专利名称：并行信道均衡方法
技术领域：
本发明涉及数字信息传输技术领域，尤其涉及一种并行信道均衡方法。
背景技术：
在无线通信信道中，通常存在较强的多径干扰，需要采用信道均衡算法来抵消时变多径信道的影响。通常采用的均衡方法有时域均衡和频域均衡两大类。对于时域均衡算法，需要采用横向滤波器来完成；对于频域均衡算法，需要将数据进行离散傅立叶变换后进行处理。进行频域均衡首先需要估计信道参数，信道估计主要有数据辅助估计算法和盲估计算法两大类，其中数据辅助算法因方法简单，估计精度高，得到了广泛的应用。
传统的信道均衡算法是针对单路串行数据提出的，当传输速率很高时，器件需要在很高的时钟速率下运行，考虑到成本和功耗等因素，在通信系统中大量使用这种高速器件是不合理的。
发明内容
( — )要解决的技术问题 本发明的目的是针对现有技术的不足，提出了一种能够降低对数据的处理速度及器件时钟速率的要求，适用于无线高速数据通信系统，在硬件上可以实现信道参数的无偏估计，提高估计参数的准确性，尤其适合于要求只利用一段训练序列进行信道估计的场合的并行信道均衡方案。
( 二 )技术方案 为达到上述目的，本发明提供了一种并行信道均衡方法，包括以下步骤
Sl，对输入数据进行并行帧同步处理； S2，利用已知的PN训练序列及步骤Sl输出的数据中的PN训练序列(即接收到的PN训练序列)进行并行信道估计，得到信道参数； S3，将步骤S1输出的数据中的帧体数据以及估计到的信道参数分别存储到先入先出存储器中，并对所述信道参数补O，然后在同一时刻将所述帧体数据和信道参数开始输出； S4，对所述帧体数据和信道参数依次进行并行FFT运算，并行除法运算和并行
IFFT运算，得到输出数据。 其中，所述步骤Sl包括以下步骤 Sll，将参与并行Np路相关运算的所有输入数据存储到输入数据寄存器中，输出Np路并行数据，每路Nr个数据； S12，将所述Np路并行数据的每一路&个数据符号，分别与已知的PN训练序列中相应位置的值进行对比，输出Np路并行数据，每一路有Nr个数据，实部与虚部分别取值为正1或负1 ; S13，将步骤S12输出的Np路并行数据分别求和，和值的模大于或等于预设门限值则认为搜索到PN训练序列起始位置，其中，只在预设的判决窗(窗的大小是预设的)内进行同步搜索； S14，将接收到的Np路并行数据中的PN训练序列(即上述"接收到的PN训练序
列")以及帧体数据的长度均调整为Np的整数倍，长度不足时补O，然后输出处理后的帧体
数据和PN训练序列，其中，帧体数据和PN训练序列的起始数据在第一路输出； S15，根据所述PN训练序列起始位置相对应的最大相关值的实部与虚部的符号确
定接收到的数据旋转相位的角度，然后对整帧数据进行相位旋转，消除相位模糊度，所述整
帧数据包括PN训练序列与帧体数据。 其中，所述步骤S2包括以下步骤 S21，将存储已知的PN训练序列的第一 PN训练序列寄存器恢复到初始状态；
S22，将接收到的并行Np路PN训练序列存储到Np组第二 PN训练序列寄存器中，用于后续计算； S23，根据所述第一 PN训练序列寄存器与第二 PN训练序列寄存器对应位置的值，利用加法器进行复数乘法运算，将所有相乘后数据相加得到相乘后矢量的一项，然后将第一 PN训练序列寄存器循环移位，依次得到相乘后矢量的其它项；
S24，将步骤S23输出的矢量的各分量相加，得到一标量； S25，通过移位器与加法器对步骤S23输出的矢量的各分量以及所述标量进行运算得到信道参数的各分量，其中，同时计算Np个分量，并将该Np个分量并行输出。
其中，所述步骤S4包括以下步骤 S411 ，分别对所述帧体数据及信道参数的Np条支路数据作Nb/Np点FFT ;S412，对步骤S411处理后的数据进行相位旋转；S413，对步骤S412处理后的数据作Np点FFT，以同时得到Np路帧体数据及信道参数FFT后的数据； S42，对Np路帧体数据及信道参数FFT后的数据逐点进行Np路并行除法；
S431，对S42处理后的Np条支路数据作Np点IFFT ;S432，对步骤S431处理后的数据进行相位旋转；S433，对步骤S432处理后的数据作Nb/Np点IFFT，以同时得到Np路均衡后的数据输出。 其中，在步骤S412及S432中对应位置所旋转的相位互为共轭。
其中，在步骤SI之前已经对所述输入数据正确地完成了时钟恢复与载波恢复。
