专利名称：带有ici噪声估计的接收机的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于接收通过多载波发射的信号(例如根据0FDM(正交频分多址)调制的信号)的接收机，特别涉及一种设置来应对载波间干扰(ICI)的接收机。
背景技术：
载波间干扰(ICI)是移动通信系统中的常见问题。当接收机移动时，不仅导致在时域中接收到多重回声的多径环境会产生干扰，而且独立影响这些回声和原始信号的频率偏移也会产生干扰。这种频率偏移是公知的多普勒频移，其与无线信道频率和接收机速度成正比。多普勒频移fd可以通过下式估计fd = (v. fc) /C其中ν是接收机的速度，f。是载波频率，C是波速(可以假定为3X108m/s)。假设速度ν为140km/h，区域内的中心载波频率为800MHz，这将导致约IOOHz的多普勒频移。在密集多载波通信系统中，这会导致阻碍信号被成功接收的载波间干扰。OFDM(正交频分多址)调制是一种频分多址方案，根据该方案数据包在大量密集的正交子载波上被调制。通过传统调制方案来调制每个子载波，例如通过QAM(正交调幅) 或PSK(相移键控)进行调制。将数据分成各自针对一个子载波的多个并行流，并以包含全部已调制子载波的符号进行发射。诸如DVB-T (陆地电视数字视频广播)和DVB-H (手持设备数字视频广播)的数字视频广播标准提出使用OFDM调制，该标准可被应用于有线或无线信号传输信道，并可被应用于诸如数字电视和音频广播、无线网络、和宽带互联网之类的各种应用。OFDM调制的优点是能够应对恶劣的信道条件，如频率选择性衰落。然而，由于密集载波，OFDM系统中存在着无法充分处理载波间干扰的问题，特别是当接收机和/或发射机相对高速移动时。
发明内容
本发明的实施例用于至少部分解决现有技术中的一个或多个问题。根据本发明的一个方面，提供了一种用于对从传输信道接收的输入信号进行解调的接收电路，该输入信号包括具有N个子载波的符号，所述N个子载波包括通过原始数据信号调制的多个数据子载波，并且在至少特定符号中包括通过参考信号调制的多个导频子载波，所述接收电路包括决定反馈均衡器，其设置为迭代处理针对当前符号的输入信号，以生成对通过当前符号调制的原始数据信号的估计，所述决定反馈均衡器包括载波间干扰估计模块，用于至少基于针对前一个符号确定的信道估计、针对下一个符号确定的信道估计、 以及针对当前符号的符号数据的前一个估计来提供对载波间干扰噪声的估计，所述前一个估计是通过包含去映射模块的反馈路径提供的；所述接收电路还包括校正电路，其设置为基于从输入信号减去ICI噪声的估计来确定原始数据信号的估计。
根据本发明的一个实施例，反馈路径还包括信道解码器。根据本发明的另一实施例，校正电路包括去映射模块，其设置对于针对当前符号的符号数据的估计执行去映射，以生成去映射的数据信号，所述原始数据信号的估计是基于所述去映射的数据信号；和映射模块，其设置为基于所述去映射的数据信号提供针对当前符号的符号数据的所述前一个估计。根据本发明的另一实施例，校正电路还包括信道解码器，其设置为对所述去映射的数据信号进行解码以生成所述原始数据信号的估计；和信道编码器，其耦接至所述信道解码器的输出，并设置为对所述原始数据流的估计进行编码，以将所述去映射的数据信号提供至所述映射模块。根据本发明的另一实施例，载波间干扰估计模块设置为在决定反馈均衡器针对当前符号进行第一次迭代之后基于前一个迭代所确定的针对当前符号的原始数据信号的估计，来提供噪声估计。根据本发明的另一实施例，校正电路设置为基于通过将输入信号减去ICI噪声估计所得的结果除以针对当前符号的信道估计所确定的针对当前符号的符号数据的估计，来确定原始数据信号的估计。根据本发明的另一实施例，ICI估计模块设置为确定ICI噪声估计为 C-Si-1 (n).(HSTAT(η+ 1)-Hstat(n-l))/2(N+ G)，其中 C 是参考矩阵，是在前一个迭代
