在频域中产生接收数据和导频符号的矢量。导频符号是已知的传输符号，将导频符号提供至接收机以实现包括信道估计(150)在内的各种参数估计任务。计算出的一个DFT输出矢量的信道估计用于对该矢量的数据符号进行均衡。将均衡后的符号馈送至QAM去映射器(140)并最终馈送至解码器。图2更详细示出了根据本发明提出的时间跟踪方法的第一优选实施例的框图。提取(161)DFT输出矢量中的导频符号并使用该导频符号来计算在相应的导频符号位置处的信道传递函数估计(162)。为了说明导频符号提取的示例，图3示出了离散导频的DVB-T图案。除了直接根据当前OFDM符号的导频来估计信道传递函数以外，还可以使用时间方向上的内插来计算除了当前OFDM符号的导频位置以外的其他位置处的信道传递函数估计，图3 中也示出了这一点。然后，以特定的小频率偏移集合，使用所述位置处的信道传递函数估计来计算频率方向上的自相关函数(163)；仅需要这些相关的虚部。计算得到的相关值集合的加权和 (164)，得到标量值。该值指示计时应当被移位至的位置。计算时间方向上的多个平均，值的符号指示要执行的下一次时间移位操作的方向。在算法的最简单形式中，时间移位的量是恒定的(即，构成预先设置的值)，但是可以使用指示器输出的绝对值来控制时间移位的量。加权系数有效地限定了高通滤波器，图4中示出了该高通滤波器的频率响应。还应注意，该滤波器应用于频率相关值，所以滤波器“频率响应”是相对于时间位置而给出的。 该加权滤波器传递函数的形状描述了中间具有平坦部分的S形曲线。换言之，所采用的加权图案包括两边是相应单调递减(m. d.)的部分，中央部分是单调递增(m. i.)的，其中单调递增部分包括长度比相应OFDM符号的保护间隔的长度略小的实质上恒定的部分。在图4 所示的优选实施例中，加权图案的实质上恒定的部分是零区域。零区域确定了允许信道脉冲响应信道脉冲响应具有能量的时间范围。如果信道脉冲响应的一些能量下降到平坦区域以下，如图5所示，则所估计的指示将指示对计时进行移位使得所有能量都落入零区域中。可以以数学方式如下表达上述考虑令F( ·)表示傅里叶变换，F1 ( ·)表示逆傅里叶变换。信道脉冲响应h(t)是信道传递函数H(f)的逆傅里叶变换h(t) = F'l(H(f)) H{f) = F(h(t))因此，平方信道脉冲响应是信道传递函数的自相关函数的逆傅里叶变换I h (t) 12 = h (t) · h* (t) = F—1 (H (f) *H* (-f))加权平方信道脉冲响应上的积分在频域中与信道传递函数的加权自相关函数 (ACF)的积分相对应，/ h ⑴· h* (t) · w (t) dt = / [H (f) *H* (-f) ] · W (f) df其中对该自相关应用的加权是应用于脉冲响应的加权的傅里叶变换W {f) = F(w{t)) ^ w(t) = F-1^V {/))应用于平方脉冲响应的加权w(t)具有如图4所示的形状，因此，对信道传递函数 W(f)的ACF应用的加权的形状是以时域表示的图4所示的加权图案的傅里叶变换。从图4 和图5可以看出，该加权函数上的信道传递函数W(f)的ACF的评估产生了方向的指示，其中向所述方向移位所述计时以便使信道脉冲响应的所有能量位于加权滤波器响应的零部分中I = f [H(f)*H*(-f)] · w (f) df
值I的标记指示移位计时的方向。在给出上述考虑的情况下，将使用以下注释参考图2来详细描述本发明的方法的实施例c(l,k)在IDFT之前发送的符号y(l，k):在DFT输出处接收的符号1 时间方向上的OFDM符号指数k 频率方向上的OFDM子载波指数H(l，k)所估计的信道传递函数值采用所提取的导频符号，在导频位置计算(16 直接信道估计，其中通过如图3所示的导频图案来确定可应用的对(l，k)Hdirect(l,k) = y(l,k)/c(l,k)进一步，计算时间内插信道估计，其中，根据图3所示的导频图案确定可用的对 (l，k) Hmierp(^k) =. Hdirec, (l — ^k)