其中，所述输入数据包括帧头数据与帧体数据，所述帧头数据包括帧头循环前缀与PN训练序列，所述帧体数据包括帧体循环前缀与有效数据。 其中，在所述并行信道均衡方法中采用QPSK调制方式进行无线通信，其中，I、Q两
路数据的帧头数据相同。 其中，所述PN训练序列为m序列。 其中，所述输入数据的持续时间足够短，以保证利用帧头数据所估计的信道信息在整个输入数据期间保持有效。 其中，所述帧头循环前缀与帧体循环前缀的长度均应大于或等于信道长度。[OO35](三)有益效果 本发明技术方案提出的并行信道均衡方法采用并行处理方式，降低了对数据的处理速度及器件时钟速率的要求，可适用于无线高速数据通信系统。通过适当选择参数，其中的并行信道估计方法可以只通过加法及移位实现矩阵相乘及求逆，从而在硬件上可以实现信道参数的无偏估计，提高了估计参数的准确性，尤其适合于要求只利用一段训练序列进行信道估计的场合。
图1是本发明实施例的方法应用的全数字接收机原理框图； 图2是本发明实施例的方法流程图； 图3是本发明实施例的方法中所使用的帧结构图； 图4是本发明实施例的方法中所使用的9级m序列发生器结构示意图。
具体实施例方式
下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式
作进一步详细描述。以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。 本发明可应用于高速无线通信全数字接收机中，本发明实施例的方法应用的全数字接收机原理框图如图1所示，图2是本发明实施例的方法流程图，图3是该方法中所使用的帧结构图。如图3所示，帧结构包括帧头与帧体。其中，帧头包括帧头循环前缀(帧头CP)与PN训练序列，帧体包括帧体循环前缀(帧体CP)与有效数据。帧头CP的长度为Nhg，PN训练序列的长度为NPN，帧体CP的长度为Nbg，帧体长度为Nb。 PN训练序列选择为m序列。采用QPSK调制方式，1、Q两路的帧头相同，1映射为正数，O映射为负数。
本发明认为在进行帧同步、信道估计与均衡之前，全数字接收机已经正确完成了时钟恢复与载波恢复。帧同步、信道估计与信道均衡步骤的输入与输出均为1、Q各Np路并行数据。为运算方便，Nb为Np的整数倍。 下面公式中，T表示转置，H表示共轭转置。下面给出一些定义。
定义PN训练序列
<formula>formula see original document page 6</formula> x"x。，巧,…， ")t (1) 因1、Q两路的帧头相同，所以满足Xi = l+j或者& = -l-j， i = O，l，…，Npfl。加上长度为Nhg的循环前缀后，帧头的表示形式为<formula>formula see original document page 6</formula>
在接收端，定义接收到的PN训练序列为 <formula>formula see original document page 6</formula> 满足关系式 <formula>formula see original document page 6</formula>
其中，h = (h。，hp ...，hL—》t (5) 为信道参数，长度为L，且满足NhK > L， NbK > L。矩阵A的表达式为<formula>formula see original document page 7</formula> 其第一列即是矢
大似然估计法，可以解得
h = (AHA)—1 (7)
定义接收到的帧体数据为 s =(Wi，'..， -i)
x，其它各列是第一列的循环移位。w为加性高斯白噪声。由最 定义 h'=
(8)
(9) 这里0为长度为Nb_L，且所有值全为0的列向量。 分别计算s及h'的快速傅立叶变换 S = FFT(s) (10) H' = FFT(h' ) (11) 逐点计算除法 D = S/H' (12) 则 d = IFFT(D) (13) 即为并行频域信道均衡后的结果。 为便于硬件实现，上述信道估计只用加法器及移位器实现:
根据m序列的相关性
质，当相位偏移为0时，其相关值为Np,，否则，其相关值为-1，因此，可以得到
<formula>formula see original document page 7</formula>
其中[1]表示所有元素全为1的矩阵，I表示单位阵。定义
<formula>formula see original document page 7</formula>