中确定的符号数据的估计，束+ 是针对下一个符号的信道估计，应是针对前一个符号的信道估计，N是关于输入信号数据部分的样本的数量，G是关于保护间隔的样本的数量。根据本发明的另一实施例，ICI估计模块设置为确定NXN矩阵应等于 HSTAT(n + l)-HSTAT(n-l)，其中矩阵的对角线由零组成，矩阵每行上3至200个元素之间除了对角线外的最大宽度均非零。根据本发明的另一实施例，接收电路包括缓冲存储器，其设置为接收针对要被决定反馈均衡器处理的符号的输入信号，并接收针对被决定反馈均衡器处理过的符号的原始数据信号的估计。根据本发明的另一实施例，接收电路还包括另一个存储器，其耦接在缓冲存储器和决定反馈均衡器之间，所述另一个存储器设置为存储针对要被决定反馈均衡器处理的下一个符号的输入信号。根据本发明的另一实施例，缓冲存储器包括多个存储单元(bank)，每个存储器单元均适用于存储针对要被决定反馈均衡器处理的符号的输入信号，或存储针对被决定反馈均衡器处理过的符号的原始数据信号的估计。根据本发明的另一实施例，接收电路还包括控制模块，用于控制每个存储器单元用于存储输入信号还是用于存储原始数据信号的估计。根据本发明的另一实施例，控制模块设置为针对正在被决定反馈均衡器处理的当前符号估计原始数据信号的估计中的错误数量，并且基于检测到的错误数量控制缓冲存储器将针对下一个符号的输入信号装载到决定反馈均衡器中。根据本发明的另一实施例，控制模块通过将信道解码之前的原始数据符号的估计与信道解码和再次编码之后的原始数据符号的估计进行比较来估计错误数量。根据本发明的另一实施例，基于第一时钟信号将输入信号按时钟载入缓冲存储器结构，并将原始数据信号的估计按时钟从缓冲存储器结构中取出，并且决定反馈均衡器基于频率至少为第一时钟频率二倍的第二时钟信号来执行迭代。根据本发明的另一方面，提供了一种移动装置，其包括用于接收输入信号的输入端、设置为将输入信号转换至频域的傅立叶变换模块、和上述接收电路。根据本发明的另一方面，提供了一种基站，其包括用于接收输入信号的输入端、设置为将输入信号转换至频域的傅立叶变换模块、和上述接收电路。根据本发明的另一方面，提供了一种对从传输信道接收的输入信号进行解调的方法，该输入信号包括具有N个子载波的符号，所述N个子载波包括通过原始数据信号调制的多个数据子载波，并且在至少特定符号中包括通过参考信号调制的多个导频子载波，所述方法包括对针对当前符号的输入信号执行迭代处理，以生成对通过当前符号调制的原始数据信号的估计，所述迭代处理包括至少基于针对前一个符号确定的信道估计、针对下一个符号确定的信道估计、以及针对当前符号的符号数据的前一个估计来估计载波间干扰噪声，所述前一个估计是通过包含去映射模块的反馈路径提供的；以及基于从输入信号减去 ICI噪声的估计来确定原始数据信号的估计。根据本发明的另一实施例，所述迭代处理还包括对当前符号的估计执行去映射以生成去映射的数据信号，所述原始数据流的估计是基于所述去映射的数据信号的；和基于所述去映射的数据信号执行映射以提供当前符号的所述前一个估计。根据本发明的另一实施例，所述迭代处理还包括对所述去映射的数据信号进行解码以生成所述原始数据流的估计；和对所述原始数据流的估计进行编码以提供所述去映射的数据信号。
通过下文参照附图对以例示而非限定方式给出的实施例的详细说明，本发明的前述及其它目的、特征、方面和优点将显而易见。图IA和图IB例示了包括移动通信装置和基站的通信系统，其中移动通信装置和基站包括根据本发明实施例的接收电路；图2A和图2B分别例示了根据本发明实施例的发射机和接收机；图3A更详细地例示了根据本发明实施例的图2A中的发射机的OFDM调制模块；图;3B更详细地例示了根据本发明实施例的图2B的接收机的决定反馈均衡器；图4更详细地例示了根据本发明实施例的图:3B的载波间干扰估计模块；图5示出了根据本发明实施例确定的和f-1㈨矩阵；图6例示了根据本发明的实施例的缓冲存储器；和图7例示了根据本发明的另一实施例的电子设备。
