专利名称：机群链路通信/测量综合信道体制的信号处理系统的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种机群链路通信/测量综合信道体制的信号处理系统，属于航空数据链、无线电导航技术领域。
背景技术：
传统的飞行器之间通信数传、基线测量是从物理上分离的，设备相互独立互不相关。未来机群组网协同任务中，编队成员飞机很大程度上是功能比较单一、结构简单紧凑、重量轻体积小、能源供应紧张的无人机甚至微型无人机。因此，不得不开始考虑将通信数传和基线测量、机群链路相关参数测量、时间同步等任务集成到一台终端中完成，最好是在单一硬件平台上通过算法实现功能统一集成，这种思想的主要实施途径是考虑在机群链路通信链路中综合实现通信数传和机群链路成员节点之间的空间基线/时间基线测量、运动状态信息测量、时间同步等过程。
在多机编队组网任务中，机群通信网无论采用网格型拓扑构形还是二叉树型拓扑构形，机群内低速通信业务(如遥控指令分发、数据注入分发、遥测数据返回，等等低于5kbps的数据业务)与测量任务(如机群链路成员节点之间的空间基线/时间基线精密测量、载波相位观测、机群成员节点之间测速、时间同步测量与控制，等等)都基于扩频通信体制实现，在机群内存在通信链路的任意两成员节点之间建立双向全双工异步通信信道，两台终端各自独立地向对方发送信息而不需要相干转发过程，采用双向单程伪距测量的方法利用双向异步传输帧实现本地伪距测量，并在数据链路层帧结构中与对方共享伪距测量结果。机群内的高速数据传输业务，可采用以下三种方法 ①短码扩频。如15、31、63位伪随机码，能够对100kbps～2Mbps的准高速数据进行直序扩频后传输，若扩频后的码片速率＜30Mcps则通信与测量综合信道体制实施与低速情况相同，若码片速率＞30Mcps以上则解扩解调接收算法设计难度有所增加； ②机群链路扩频测量/非扩频数传复用载波体制。此方法基于非平衡QPSK(UQPSK)调制体制，发送方在同相I支路上调制低速扩频通信数据、正交Q支路上调制高速非扩频通信数据，接收方对I支路信号进行解调解扩处理，实现机群链路低速通信业务与测量任务，对Q支路信号进行载波恢复和时钟恢复后解调高速数据(可利用I支路测量信息，如多普勒频移用于辅助Q支路载波恢复、时钟恢复)，实现机群链路高速通信数传业务，二者相互独立互不干扰； ③在某一段时间内采用单纯直序扩频模式实现机群链路低速通信业务与测量任务，另一段时间内采用非扩频模式实现机群链路高速通信数传业务，两过程时分复用物理信道，切换过程控制由接收方通过遥控指令或数据注入实现。
第①种方法中，测量性能由扩频伪码码片周期、载噪比、积分-清除周期、接收单元码跟踪环路延迟锁定环的等效噪声带宽、伪码延迟锁定环超前-即时-滞后之间的码元间隔决定(前两个因素由发射单元和信道参数决定，后三个因素由接收单元设计决定)，信息码速率与扩频码长成反比。这就意味着采用更短的扩频码在获得更高的信息传输速率同时并不牺牲测量性能，但扩频增益有所损失，必须依靠其他方法补偿，如提高天线增益、增大发射功率，等等。
第②种方法性价比最高，是目前比较受到关注和肯定的方法，在飞行器跟踪与通信系统中逐步应用。
第③种方法是一种很有启发性的体制，在此基础上提出一种在统一信道内实现扩频通信/测量与高速通信数传的新方法。
发明内容
本发明的目的在于提供一种机群链路通信/测量综合信道体制的信号处理系统，在机群链路终端机的中频信号处理电路板上的数字信号处理器DSP和FPGA器件上实现整个系统结构和算法。
本发明的一种机群链路通信/测量综合信道体制的信号处理系统，针对机群编队任务的自主性特点，构造了基于扩频测量/非扩频数传等时复用物理信道的机群链路通信与测量综合信道体制及其实现方法。本发明的信号处理系统具体包括信号生成模块及信号跟踪模块；具体技术方案如下 (一)、机群链路通信/测量综合信道体制的信号生成模块 本发明吸取间歇式突发扩频通信的思路，构造出一种解决在统一信道中实现扩频测距与高速通信数传的综合信道体制——扩频测量/非扩频数传等时复用信道体制，在单载波物理信道中利用等时复用原理，交替传输低码率扩频基带信号和高码率非扩频基带信号，二者关系如图1所示。