q=(q0，q2， ... ， qL—》T = [a， a， ... ， a] T+(NPN_L+1) z (18) 其中，qi = a+(NPN-L+l)Zi， i = 0， 1，…，L-1 (19) 则信道参数为
<formula>formula see original document page 8</formula> 由于AH由-1+j和1-j组成，通过加法可以求得z及a。由m序列的性质可知NPN
=2n_l，当选择参与运算的L = 2m时，q可以通过加法及移位实现，这里m及n均为正整数。
最终输出的信道参数h各分量的后2(Np,+l) (NPN_L+1)位表示小数部分，可根据需要进行取
舍。也可以选择L个信道参数分量中的前L'个分量用于信道均衡计算。 由于输入数据为Np路并行输入方式，定义yi，i = 1，2，…，Np为各支路输入矢量，<formula>formula see original document page 8</formula>(21) 各矢量的长度为iV,「A^/iVp"l返里IVl表示向上取整，L中长度不足的矢量最 后一项补O，以与y工长度相同。 定义「A^/A^^x丄维矩阵Ai， i = 1，2，…，Np，矩阵Ai的第1行的数据分别为矩
阵A的第i行的数据，A由A的第l，Np+l，2Np+l，…，行组成，其余各矩阵依次类推，长度不 足的矩阵最后一行补O，得到
<formula>formula see original document page 8</formula> 然后由(17) (20)式求得a、q及h。同时计算h的Np个分量，即h为Np路并行输出。 对于Np路并行数据，分别对每条支路作Nb/Np点FFT。若At (k) ， i = 1， 2，…，Np， k = 0， 1，…，Nb/Np-1分别表示第i条支路计算的FFT，则需要对该数据进行相位旋转
,iVp，"O，l,-.
(23) Nb/Np。
C,= 1,2,.
以i为变量分别对& (k)作ND点FFT，同时得到ND路FFT后数据，每路数据长度为
Np路并行IFFT由FFT的反过程求得。
下面详细说明本发明的方法。本发明提出并行信道均衡方法包括步骤
51. 并行帧同步，确定帧头及帧体位置，纠正相位模糊度及调整输出数据；
52. 并行信道估计，利用已知PN训练序列及接收到的相应数据估计信道参数；
53. 数据缓存，将帧体数据及信道估计参数存储到FIFO中，在同一时刻开始输出， 并对信道估计参数补O。 S4.并行频域信道均衡，完成FFT、除法及IFFT。
步骤SI进一步包括步骤
Sll.输入串并转换 为确定PN训练序列及帧体位置，需要将输入数据与已知PN训练序列进行相关运 算。为节约硬件资源，可利用PN训练序列的部分相关性质，取PN训练序列的前Nr位参与运 算，这里K《NPN。因为PN训练序列的起始位置是不能确定的，不知道在Np条支路的哪一条当中，因此需要进行Np路并行相关运算。 一共需要Np+N「l个输入数据，该功能由一组寄存 器完成。为便于硬件实现，选择寄存器长度为kNp，这里k为正整数，且满足kNp > Np+N「l。
首先，在接收到输入数据后，寄存器组进行数据更新 这里din(i)，i = 1，2，…，Np为输入数据。输入串并转换的输出为Np路并行数据， 每路Nr个数据 d印o(i，m) = dspi(kNp+m+2)， i = 1，2， ...，Np，m=l，2， ...，Nr (25)
这里，d，(i，m)表示第i路第m数据。
S12.电平转换 将d，(i， m)实部与虚部的符号位分别与PN训练序列对应位置的值进行比较，输 出电平转换后的数据dt。(i，m)， i = 1，2，…，Np，m二l，2，， Nr。 若Re[d印。(i，m)]为正且对应PN为0，则Re [dt。 (i， m)]为_1 ;若Re [dsp。 (i， m)]为 负且对应PN为0，则Re[dt。(i，m)]为1 ;若Im[dsp。 (i， m)]为正且对应PN为0，则Im[dt。(i， m)]为-1 ;若Im[d印o(i，m)]为负且对应PN为O，则Im[dt。(i，m)]为1。
S13.同步搜索 对dt。 (i ， m)的Np路数据分别相加求和 并将d，(i)的模与预设门限T，比较。若cU(i) ^T，，则记录该数据的位置P，。 为提高帧同步的准确率，只在判决窗内进行同步搜索。