具体实施例方式图IA例示了通信系统100，其包括第一移动装置102和第二移动装置104，二者通过各个基站106、108和移动通信网络110通信。如图所示，移动装置102和/或移动装置104处于移动中。移动装置102、104和基站106、108中的每一个均包括用于接收(例如基于OFDM调制的)信号的接收电路。移动装置102、104可以彼此通信，在这种情况下数字信号例如包括数字音频或视频信号。或者，移动装置102、104中的每一个(或二者)可以通过通信网络110从远程服务器接收广播，例如数字电视广播。从移动装置102、104和/或基站106、108中的接收电路看到的多普勒频移的幅度取决于装置102、104的速度。图IB例示了通信系统120的一部分，其中通信装置122安装在高速运动的车辆 124中。通信装置122与基站1 通信。再次说明，通信装置122和基站1 包括用于接收(例如基于OFDM调制的)信号的接收电路。数字信号例如包括数字音频或视频信号，例如从基站1 到通信装置122的数字电视。接收电路看到的多普勒频移的幅度取决于车辆 124的速度。图2A例示了发射Tx电路200的示例，其对数据流X进行调制并将其发射至例如图IA的移动装置102、104或基站106、108或者图IB的通信装置122或基站126的接收电路。在输入线路202上提供数据流X。线路202耦接至包括层2电路的模块L2204，其例如执行无线链接控制(RLC)和介质访问控制(MAC)。模块204的输出提供至层1电路206，特别是提供至前向纠错(FEC)模块208的输入端，前向纠错(FEC)模块208例如执行交错处理，并包括例如卷积DVB-H编码器。FEC 208的输出耦接至OFDM调制模块210，其执行OFDM 调制。OFDM调制模块的输出耦接至RF模块212，其包括例如数/模转换器。RF电路212例如还包括上变频器、滤波器、和功率放大器。RF模块212的输出耦接至天线，用于通过传输信道发射调制后的OFDM信号。图2B例示了接收电路220的示例，接收电路220设置为接收通过发射机200发射的信号。接收电路220在此示例中通过天线222从传输信道接收信号rn(t)，并且对信号进行解调以重现原始数据流X。天线222耦接至RF电路224，其例如包括串-并转换器。RF电路224的输出耦接至快速傅立叶变换模块226，其将所接收的信号转换至频域。FFT 2 的输出耦接至决定反馈均衡器(DFE) 2 ，其包括CEC+ICI模块230，用于执行信道估计校正(CEC)和载波间干扰 (ICI)去除。DFE 2 还包括去映射和解码模块232，其耦接至CEC+ICI模块的输出，用于执行去映射并随后执行信道解码。在发射机的FEC模块是卷积编码器的情况下，例如使用 Viterbi解码器来执行信道解码。尽管图2B未示出，可以在去映射和信道解码操作之间执行去交错操作，例如如果信道解码之后跟随发射电路中的交错器。在例如通过去交错模块 234去除交错以及通过DRS模块236对Reed-Soloman (RS)码进行解码(在替代实施例中这些步骤可以在它处执行或者根本不执行)之前，模块232的输出提供原始数据流X的估计 Y。还提供去映射和解码模块232的输出f，来作为到CEC+ICI模块230的反馈信号。图3A详细例示了发射机的OFDM调制模块210。如图所示，为了执行OFDM调制， 模块210包括调制映射模块M0，其还接收输入线路242上的导频符号。该模块在数据和导频信号的子载波频率上执行调制，例如根据PSK(相移键控)、QPSK(正交相移键控)、或 QAM(正交调幅)。尽管图3A中未示出，在OFDM调制之后，例如还可以插入保护间隔，具体地讲可以在符号的开始处复制该符号的末尾部分。所得的并行数据流S(n)提供在输出线路对4上。