neO其中，0是在可以进行直接信道估计的时间方向上可用的偏移位置集合，％是内插系数集合。必须选择OFDM符号内直接和时间内插信道估计的组合的集合H(l，kchannel)，使得所使用的导频估计在频率方向上等距离隔开(所有整数)kchannel = k0+n 'KVne In1, η^Ι, 1^+2，· · · , η2}其中，K是可以进行信道估计的两个相邻频率位置之间间隔的常数，k0是常数偏移。优选地，K被选择为小于DFT长度与保护间隔长度之比。随后，对于少量的值η e {1，2，. . . nc}，针对OFDM符号1计算(163)频率相关C(l, η)=-----Ψ} {η{1, k0+m-K)-H* (/, k0+(m + n)· i)}
\+n2-n-n ,=,,丨计算(164)加权频率相关之和，S{l)='iw{n)-C{l,n),其中，W(η)是关于如图4所示和以上描述的频率响应的加权图案，该加权图案确定了应当定位脉冲响应能量的时间间隔。针对多个导频符号重复步骤162至164，在时间方向上对计算出的和求平均产生了指示器I = -^-T-ZS(I),
1 + Z2 - /, /=/,可以从该指示器中提取标记，所述标记给出了要执行计时移位的方向。还可以颠倒加权和求平均的步骤，S卩，首先计算针对多个后续导频符号而得到的频率相关集合中的每个频率相关的平均，然后根据平均后的频率相关来确定加权和以得到指示器。这种加权和求平均过程有效地构成了针对得到的频率相关的线性组合操作，其中仅使用非零权重。在根据本发明的方法的另一实施例中，可以在图1中以130表示的OFDM接收机的信道估计单元内实现结合图2来描述的时间跟踪单元的一部分。在这种情况下，时间跟踪单元的简化实现方式在直接来自于图6所示的信道估计器650的导频位置处进行估计，时间跟踪指示器单元660从而缩减为如图7所示，其中，如以上结合图2的块163至166所描述的来应用相同的原理。图8、9和10示出了用于采用所述时间跟踪方法来实现DFT窗移位的不同实施例。 这三个示例的共同之处是时间跟踪指示器功能。图8至10所示的每个实施例基于图6和 7的合并的信道估计器/时间跟踪指示器。然而，必须意识到，这些实施例中的每个实施例都可以等同地与图1和2的时间跟踪方法相结合使用，其中图1和2的时间跟踪方法与信道估计分开地执行时间跟踪指示器确定。在任何情况下，DFT单元620、数据均衡单元630、 符号去映射单元640、和信道估计单元650与结合图1和6描述的那些单元相同或等同，从而不再重复对这些单元的描述。与这三种实现示例不同之处是在时间跟踪回路内控制计时调节的方法。在图8中，通过直接改变在用于提取DFT输入采样的DFT采样提取单元805中的时间位置来执行计时调节。根据在单元660中确定的时间跟踪指示器来增大或减小所丢弃的OFDM循环前缀的长度，以修改计时。在该设备中，回路滤波器870是理想的积分器，该积分器将提前/推迟信息转换成绝对时间位置。在该实施例中，采样时钟产生器810所产生的用于A/D转换器802的采样时钟保持在固定频率。此外，图9的设备包含采样速率转换器904。通过在特定的时间段内略微改变转换率，提取DFT采样的时间位置将被缓慢移位。这里，回路滤波器970将来自时间跟踪指示器 960的提前/推迟信息转换成采样频率偏移值，在特定的时间量内对采样速率转换器904应用该采样频率偏移值以对计时进行移位。图10的设备不包括采样速率转换器但是使用与图9中相类似的控制机制。使用来自在时间跟踪指示器1060之后的回路滤波器1070的频率偏移信息在采样时钟产生器1001 中直接修改A/D转换器1002的采样时钟，而不是改变采样速率转换器中的转化率。
权利要求
1.一种在正交频分复用OFDM接收机中进行时间同步跟踪的方法，所述方法包括得到DFT输出矢量；使用从DFT输出矢量提取的参考符号来确定采样计时偏移指示；以及使用所确定的指示来适配OFDM符号计时；其中，所述方法特征在于，所述确定步骤包括以下步骤(a)针对第一OFDM符号，使用所述参考符号估计(162 ；650)在等距离频率位置处的信道传递函数；(b)针对所述OFDM符号，确定针对所述等距离频率位置的多个频率相关；(c)针对多个后续OFDM符号重复步骤(a)和(b)；(d)对在步骤(a)至(c)中得到的针对多个OFDM符号的多个频率相关进行线性组合， 以得到采样时钟偏移指示，其中所述线性组合仅使用非零权重。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，步骤⑷包括对于在步骤(b)和(c)中针对多个OFDM符号而确定的频率相关的每个集合，利用加权图案对多个所确定的频率相关进行加权并计算加权后的频率相关之和(164 ；664)，然后对针对所述多个OFDM符号而得到的和求平均，以得到采样时钟偏移指示(165 ；665)。