扩频测量/非扩频数传等时复用信道体制满足以下性质 (1)扩频测量段与非扩频数传段同步复用(交替占用)物理信道，以相同的基带形式调制在同一载波上，扩频测量段与非扩频数传段之间无接缝和间隙； (2)对UTC(或者惯性系中的其他时间系统，如机群编队网时统)定义的1PPS间隔时间段内(UTC定义的1s间隔)，物理信道被等分为F个等时复用段(周期为T＝1/F)，第1段的段边沿与1PPS严格对齐，F决定了测量信息输出率； (3)在每个复用段内，定义两个虚拟信道扩频信道和非扩频数传信道，这两个信道依次占用物理信道的各个等时复用段，每个等时复用段都具有相同的结构和占空比，扩频信道占用等时复用段周期的r％，则非扩频数传信道占用等时复用段周期的1-r％，在每个复用段内非扩频数传信道周期为扩频信道周期的整数倍数关系； (4)扩频信道和非扩频数传信道的传输时钟同源，来自机群链路通信终端的频标，非扩频数传信道数传码速率为扩频信道码片速率的整数倍数关系，比例为P； (5)在每个复用段内扩频信道内同步加载M个传输帧，在每个传输帧内同步加载N个数据位，每个数据位周期为扩频码周期，扩频码长为L位； (6)本体制在QPSK调制体制实现有两种方式①I/Q两支路同时实施；②对I支路实施(BPSK同理)，Q支路为非扩频数传通道； (7)本体制启动时发送方采用纯扩频体制引导，待接收方跟踪锁定后对发送方传送遥控指令或者数据注入控制模式切换，发送方确认后转入扩频测量/非扩频数传等时复用体制；当接收方跟踪失锁时，对发送方传送遥控指令或者数据注入控制模式切换，发送方确认后转入纯扩频体制； (8)扩频测量/非扩频数传等时复用体制和纯扩频体制的整个模式确认、切换过程为双向反馈确认和主动控制过程，接收方根据跟踪锁定条件对发送方通过遥控指令或者数据注入进行模式控制，并且发送方在扩频信道和非扩频数传信道的传输帧内事先定义引导标记供接收方提取用于识别同步复用的边界。
在机群链路扩频测量/非扩频数传等时复用体制中，机群链路终端采用伪码解扩/解调+非扩频数传解调组合环节，利用当前信息相互引导获得更高的性能。
另外，机群编队成员节点之间的相对运动和节点本地频标漂移引起的视在多普勒频移将会带来下一段扩频信道捕获跟踪的困难，发生跟踪失锁甚至失捕。因此，各阶多普勒参数的高精度测量和计算对准确预报下一段扩频信道的多普勒频移非常重要，并直接决定是否能够准确保持跟踪锁定状态或者失捕时快速重捕。例如对于每秒复用段数F＝5，扩频信道占空比r％＝25％，扩频码长L＝1023，扩频码速率＝5.115Mcps，非扩频数传码速率扩频码片速率倍率P＝20，每个复用段的扩频信道内传输帧数M＝2，则非扩频数传码速率＝102.3Mbps，传输帧长N＝125bit，每个复用段内扩频信道持续周期为T＝F-1×r％＝50ms，对于一般接收单元的捕获跟踪时间已经足够，若存在前几次的多普勒频移参数测量估计值，则能获得更快的捕获时间。因此，选择合适的每秒复用段数、扩频信道占空比、每个复用段内扩频信道持续周期三个参数对扩频测量/非扩频数传等时复用体制性能和接收单元设计要求影响很大。
本质上提出的扩频测量/非扩频数传等时复用体制对扩频信号的捕获跟踪类似于等时突发扩频通信模式，因此充分利用先验信息辅助捕获和跟踪能保证捕获概率、失锁概率和接收性能满足要求，使其与常规的连续扩频体制相同。这里给出如下设计原则 ①扩频测量信道的占空比r％由信息数据传输所需码速率和最高传输码率的比值决定，结合秒内分段数F，确定每段内扩频信道持续周期T＝F-1×r％，此周期必须满足接收单元完成捕获并转入粗跟踪状态(跟踪残余多普勒在±250Hz内、扩频码片对齐到1/4码片精度)； ②扩频测量信道的占空比r％受通信数传任务需求约束，秒内分段数F由测量输出率决定，这两者都有一定选择空间，需根据测量双方相对运动动态程度确定，F过小导致测量输出率不足，不满足测量要求，过大了将引起每段内扩频信道持续周期缩短，不利于接续捕获跟踪，需折中考虑； ③测量输出率较低时每段内扩频信道持续周期T较长，有利于频域并行直接捕获，测量输出率较高时每秒内测量输出点数F较多，有利于跟踪保持。
(二)、机群链路通信/测量综合信道体制的的信号跟踪模块 对机群编队内成员飞机之间相对运动，引入合适的统计估计模型(例如机动目标跟踪的“当前”统计模型或交互式多模型)，采用统计滤波算法(例如kalman滤波、自适应滤波、鲁棒滤波、强跟踪滤波，以及同类滤波算法)，利用当前多普勒频移测量值实时估计载波参数，包括载波相位、载波多普勒频移、多普勒频移的1阶/2阶导数、扩频码相位，码时钟则利用载波辅助码环跟踪算法实时计算。扩频信道结束并进入非扩频数传信道后，这些参数能够用于实时递推预报载波参数和码相位参数，接收方可利用这些参数实时计算载波跟踪环路开环控制所需的载波NCO频率控制字、码NCO时钟频率控制字、码相位实时估计值，控制载波跟踪环和码跟踪环NCO历元计数器，在非扩频数传信道周期内引导开环跟踪并预报进入下一段扩频测量信道的前边界时刻及其载波多普勒频率。给出三个比较重要的参数预报公式 (1)载波多普勒频移的实时预报值计算公式 公式(1)中fd(tk)、
分别为载波多普勒频移在tk时刻的0阶、1阶、2阶导数。公式(1)式右侧前4项为fd(t)(t∈[tk，tk+1])3阶连续可导成分的泰勒展开式(