线路244耦接至快速傅立叶逆变换模块(iFFT)M6，其将频率信号转换到时域。 iFFT 246的输出信号被转换成串行信号，其通常是包括在分离的线路上通信的实部和虚部的复信号。在输出至RF电路之前，通过并-串转换器248执行并行到串行的转换。图;3B更详细地例示了图2B的DFE 228。由FET模块2 提供的频率信号R (η)被提供至线路302上的DFE 228。DFE 2 包括信道估计(CE)模块306和延迟模块308，其各自接收频率信号R(n)。延迟模块308将信号R(η)延迟一个符号长度。延迟模块308的输出提供至加法器310，其减去载波间干扰噪声的估计Ι ια(η)。加法器310的输出提供至信号估计校正模块312，其基于信号R(n) -Rici (η)计算信道的静态部分的信道估计Hs7v^。CEC 模块312还提供与原始数据流S (η)相对应的符号数据的估计妒(《)，其中i表示符号η的估计的迭代，如后文所述。原始数据流S(n)是由图3Α的调制映射模块240提供的信号。估计被提供至去映射模块314，去映射模块314执行去映射，特别是基于已知的符号数据的字母表来确定原始数据的估计。去映射模块314的输出耦接至信道解码器316，其基于引入数据中的前向纠错编码，根据其它接收数据的估计来校正估计。信道解码器316的输出在输出线路318上提供原始数据信号的估计f(η)。信道解码器316例如是Viterbi解码器。信道解码器316在线路318上的输出还通过反馈路径提供至信道解码器320和映射模块322，其中信道解码器320例如根据Viterbi算法来再次编码数据信号，并且映射模块322再次对数据信号进行映射，以将在前一次迭代中生成的数据流的估计妒、η)提供至 ICI估计模块324。与估计^劝一样，ICI估计模块3Μ从信道估计模块306接收针对下一个符号的静态信道的估计力+ ，并且在由延迟模块3 提供的一个符号长度的延迟之后从信道估计校正模块312接收针对前一个符号的静态信道的估计点。基于这些值和固定矩阵C (下文将详细说明)，通过ICI估计模块3M来确定载波间干扰噪声的估计Ι ια (η)， 并提供至加法器310以从输入信号R(ri)中将其减去。如图;3B中的虚线3 所示，与经过Viterbi编码器320提供的到ICI估计模块 324的反馈路径不同，可以经过线路3 提供直接从去映射模块314的输出到映射模块322 的输入的反馈路径。下面对通过图;3B中的模块生成原始符号数据的估计进行说明。假定在频域中，通过接收机接收的信号R (η)等于R (n) = H. S+ff其中H表示信道矩阵，其包括两个分量Hstat和Hvak，其中Hstat是包括信道矩阵H的对角线的矩阵，该对角线对应于信道中的静态传播，Hvae是包括矩阵H中除了对角线的元素的矩阵，这些元素对应于信道中的动态传播。S是原始信号，W表示信道中的噪声。可以表示如下R (n) = Hstat. S (η) +Hvae. S (η) +W对发射信号叙…的估计确定如下S(n) = (R (η) - Rici (η)) / Hstat其中Ria(n)是确定为HVAR(n). t1㈨的载波间干扰噪声。在图:3B中，ICI估计模块324确定Ria (η)，其通过加法器310从R(η)中被减去，并且在CEC模块312中此结果被除以应，以生成发射信号^的估计。下面参照图4对通过ICI估计模块3 生成Ι ια(η)进行说明。图4更详细地例示了图:3Β的ICI估计模块324。模块3Μ包括用于从信道估计模块306接收下一个符号的信道估计々,— (《 + Ι啲输入端402，用于从延迟模块3 接收前一个符号的信道估计应STAT(n-l)的输入端404，并且如果DFE 228已经执行了针对当前符号η 的前一次迭代，则还在输入线路406上从映射模块322接收原始信号的估计ΑΛη)。