3.根据权利要求1所述的方法，其中，步骤(d)包括对在步骤(b)和(c)中针对多个 OFDM符号而确定的多个频率相关的每个集合求平均，然后利用加权图案对多个求平均后的频率相关进行加权并计算求平均及加权后的频率相关之和，以得到采样时钟偏移指示。根据权利要求1至3中任一项所述的方法，其中，步骤(a)中的等距离频率位置包括直接估计的参考符号和时间内插的参考符号的组合集合，所述直接估计的参考符号和时间内插的参考符号被等距离布置在频率位置行格内。
4.根据权利要求1至4中任一项所述的方法，其中，等距离频率位置的间隔比DFT窗的长度与OFDM符号的保护间隔的长度之比小。根据权利要求1至5中任一项所述的方法，其中，步骤(c)中使用的加权图案包括以时域表示的单调递增部分以及单调递增部分两边相应的单调递减部分，所述单调递增部分包括实质零部分，所述实质零部分具有比OFDM符号的保护间隔的长度略小的长度。
5.根据权利要求1至6中任一项所述的方法，其中，适配OFDM符号计时包括从采样时钟偏移指示中提取标记，以及在与所述标记相反的方向上移位OFDM符号计时。
6.根据权利要求7所述的方法，其中，移位的量是所确定的采样时钟偏移指示的绝对值的函数。
7.根据权利要求7所述的方法，其中，移位的量是预先设置的值。
8.根据权利要求1至9中任一项所述的方法，其中，移位步骤包括根据在DFT采样提取单元中确定的时间跟踪指示器来增大或减小所丢弃的OFDM循环前缀的长度，同时使A/D 转换器采样时钟恒定保持在固定频率。
9.根据权利要求1至9中任一项所述的方法，其中，移位步骤包括在特定时间量内向 OFDM接收机的采样速率转换器应用采样频率偏移值。
10.根据权利要求1至9中任一项所述的方法，其中，移位步骤包括在特定时间量内修改OFDM接收机的A/D转换器的采样时钟。
11.一种正交频分复用OFDM接收机电路设备，包括保护间隔去除单元(110)，用于从接收到的复合数字基带信号中提取与DFT长度相同的块；DFT单元(120)，用于在频域中产生接收到的数据和参考符号的矢量； 信道估计单元(150)，用于计算DFT输出矢量的信道估计； 数据均衡单元(130)，使用信道估计来均衡DFT输出矢量的数据符号； 符号去映射单元(140)，用于从数据符号中得到软比特；以及时间跟踪指示器单元(160)，使用从DFT输出矢量中提取的参考符号来确定采样时钟偏移指示；其特征在于，所述时间跟踪指示器单元(160)还用于(a)针对第一OFDM符号，使用所述参考符号估计在等距离频率位置处的信道传递函数；(b)针对所述OFDM符号，确定所述等距离频率位置的多个频率相关；(c)针对多个后续OFDM符号重复步骤(a)和(b)；(d)对在步骤(a)至(c)中得到的多个OFDM符号的多个频率相关进行线性组合，以得到采样时钟偏移指示，其中，所述线性组合仅使用非零权重。
12.一种正交频分复用OFDM接收机电路设备，包括保护间隔去除单元(610)，用于从接收到的复合数字基带信号中提取与DFT长度相同的块；DFT单元(620)，用于在频域中产生接收到的数据和参考符号的矢量； 信道估计单元(650)，用于计算DFT输出矢量的信道估计； 数据均衡单元(630)，使用信道估计来均衡DFT输出矢量的数据符号； 符号去映射单元(640)，用于从数据符号中得到软比特；以及时间跟踪指示器单元(660)，使用从DFT输出矢量中提取的参考符号来确定采样时钟偏移指示；其特征在于，所述时间跟踪指示器单元(660)还用于(a)针对第一OFDM符号，从信道估计单元(650)得到等距离频率位置的信道估计；(b)针对所述OFDM符号，确定所述等距离频率位置的多个频率相关；(c)针对多个后续OFDM符号重复(a)和(b)；(d)对在(a)至(c)中得到的多个OFDM符号的多个频率相关进行线性组合，以得到采样时钟偏移指示，其中，所述线性组合仅使用非零权重。