为余项)，第5项μfΔt为fd(t)(t∈[tk，tk+1])3阶连续可导成分之外的剩余成分，这两项为未知项，成为预报计算公式的模型误差。
令δfd(tk)、
分别为fd(rk)、
的估计误差，则tk+1时刻的载波多普勒频移的预报误差δfd(tk+1|tk)为 (2)码时钟频率的实时预报值计算公式 由于码相位跟踪过程依赖码时钟控制码NCO，采用载波辅助码环跟踪策略通过载波NCO频率控制字来计算码NCO频率控制字，设fcode(t)为码时钟频率(fcode为标称值)，fRF(t)载波频率(fRF为标称值)，令λ为码时钟(码片速率)与射频输出频点的比率，则 fRF(t)＝fRF+fd(t) (4) 根据公式(3)、公式(4)得 fcode(t)＝λfRF(t) ＝fcode+λfd(t)(5)fcode(n)(t)＝λfRF(n)(t) ＝λfd(n)(n＝1，2，3，…，) (6) 公式(6)中fcode(n)(t)为码时钟频率在t时刻的n阶导数(n＝1，2，3，…)。根据公式(1)、公式(5)得 根据公式(1)～公式(7)，得到tk+1时刻码时钟频率的预报误差δfcode(tk+1|tk)为 在非扩频数传信道周期内，利用公式(1)、公式(2)实时计算载波多普勒参数、码多普勒参数的预报值并生成频率控制字用于控制载波NCO、码NCO在非扩频数传信道开环工作，这种模式基于参数预报实施开环跟踪。载波NCO和码NCO计数器历元计数输出值达到设定值(由非扩频数传信道周期决定)，则可判断到达了下一段扩频测量信道的前沿。在扩频测量信道周期内，以前一段非扩频数传信道周期的计数中止时刻外推预报值作为载波捕获/跟踪环路的初值转入对扩频信号的闭环跟踪，基于载波跟踪环路自动频率跟踪(AFC)+锁相环(PLL)与码跟踪环路数字延迟锁定环(DDLL)闭环控制载波NCO、码NCO工作，这种模式基于跟踪残差反馈控制实施闭环跟踪。
(3)码相位的实时预报值计算公式 给出机群编队内成员节点之间相对速度各阶导数与多普勒频移各阶导数的关系公式 由公式(9)，考虑运动学理论，得到 公式(10)中d(tk)为tk时刻两机载天线相位中心之间的几何距离。公式(10)式右侧前4项为v(t)(t∈[tk，tk+1])3阶连续可导成分的泰勒展开式(
为余项)，第5项μvΔt为v(t)(t∈[tk，tk+1])3阶连续可导成分之外的剩余成分，这两项为未知项，成为预报计算公式的模型误差。由公式(10)得 公式(11)中τ(tk)为tk时刻电波在机群编队内两成员节点之间的空间传播时延，τ(tk)＝d(tk)/c(c为真空光速)。
令δτ(tk)为τ(tk)的估计误差，则tk+1时刻的预报误差δτ(tk+1|tk)为 定义码相位对齐误差为φcode(t)，有 由公式(12)、公式(13)得tk+1时刻的码相位预报误差为 公式(14)中φcode(tk)为tk时刻的码相位对齐误差。当前段非扩频数传信道结束时，码相位预报误差φcode(tk+1|tk)将成为下一段扩频测量信道的初始码相位对齐误差。
因此，载波频率初始跟踪误差、码时钟频率初始跟踪误差、码相位初始跟踪误差由多普勒频移外推预报误差引起，因素有 ①当前载波参数、码相位参数测量误差； ②机群编队内成员节点之间相对运动状态在非扩频数传信道周期内发生变化，引起多普勒频率三阶导数增大，加速度发生突变(不连续)或者不可导； ③统计估计模型的准确性和滤波算法的性能引起多普勒频移各阶导数估计误差。
公式(2)描述了进入下一段扩频测量信道时的载波频率初始跟踪误差，公式(8)描述了进入下一段扩频测量信道时的码时钟频率初始跟踪误差，公式(14)描述了进入下一段扩频测量信道时的扩频码相位初始跟踪误差。
简单起见，仅考虑fd(t)三阶可导成分，忽略泰勒展开式余项。令 在每段扩频测量信道末端，扩频码相位跟踪误差约为码片宽度的1％，载波跟踪误差小于1Hz。取较为恶劣的估计误差条件，令公式(16)～(19)中μ0＝0.01，μ1＝1Hz，μ2＝50Hz/s，μ3＝500Hz/s2。若码时钟fcode＝5.115MHz，fRF＝2250.6MHz(S频段)，则λ＝1/440，Ts＝0.2s，利用公式(2)、公式(14)计算得δfd(tk+1|tk)＜21Hz、φcode(tk+1|tk)＜0.0142，载波多普勒预报误差主要来源于载波多普勒频移一阶、二阶导数估计误差，而码相位预报误差主要来源于当前码相位估计误差，载波跟踪环和码跟踪环在比较恶劣的估计误差条件下仍然能够获得比较小的初始跟踪误差，几乎是保持锁定状态(特别是码相位跟踪)。可以认为，载波参数估计误差对载波多普勒频移预报精度影响远大于码相位预报精度。因此，在扩频测量/非扩频数传等时复用体制中，为保持对载波频率和码相位准确可靠地开环跟踪，必须获得准确的多普勒频移及其一阶、二阶导数估计值。