加法器408对在线路402和404上接收到的下一个和前一个信道估计执行减法， 并将结果矢量提供至模块409，模块409将该矢量扩展成矩阵应·，其具有沿其对角线定位的矢量值。应被提供至乘法器410，其将点乘以被2(N+G)除的参考矩阵Cm,n，其中N是每个符号中表示信息的样本的数量，G是每个符号中表示保护间隔的样本的数量，于是N+G 是一个OFDM符号样本的总长度。后文将详细说明矩阵Cm,n。乘法器410的输出被提供至另一个乘法器412，其将乘法器410执行的乘法结果乘以估计奢，后者是矢量。乘法器412 的输出矢量是信号Ι ια(η)，其提供在输出线路414上。作为替代，该计算可以通过下列数学等价的形式进行首先奢-1…)乘以Cm, n/2 (N+G)，并且分别将所得矢量的每个分量乘以矢量々 #( + 1)-应^^(η-1)中的对应分量。于是，使用分段线性近似得到了矩阵的近似。特别地，Av^的估计被确定为Hvar= Cra, . ( Hstat (n +1) - Hstat(η -1) ) /2 (N+G)参考矩阵Cm,n/2 (N+G)存储在例如接收机的存储器中。C是定义为Cn,m = Bn_m/N的矩阵，其中Bn_m可以定义为
权利要求
1.用于对从传输信道接收的输入信号(R(n))进行解调的接收电路，所述输入信号包括具有N个子载波的符号，所述N个子载波包括通过原始数据信号调制的多个数据子载波， 并且所述N个子载波在至少特定符号中包括通过参考信号调制的多个导频子载波，所述接收电路包括决定反馈均衡器0 )，其设置为迭代处理针对当前符号的输入信号，以生成对通过当前符号调制的原始数据信号的估计(Y{n))，所述决定反馈均衡器包括载波间干扰估计模块(3 )，其设置为至少基于针对前一个符号确定的信道估计 (Hstat(U-V))、针对下一个符号确定的信道估计(Hstat(η+ 1))、以及针对当前符号的符号数据的前一个估计(Si-1Cn))来提供对载波间干扰(ICI)噪声的估计(Ria(η))，所述前一个估计是通过包含去映射模块(314)的反馈路径提供的；并且所述接收电路还包括校正电路(310，312，314，316)，其设置为基于从所述输入信号减去所述对载波间干扰噪声的估计来确定原始数据信号的估计。
2.权利要求1的接收电路，其中所述反馈路径还包括信道解码器(316)。
3.权利要求1或2的接收电路，其中所述校正电路包括去映射模块(314)，其设置对于针对当前符号的符号数据的估计(妒…))执行去映射， 以生成去映射的数据信号，所述原始数据信号的估计(Y{n))基于所述去映射的数据信号； 和映射模块(322)，其设置为基于所述去映射的数据信号提供针对当前符号的符号数据的所述前一个估计(奢一V))。
4.权利要求3的接收电路，其中所述校正电路还包括信道解码器(316)，其设置为对所述去映射的数据信号进行解码以生成所述原始数据信号的估计(f( ))；和信道编码器(320)，其耦接至所述信道解码器的输出端，并设置为对原始数据流的估计进行编码，以将所述去映射的数据信号提供至所述映射模块(322)。
5.权利要求14中任一项的接收电路，其中所述校正电路(310，312)设置为基于通过将输入信号减去载波间干扰噪声的估计所得的结果除以针对当前符号的信道估计所确定的针对当前符号的符号数据的估计(矛(η))，来确定原始数据信号的估计(f(η))。
6.权利要求1至5中任一项的接收电路，其中所述载波间干扰估计模块(324)设置为根据下式确定载波间干扰噪声的估计(Ria(η))Rici (n) = CiM(n).(HSTAT(η+ 1)- Hstat(η-1))/2(Ν + G)其中C是参考矩阵，义-1…)是基于在决定反馈均衡器针对符号η的前一个迭代所确定的针对当前符号的符号数据的估计，々^^(η + 1)是针对下一个符号的信道估计，泠是针对前一个符号的信道估计，N是关于输入信号数据部分的样本的数量，G是关于保护间隔的样本的数量。