13.根据权利要求13或权利要求14所述的接收机电路设备，其中，时间跟踪指示器单元(160 ；660)所述(d)还包括对于在(b)和(c)中针对多个OFDM符号而确定的频率相关的每个集合，利用加权图案对多个所确定的频率相关进行加权并计算加权后的频率相关之和，然后对所述多个OFDM符号得到的和求平均，以得到采样时钟偏移指示。
14.根据权利要求13或权利要求14所述的接收机电路设备，其中，时间跟踪指示器单元(160 ；660)所述(d)还包括对在(b)和(c)中针对多个OFDM符号而确定的多个频率相关的每个求平均，然后利用加权图案对多个求平均后的频率相关进行加权并计算求平均且加权后的频率相关之和，以得到采样时钟偏移指示。
15.根据权利要求13至16中任一项所述的接收机电路设备，其中，时间跟踪指示器单元(160 ；660)将直接估计的参考符号和时间内插的参考符号的组合集合用作(a)中的等距离频率位置，所述直接估计的参考符号和时间内插的参考符号被等距离布置在频率位置行格内。
16.根据权利要求13至17中任一项所述的接收机电路设备，其中，等距离频率位置的间隔比DFT窗的长度与OFDM符号的保护间隔的长度之比小。
17.根据权利要求13至18中任一项所述的接收机电路设备，其中，时间跟踪指示器单元(160 ；660)将在时域表示中包含以下项目的图案用作(c)中使用的加权图案单调递增部分以及单调递增部分两边相应的单调递减部分，所述单调递增部分包括实质零部分，所述实质零部分具有比OFDM符号的保护间隔的长度略小的长度。
18.根据权利要求13至19中任一项所述的接收机电路设备，其中，时间跟踪指示器单元(160 ；660)还从采样时钟偏移指示中提取标记。
19.根据权利要求19所述的接收机电路设备，还包括DFT采样提取单元(80 和回路滤波器(870)，所述回路滤波器(870)适于根据所提取的标记来产生时间位置信号，以改变采样提取单元内的时间位置，从而调节计时。
20.根据权利要求19所述的接收机电路设备，还包括采样速率转换器(904)、DFT采样提取单元(90 和回路滤波器(970)，所述回路滤波器(970)适于根据所提取的标记来产生采样频率偏移信号并将所述采样频率偏移信号应用到采样速率转换器，以改变采样速率转换器的采样频率，从而调节计时。
21.根据权利要求19所述的接收机电路设备，还包括DFT采样提取单元(1005)、采样时钟产生器(1001)、模数转换器(100 以及回路滤波器(1070)，所述回路滤波器(1070) 根据所提取的标记来产生采样频率偏移信号并将所述采样频率偏移信号应用至采样时钟产生器，以改变采样时钟产生器的采样频率，从而调节计时。
全文摘要
描述了一种在正交频分复用(OFDM)接收机中进行时间同步跟踪的方法，所述方法包括以下步骤得到DFT输出矢量；使用从DFT输出矢量提取的参考符号来确定采样计时偏移指示；以及使用所确定的指示来适配OFDM符号。为了提供一种改进的后DFT算法，该算法用于在OFDM接收机中估计时间跟踪误差以便例如允许甚至在单频率网络中的有效时间跟踪，以及更具体地，为了设计一种用于OFDM接收机的、支持更长的信道脉冲响应而不引起符号间干扰的时间跟踪算法，所述确定步骤包括以下步骤(a)针对第一OFDM符号，使用所述参考符号估计(162)在等距离频率位置处的信道传递函数；(b)针对所述OFDM符号，以特定的小频率偏移集合，确定(163)信道传递函数的多个自相关；(c)针对多个后续OFDM符号重复步骤(a)和(b)；(d)对在步骤(a)至(c)中得到的针对多个OFDM符号的多个自相关进行线性组合(164，165)，以得到采样时钟偏移指示，其中所述线性组合仅使用非零权重。还描述了一种执行该方法的正交频分复用(OFDM)接收机电路设备。
文档编号H04L27/26GK102318304SQ200980102614
公开日2012年1月11日 申请日期2009年1月12日 优先权日2008年1月22日
发明者安德列亚斯·布里 申请人:Nxp股份有限公司