可以在扩频信道内前边界配置引导信息，如信息位重复多次“1”或者“0”以引导和确保捕获跟踪成功，并对扩频传输帧提供前方保护；在非扩频数传信道内前边界配置多次重复的同步码以引导和确保解调数据同步跟踪成功。若接收方确认已失捕失锁，则利用前向链路纯扩频信道向发送方发送指令使返向链路转入指定的纯扩频通信模式，直到重捕成功并跟踪锁定后再指令控制发送方返向信道转入扩频测量/非扩频数传等时复用体制。
本发明一种机群链路通信/测量综合信道体制的信号处理系统，其优点及功效在于本发明方法克服了传统意义上扩频通信占用带宽、非扩频数传无法测距和抗干扰的缺陷。本发明公开的方法能够广泛应用于基于抑制载波调制直接序列扩频体制的卫星导航接收机、测距系统、通信/测距功能综合化系统。
图1所示为本发明机群链路扩频测量/非扩频数传等时复用信道体制的原理图
具体实施例方式 本发明的一种机群链路通信/测量综合信道体制的信号处理系统，针对机群编队任务的自主性特点，构造了基于扩频测量/非扩频数传等时复用物理信道的机群链路通信与测量综合信道体制及其实现方法。本发明的信号处理系统具体包括信号生成模块及信号跟踪模块；具体技术方案如下 (一)、机群链路通信/测量综合信道体制的信号生成模块 本发明吸取间歇式突发扩频通信的思路，构造出一种解决在统一信道中实现扩频测距与高速通信数传的综合信道体制——扩频测量/非扩频数传等时复用信道体制，在单载波物理信道中利用等时复用原理，交替传输低码率扩频基带信号和高码率非扩频基带信号，二者关系如图1所示。
扩频测量/非扩频数传等时复用信道体制满足以下性质 (1)扩频测量段与非扩频数传段同步复用(交替占用)物理信道，以相同的基带形式调制在同一载波上，扩频测量段与非扩频数传段之间无接缝和间隙； (2)对UTC(或者惯性系中的其他时间系统，如机群编队网时统)定义的1PPS间隔时间段内(UTC定义的1s间隔)，物理信道被等分为F个等时复用段(周期为T＝1/F)，第1段的段边沿与1PPS严格对齐，F决定了测量信息输出率； (3)在每个复用段内，定义两个虚拟信道扩频信道和非扩频数传信道，这两个信道依次占用物理信道的各个等时复用段，每个等时复用段都具有相同的结构和占空比，扩频信道占用等时复用段周期的r％，则非扩频数传信道占用等时复用段周期的1-r％，在每个复用段内非扩频数传信道周期为扩频信道周期的整数倍数关系； (4)扩频信道和非扩频数传信道的传输时钟同源，来自机群链路通信终端的频标，非扩频数传信道数传码速率为扩频信道码片速率的整数倍数关系，比例为P； (5)在每个复用段内扩频信道内同步加载M个传输帧，在每个传输帧内同步加载N个数据位，每个数据位周期为扩频码周期，扩频码长为L位； (6)本体制在QPSK调制体制实现有两种方式①I/Q两支路同时实施；②对I支路实施(BPSK同理)，Q支路为非扩频数传通道； (7)本体制启动时发送方采用纯扩频体制引导，待接收方跟踪锁定后对发送方传送遥控指令或者数据注入控制模式切换，发送方确认后转入扩频测量/非扩频数传等时复用体制；当接收方跟踪失锁时，对发送方传送遥控指令或者数据注入控制模式切换，发送方确认后转入纯扩频体制； (8)扩频测量/非扩频数传等时复用体制和纯扩频体制的整个模式确认、切换过程为双向反馈确认和主动控制过程，接收方根据跟踪锁定条件对发送方通过遥控指令或者数据注入进行模式控制，并且发送方在扩频信道和非扩频数传信道的传输帧内事先定义引导标记供接收方提取用于识别同步复用的边界。
在机群链路扩频测量/非扩频数传等时复用体制中，机群链路终端采用伪码解扩/解调+非扩频数传解调组合环节，利用当前信息相互引导获得更高的性能。
另外，机群编队成员节点之间的相对运动和节点本地频标漂移引起的视在多普勒频移将会带来下一段扩频信道捕获跟踪的困难，发生跟踪失锁甚至失捕。因此，各阶多普勒参数的高精度测量和计算对准确预报下一段扩频信道的多普勒频移非常重要，并直接决定是否能够准确保持跟踪锁定状态或者失捕时快速重捕。例如对于每秒复用段数F＝5，扩频信道占空比r％＝25％，扩频码长L＝1023，扩频码速率＝5.115Mcps，非扩频数传码速率扩频码片速率倍率P＝20，每个复用段的扩频信道内传输帧数M＝2，则非扩频数传码速率＝102.3Mbps，传输帧长N＝125bit，每个复用段内扩频信道持续周期为T＝F-1×r％＝50ms，对于一般接收单元的捕获跟踪时间已经足够，若存在前几次的多普勒频移参数测量估计值，则能获得更快的捕获时间。因此，选择合适的每秒复用段数、扩频信道占空比、每个复用段内扩频信道持续周期三个参数对扩频测量/非扩频数传等时复用体制性能和接收单元设计要求影响很大。