7.权利要求6的接收电路，其中矩阵C定义为Cn,m= Bn_m/N，其中Bn_m定义为
8.权利要求6或7的接收电路，其中所述载波间干扰估计模块(324)设置为确定NXN 矩阵应_等于束7^0 + 1)-^7^0-1)，其中应_矩阵的对角线由零组成，矩阵每行上3至 200个元素之间除了对角线外的最大宽度均非零。
9.权利要求1至8中任一项的接收电路，其中所述接收电路包括缓冲存储器(600)，其设置为接收针对要被决定反馈均衡器处理的符号的所述输入信号，并接收针对被决定反馈均衡器处理的符号的原始数据信号的所述估计，其中所述缓冲存储器包括多个存储器单元 (602-608)，通过控制模块(620)来确定在每个存储器单元中存储针对要被决定反馈均衡器处理的符号的所述输入信号，或者存储针对被决定反馈均衡器处理的符号的所述原始数据信号的估计。
10.权利要求9的接收电路，其中所述控制模块(620)设置为针对正被决定反馈均衡器处理的当前符号来估计所述原始数据信号的所述估计中的错误数量，并且基于检测到的错误数量，控制所述缓冲存储器将针对下一个符号的输入信号装载到所述决定反馈均衡器中。
11.权利要求10的接收电路，其中所述控制模块通过将信道解码之前的原始数据信号的估计与信道解码和再次编码之后的原始数据信号的估计进行比较来估计所述错误数量。
12.权利要求9至11中任一项的接收电路，其中基于第一时钟信号(CLKJ5)将输入信号由时钟控制载入所述缓冲存储器结构，并将所述原始数据信号的估计由时钟控制从缓冲存储器结构中取出，并且所述决定反馈均衡器基于频率至少为所述第一时钟频率二倍的第二时钟信号(CLK_DFE)来执行迭代。
13.—种移动装置，包括用于接收输入信号的输入端022，702)、设置为将所述输入信号转换至频域的傅立叶变换模块(226)、和根据权利要求1至12中任一项的接收电路。
14.一种基站，其包括用于接收输入信号的输入端022，702)、设置为将输入信号转换至频域的傅立叶变换模块(226)、和根据权利要求1至12中任一项的接收电路。
15.一种对从传输信道接收的输入信号(R(n))进行解调的方法，所述输入信号包括具有N个子载波的符号，所述N个子载波包括通过原始数据信号调制的多个数据子载波，并且所述N个子载波在至少特定符号中包括通过参考信号调制的多个导频子载波，所述方法包括对针对当前符号的输入信号执行迭代处理，以生成对通过当前符号调制的原始数据信号的估计(f(η))，所述迭代处理包括至少基于针对前一个符号确定的信道估计(HSTAT(n-l))、针对下一个符号确定的信道估计(HSTAT(n + l))、以及针对当前符号的符号数据的前一个估计(Si^(H))来估计载波间干扰(ICI)噪声(Ria (η))，所述前一个估计是通过包含去映射模块(314)的反馈路径提供的；并且所述方法还包括基于从所述输入信号减去载波间干扰噪声的所述估计来确定原始数据信号的估计。
全文摘要
本发明涉及对从传输信道接收的输入信号进行解调的接收电路，所述接收电路具有决定反馈均衡器(228)，其包括载波间干扰估计模块(324)，其设置为至少基于针对前一个符号确定的信道估计针对下一个符号确定的信道估计以及针对当前符号的符号数据的前一个估计来提供对载波间干扰(ICI)噪声的估计(RICI(n))，所述前一个估计是通过包含去映射模块(314)的反馈路径提供的；所述接收电路还具有校正电路(310，312，314，316)，其设置为基于从输入信号减去ICI噪声的所述估计来确定原始数据信号的估计。
文档编号H04L25/03GK102246479SQ200980150198
公开日2011年11月16日 申请日期2009年10月29日 优先权日2008年10月31日
发明者奥利维尔·伊松, 托马·莫雷尔, 法布里斯·贝尔韦兹 申请人:意法爱立信有限公司