本质上提出的扩频测量/非扩频数传等时复用体制对扩频信号的捕获跟踪类似于等时突发扩频通信模式，因此充分利用先验信息辅助捕获和跟踪能保证捕获概率、失锁概率和接收性能满足要求，使其与常规的连续扩频体制相同。这里给出如下设计原则 ①扩频测量信道的占空比r％由信息数据传输所需码速率和最高传输码率的比值决定，结合秒内分段数F，确定每段内扩频信道持续周期T＝F-1×r％，此周期必须满足接收单元完成捕获并转入粗跟踪状态(跟踪残余多普勒在±250Hz内、扩频码片对齐到1/4码片精度)； ②扩频测量信道的占空比r％受通信数传任务需求约束，秒内分段数F由测量输出率决定，这两者都有一定选择空间，需根据测量双方相对运动动态程度确定，F过小导致测量输出率不足，不满足测量要求，过大了将引起每段内扩频信道持续周期缩短，不利于接续捕获跟踪，需折中考虑； ③测量输出率较低时每段内扩频信道持续周期T较长，有利于频域并行直接捕获，测量输出率较高时每秒内测量输出点数F较多，有利于跟踪保持。
(二)、机群链路通信/测量综合信道体制的的信号跟踪模块 对机群编队内成员飞机之间相对运动，引入合适的统计估计模型(例如机动目标跟踪的“当前”统计模型或交互式多模型)，采用统计滤波算法(例如kalman滤波、自适应滤波、鲁棒滤波、强跟踪滤波，以及同类滤波算法)，利用当前多普勒频移测量值实时估计载波参数，包括载波相位、载波多普勒频移、多普勒频移的1阶/2阶导数、扩频码相位，码时钟则利用载波辅助码环跟踪算法实时计算。扩频信道结束并进入非扩频数传信道后，这些参数能够用于实时递推预报载波参数和码相位参数，接收方可利用这些参数实时计算载波跟踪环路开环控制所需的载波NCO频率控制字、码NCO时钟频率控制字、码相位实时估计值，控制载波跟踪环和码跟踪环NCO历元计数器，在非扩频数传信道周期内引导开环跟踪并预报进入下一段扩频测量信道的前边界时刻及其载波多普勒频率。给出三个比较重要的参数预报公式 (1)载波多普勒频移的实时预报值计算公式 公式(1)中fd(tk)、
分别为载波多普勒频移在tk时刻的0阶、1阶、2阶导数。公式(1)式右侧前4项为fd(t)(t∈[tk，tk+1])3阶连续可导成分的泰勒展开式(
为余项)，第5项μfΔt为fd(t)(t∈[tk，tk+1])3阶连续可导成分之外的剩余成分，这两项为未知项，成为预报计算公式的模型误差。
令δfd(tk)、
分别为fd(tk)、
的估计误差，则tk+1时刻的载波多普勒频移的预报误差δfd(tk+1|tk)为 (2)码时钟频率的实时预报值计算公式 由于码相位跟踪过程依赖码时钟控制码NCO，采用载波辅助码环跟踪策略通过载波NCO频率控制字来计算码NCO频率控制字，设fcode(t)为码时钟频率(fcode为标称值)，fRF(t)载波频率(fRF为标称值)，令λ为码时钟(码片速率)与射频输出频点的比率，则 fRF(t)＝fRF+fd(t) (4) 根据公式(3)、公式(4)得 fcode(t)＝λfRF(t) ＝fcode+λfd(t) (5) fcode(n)(t)＝λfRF(n)(t) ＝λfd(n)(t)(n＝1，2，3，…，) (6) 公式(6)中fcode(n)(t)为码时钟频率在t时刻的n阶导数(n＝1，2，3，…)。根据公式(1)、公式(5)得 根据公式(1)～公式(7)，得到tk+1时刻码时钟频率的预报误差δfcode(tk+1|tk)为 在非扩频数传信道周期内，利用公式(1)、公式(2)实时计算载波多普勒参数、码多普勒参数的预报值并生成频率控制字用于控制载波NCO、码NCO在非扩频数传信道开环工作，这种模式基于参数预报实施开环跟踪。载波NCO和码NCO计数器历元计数输出值达到设定值(由非扩频数传信道周期决定)，则可判断到达了下一段扩频测量信道的前沿。在扩频测量信道周期内，以前一段非扩频数传信道周期的计数中止时刻外推预报值作为载波捕获/跟踪环路的初值转入对扩频信号的闭环跟踪，基于载波跟踪环路自动频率跟踪(AFC)+锁相环(PLL)与码跟踪环路数字延迟锁定环(DDLL)闭环控制载波NCO、码NCO工作，这种模式基于跟踪残差反馈控制实施闭环跟踪。
(3)码相位的实时预报值计算公式 给出机群编队内成员节点之间相对速度各阶导数与多普勒频移各阶导数的关系公式 由公式(9)，考虑运动学理论，得到 公式(10)中d(tk)为tk时刻两机载天线相位中心之间的几何距离。公式(10)式右侧前4项为v(t)(t∈[tk，tk+1])3阶连续可导成分的泰勒展开式(
为余项)，第5项μvΔt为v(t)(t∈[tk，tk+1])3阶连续可导成分之外的剩余成分，这两项为未知项，成为预报计算公式的模型误差。由公式(10)得 公式(11)中τ(tk)为tk时刻电波在机群编队内两成员节点之间的空间传播时延，τ(tk)＝d(tk)/c(c为真空光速)。
令δτ(tk)为τ(tk)的估计误差，则tk+1时刻的预报误差δτ(tk+1|tk)为 定义码相位对齐误差为φcode(t)，有 由公式(12)、公式(13)得tk+1时刻的码相位预报误差为 公式(14)中φcode(tk)为tk时刻的码相位对齐误差。当前段非扩频数传信道结束时，码相位预报误差φcode(tk+1|tk)将成为下一段扩频测量信道的初始码相位对齐误差。
因此，载波频率初始跟踪误差、码时钟频率初始跟踪误差、码相位初始跟踪误差由多普勒频移外推预报误差引起，因素有 ①当前载波参数、码相位参数测量误差； ②机群编队内成员节点之间相对运动状态在非扩频数传信道周期内发生变化，引起多普勒频率三阶导数增大，加速度发生突变(不连续)或者不可导； ③统计估计模型的准确性和滤波算法的性能引起多普勒频移各阶导数估计误差。
公式(2)描述了进入下一段扩频测量信道时的载波频率初始跟踪误差，公式(8)描述了进入下一段扩频测量信道时的码时钟频率初始跟踪误差，公式(14)描述了进入下一段扩频测量信道时的扩频码相位初始跟踪误差。
简单起见，仅考虑fd(t)三阶可导成分，忽略泰勒展开式余项。令 在每段扩频测量信道末端，扩频码相位跟踪误差约为码片宽度的1％，载波跟踪误差小于1Hz。取较为恶劣的估计误差条件，令公式(16)～(19)中μ0＝0.01，μ1＝1Hz，μ2＝50Hz/s，μ3＝500Hz/s2。若码时钟fcode＝5.115MHz，fRF＝2250.6MHz(S频段)，则λ＝1/440，Ts＝0.2s，利用公式(2)、公式(14)计算得δfd(tk+1|tk)＜21Hz、φcode(tk+1|tk)＜0.0142，载波多普勒预报误差主要来源于载波多普勒频移一阶、二阶导数估计误差，而码相位预报误差主要来源于当前码相位估计误差，载波跟踪环和码跟踪环在比较恶劣的估计误差条件下仍然能够获得比较小的初始跟踪误差，几乎是保持锁定状态(特别是码相位跟踪)。可以认为，载波参数估计误差对载波多普勒频移预报精度影响远大于码相位预报精度。因此，在扩频测量/非扩频数传等时复用体制中，为保持对载波频率和码相位准确可靠地开环跟踪，必须获得准确的多普勒频移及其一阶、二阶导数估计值。
可以在扩频信道内前边界配置引导信息，如信息位重复多次“1”或者“0”以引导和确保捕获跟踪成功，并对扩频传输帧提供前方保护；在非扩频数传信道内前边界配置多次重复的同步码以引导和确保解调数据同步跟踪成功。若接收方确认已失捕失锁，则利用前向链路纯扩频信道向发送方发送指令使返向链路转入指定的纯扩频通信模式，直到重捕成功并跟踪锁定后再指令控制发送方返向信道转入扩频测量/非扩频数传等时复用体制。
权利要求
1.一种机群链路通信/测量综合信道体制的信号处理系统，针对机群编队任务的自主性特点，构造了基于扩频测量/非扩频数传等时复用物理信道的机群链路通信与测量综合信道体制及其实现方法，其特征在于该信号处理系统具体包括信号生成模块及信号跟踪模块；具体技术方案如下
(一)、机群链路通信/测量综合信道体制的信号生成模块
该模块是在统一信道中实现扩频测距与高速通信数传的综合信道体制——扩频测量/非扩频数传等时复用信道体制，在单载波物理信道中利用等时复用原理，交替传输低码率扩频基带信号和高码率非扩频基带信号；
扩频测量/非扩频数传等时复用信道体制满足以下性质
(1)扩频测量段与非扩频数传段同步复用物理信道，以相同的基带形式调制在同一载波上，扩频测量段与非扩频数传段之间无接缝和间隙；
(2)对UTC定义的1PPS间隔时间段内，即UTC定义的1s间隔，物理信道被等分为F个等时复用段，周期为T＝1/，第1段的段边沿与1PPS严格对齐，F决定了测量信息输出率；
(3)在每个复用段内，定义两个虚拟信道扩频信道和非扩频数传信道，这两个信道依次占用物理信道的各个等时复用段，每个等时复用段都具有相同的结构和占空比，扩频信道占用等时复用段周期的r％，则非扩频数传信道占用等时复用段周期的1-r％，在每个复用段内非扩频数传信道周期为扩频信道周期的整数倍数关系；
(4)扩频信道和非扩频数传信道的传输时钟同源，来自机群链路通信终端的频标，非扩频数传信道数传码速率为扩频信道码片速率的整数倍数关系，比例为P；
(5)在每个复用段内扩频信道内同步加载M个传输帧，在每个传输帧内同步加载N个数据位，每个数据位周期为扩频码周期，扩频码长为L位；
(6)本体制在QPSK调制体制实现有两种方式①I/Q两支路同时实施；②对I支路实施，Q支路为非扩频数传通道；
(7)本体制启动时发送方采用纯扩频体制引导，待接收方跟踪锁定后对发送方传送遥控指令或者数据注入控制模式切换，发送方确认后转入扩频测量/非扩频数传等时复用体制；当接收方跟踪失锁时，对发送方传送遥控指令或者数据注入控制模式切换，发送方确认后转入纯扩频体制；
(8)扩频测量/非扩频数传等时复用体制和纯扩频体制的整个模式确认、切换过程为双向反馈确认和主动控制过程，接收方根据跟踪锁定条件对发送方通过遥控指令或者数据注入进行模式控制，并且发送方在扩频信道和非扩频数传信道的传输帧内事先定义引导标记供接收方提取用于识别同步复用的边界；
在机群链路扩频测量/非扩频数传等时复用体制中，机群链路终端采用伪码解扩/解调+非扩频数传解调组合环节，利用当前信息相互引导获得更高的性能；
另外，机群编队成员节点之间的相对运动和节点本地频标漂移引起的视在多普勒频移将会带来下一段扩频信道捕获跟踪的困难，发生跟踪失锁甚至失捕；因此，各阶多普勒参数的高精度测量和计算对准确预报下一段扩频信道的多普勒频移非常重要，并直接决定是否能够准确保持跟踪锁定状态或者失捕时快速重捕对于每秒复用段数F＝5，扩频信道占空比r％＝25％，扩频码长L＝1023，扩频码速率＝5.115Mcps，非扩频数传码速率扩频码片速率倍率P＝20，每个复用段的扩频信道内传输帧数M＝2，则非扩频数传码速率＝102.3Mbps，传输帧长N＝125bit，每个复用段内扩频信道持续周期为T＝F-1×r％＝50ms，对于一般接收单元的捕获跟踪时间已经足够，若存在前几次的多普勒频移参数测量估计值，则能获得更快的捕获时间；
本质上提出的扩频测量/非扩频数传等时复用体制对扩频信号的捕获跟踪类似于等时突发扩频通信模式，因此充分利用先验信息辅助捕获和跟踪能保证捕获概率、失锁概率和接收性能满足要求，使其与常规的连续扩频体制相同；设计原则如下
①扩频测量信道的占空比r％由信息数据传输所需码速率和最高传输码率的比值决定，结合秒内分段数F，确定每段内扩频信道持续周期T＝F-1×r％，此周期必须满足接收单元完成捕获并转入粗跟踪状态——跟踪残余多普勒在±250Hz内、扩频码片对齐到1/4码片精度；
②扩频测量信道的占空比r％受通信数传任务需求约束，秒内分段数F由测量输出率决定，这两者都有一定选择空间，需根据测量双方相对运动动态程度确定，F过小导致测量输出率不足，不满足测量要求，过大了将引起每段内扩频信道持续周期缩短，不利于接续捕获跟踪，需折中考虑；
③测量输出率较低时每段内扩频信道持续周期T较长，有利于频域并行直接捕获，测量输出率较高时每秒内测量输出点数F较多，有利于跟踪保持；
(二)、机群链路通信/测量综合信道体制的的信号跟踪模块
对机群编队内成员飞机之间相对运动，引入统计估计模型，采用统计滤波算法，利用当前多普勒频移测量值实时估计载波参数，包括载波相位、载波多普勒频移、多普勒频移的1阶/2阶导数、扩频码相位，码时钟则利用载波辅助码环跟踪算法实时计算；扩频信道结束并进入非扩频数传信道后，这些参数能够用于实时递推预报载波参数和码相位参数，接收方可利用这些参数实时计算载波跟踪环路开环控制所需的载波NCO频率控制字、码NCO时钟频率控制字、码相位实时估计值，控制载波跟踪环和码跟踪环NCO历元计数器，在非扩频数传信道周期内引导开环跟踪并预报进入下一段扩频测量信道的前边界时刻及其载波多普勒频率；给出以下三个参数预报公式
①载波多普勒频移的实时预报值计算公式
公式(1)中fd(tk)、
分别为载波多普勒频移在tk时刻的0阶、1阶、2阶导数；公式(1)式右侧前4项为fd(t)(t∈[tk，tk+1])3阶连续可导成分的泰勒展开式(
为余项)，第5项μfΔt为fd(t)(t∈[tk，tk+1])3阶连续可导成分之外的剩余成分，这两项为未知项，成为预报计算公式的模型误差；
令δfd(tk)、
分别为fd(tk)、
的估计误差，则tk+1时刻的载波多普勒频移的预报误差δfd(tk+1|tk)为
②码时钟频率的实时预报值计算公式
由于码相位跟踪过程依赖码时钟控制码NCO，采用载波辅助码环跟踪策略通过载波NCO频率控制字来计算码NCO频率控制字，设fcode(t)为码时钟频率(fcode为标称值)，fRF(t)载波频率(fRF为标称值)，令λ为码时钟(码片速率)与射频输出频点的比率，则
fRF(t)＝fRF+fd(t) (4)
根据公式(3)、公式(4)得
fcode(t)＝λfRF(t)
＝fcode+λfd(t) (5)
fcode(n)(t)＝λfRF(n)(t)
＝λfd(n)(t)(n＝1，2，3，...，) (6)
公式(6)中fcode(n)(t)为码时钟频率在t时刻的n阶导数(n＝1，2，3，...)；根据公式(1)、公式(5)得
根据公式(1)～公式(7)，得到tk+1时刻码时钟频率的预报误差δfcode(tk+1|tk)为
在非扩频数传信道周期内，利用公式(1)、公式(2)实时计算载波多普勒参数、码多普勒参数的预报值并生成频率控制字用于控制载波NCO、码NCO在非扩频数传信道开环工作，这种模式基于参数预报实施开环跟踪；载波NCO和码NCO计数器历元计数输出值达到设定值——由非扩频数传信道周期决定，则可判断到达了下一段扩频测量信道的前沿；在扩频测量信道周期内，以前一段非扩频数传信道周期的计数中止时刻外推预报值作为载波捕获/跟踪环路的初值转入对扩频信号的闭环跟踪，基于载波跟踪环路自动频率跟踪+锁相环与码跟踪环路数字延迟锁定环闭环控制载波NCO、码NCO工作，这种模式基于跟踪残差反馈控制实施闭环跟踪；
③码相位的实时预报值计算公式
给出机群编队内成员节点之间相对速度各阶导数与多普勒频移各阶导数的关系公式
由公式(9)，考虑运动学理论，得到
公式(10)中d(tk)为tk时刻两机载天线相位中心之间的几何距离；公式(10)式右侧前4项为v(t)(t∈[tk，tk+1])3阶连续可导成分的泰勒展开式(
为余项)，第5项μvΔt为v(t)(t∈[tk，tk+1])3阶连续可导成分之外的剩余成分，这两项为未知项，成为预报计算公式的模型误差；由公式(10)得
公式(11)中τ(tk)为tk时刻电波在机群编队内两成员节点之间的空间传播时延，τ(tk)＝d(tk)/c(c为真空光速)；
令δτ(tk)为τ(tk)的估计误差，则tk+1时刻的预报误差δτ(tk+1|tk)为
定义码相位对齐误差为φcode(t)，有
由公式(12)、公式(13)得tk+1时刻的码相位预报误差为
公式(14)中φcode(tk)为tk时刻的码相位对齐误差；当前段非扩频数传信道结束时，码相位预报误差φcode(tk+1|tk)将成为下一段扩频测量信道的初始码相位对齐误差；
因此，载波频率初始跟踪误差、码时钟频率初始跟踪误差、码相位初始跟踪误差由多普勒频移外推预报误差引起，因素有
①当前载波参数、码相位参数测量误差；
②机群编队内成员节点之间相对运动状态在非扩频数传信道周期内发生变化，引起多普勒频率三阶导数增大，加速度发生突变或者不可导；
③统计估计模型的准确性和滤波算法的性能引起多普勒频移各阶导数估计误差；
公式(2)描述了进入下一段扩频测量信道时的载波频率初始跟踪误差，公式(8)描述了进入下一段扩频测量信道时的码时钟频率初始跟踪误差，公式(14)描述了进入下一段扩频测量信道时的扩频码相位初始跟踪误差；
简单起见，仅考虑fd(t)三阶可导成分，忽略泰勒展开式余项；令
在每段扩频测量信道末端，扩频码相位跟踪误差约为码片宽度的1％，载波跟踪误差小于1Hz；取较为恶劣的估计误差条件，令公式(16)～(19)中μ0＝0.01，μ1＝1Hz，μ2＝50Hz/s，μ3＝500Hz/s2；若码时钟fcode＝5.115MHz，fRF＝2250.6MHz(S频段)，则λ＝1/440，Ts＝0.2s，利用公式(2)、公式(14)计算得δfd(tk+1|tk)＜21Hz、φcode(tk+1|tk)＜0.0142，载波多普勒预报误差主要来源于载波多普勒频移一阶、二阶导数估计误差，而码相位预报误差主要来源于当前码相位估计误差，载波跟踪环和码跟踪环在比较恶劣的估计误差条件下仍然能够获得比较小的初始跟踪误差，几乎是保持锁定状态；可以认为，载波参数估计误差对载波多普勒频移预报精度影响远大于码相位预报精度；因此，在扩频测量/非扩频数传等时复用体制中，为保持对载波频率和码相位准确可靠地开环跟踪，必须获得准确的多普勒频移及其一阶、二阶导数估计值；
在扩频信道内前边界配置引导信息，如信息位重复多次“1”或者“0”以引导和确保捕获跟踪成功，并对扩频传输帧提供前方保护；在非扩频数传信道内前边界配置多次重复的同步码以引导和确保解调数据同步跟踪成功；若接收方确认已失捕失锁，则利用前向链路纯扩频信道向发送方发送指令使返向链路转入指定的纯扩频通信模式，直到重捕成功并跟踪锁定后再指令控制发送方返向信道转入扩频测量/非扩频数传等时复用体制。
全文摘要
本发明一种机群链路通信/测量综合信道体制的信号处理系统，可以在电路板的数字信号处理器DSP和FPGA上实现的单信道内非扩频通信数传/扩频测距体制的体系构架。本发明保留非扩频体制信息传输率高的优点，吸纳扩频体制方便测距、抗干扰的优点，通过同步时分复用信道的方式在单信道内综合实现非扩频通信数传/扩频测距综合体制；同时，本发明提供了基于载波多普勒频移的实时预报算法的通信/测量综合信道体制的的信号跟踪方法，解决了高动态条件下通信/测量综合信道体制的信号跟踪难题。本发明公开的方法能够广泛应用于基于抑制载波调制直接序列扩频体制的卫星导航接收机、测距系统、通信/测距功能综合化系统。
文档编号H04L25/02GK101789809SQ20101010389
公开日2010年7月28日 申请日期2010年1月29日 优先权日2010年1月29日
发明者杨宜康, 陈晓敏, 安军社 申请人:中国科学院空间科学与应用研究中心