S14.输出数据调整 从P，位置开始输出接收到的PN训练序列及帧体数据。若数据长度为Np的整数 倍，则不需要调整数据。否则，将数据长度增加为Np的整数倍，长度不足用0补齐，并去除 帧体前缀，只输出帧体数据。PN训练序列及帧体数据的起始数据在第一条支路输出，第二个 数据在第二条支路输出，后续数据以此类推。
SI5.相位旋转 相位旋转的目的是消除相位模糊度。若Re [cU (Psyn)]与Im [d。OT (Psyn)]均为
正，则旋转9 = O度；若Re[cU(Psyn)]为负，Im[drar(Psyn)]为正，则旋转9 =90度；
若Re [dcor (Psyn)]与Im [dcor (Psyn)]均为负，则旋转9 = 180度；若Re [dcor (Psyn)]为正， Im[cU(Psyn)]为负则旋转9 = 270度。最终输出数据为
dr(i) = din(i)e邓(j e)， i = 1，2， ...，Np (27)
步骤S2进一步包括步骤
S21.初始化 在每帧数据信道参数估计完毕后，将存储已知的PN训练序列的第一 PN训练序列
寄存器恢复到初始状态。 S22.输入数据存储 将接收的Np路PN训练序列存储到Np组第二 PN训练序列寄存器中，直至PN训练
(24)((/) = J]《(/， w), / = 1， 2，…，^
(26)序列结束。每组寄存器的长度为「A^w/Wj。
S23.矩阵与输入矢量相乘 即求矢量z。在S22状态结束时，第m(m二 1，2，…，Np)组第n个第二 PN训练序
列寄存器r,分别对应第一PN训练序列寄存器的第(n-l)Np+m个值。若第一PN训练序列
寄存器的值为0，则计算(-l + j)I^，否则计算(11')1 ，此步骤只通过加法器即可完成。将
所有值相加即得到z的第一个分量。然后第二 PN训练序列寄存器保持不变，第一 PN训练 序列寄存器循环右移1位，得到z的第二个分量。如此继续移位，移位L次后，得到矢量z。
S24.求矢量和 将z的所有L个分量相加，得到标量a。
S25.输出估计值 将z的各分量左移NpfL+l位，与a相加，得到最终输出的信道参数各分量。各参
数分量的后2(NPN+1) (NPN_L+1)位表示小数部分，可根据需要进行取舍。同时计算h的Np个
分量，即h为Np路并行输出。 步骤S4进一步包括步骤 S41.进行FFT运算: S411.分别对帧体及信道参数的Np条支路的数据做Nb/Np点FFT，得到帧体& (k) 及信道参数Bi(k)， i = 1，2，…，Np，k二0，1，…，Nb/Np-l。
S412.进行相位旋转 按(23)式进行旋转，分别得到& (k)及Di (k)。 S413.以i为变量分别对& (k)及Di (k)作Np点FFT，同时得到Np路帧体及信道参 数FFT后数据S(k+(i-l)Nb/Np)及H' (k+(i-l)Nb/Np)， i = 1，2， ...，Np，k = 0，l， ...，Nb/
Np-1。 S42.进行除法运算 逐点进行Np路并行除法 D(k+(i-l)Nb/Np) = [S(k+(i-l)Nb/Np)]/[H' (k+(i_l) Nb/Np) ] (28)
S43.进行IFFT运算 S433.以i为变量对D (k+ (i_l) Nb/Np)作Np点IFFT，得到Np路数据二 (k) ， i = 1 ， 2，…，Np， k = 0， 1，…，Nb/Np-1。
S432.进行相位旋转丄,(A:)=『 (A),/ = 1,2,…，iVp,A: = 0,1,...,iV^ -1 ( 29 ) S433.分别对Np条支路的数据做Nb/Np点IFFT，得d(i+kNp) ， i = 1，2，…，N。，k = O，l，…，VNp-l。 下面通过将参数具体化的形式举例说明上述实施例。 本实施例的无线通信系统中，发送端选择QPSK调制方式，帧头中PN训练序列 选择9级m序列，长度Np, = 511，生成多项式x9+xVl，其结构框图如图4所示，初始状态 010000000。帧头CP的长度为Nhg = 270，帧体CP的长度为Nbg = 256，帧体长度为Nb = 4096。 信道长度L = 256，且有NPN-L+1 = 256。 Np = 2， ^ = 64，所估计信道参数中后18位为小 数部分，前面各位是整数部分，经适当取舍后即可作为信道估计值输出。
进行信道均衡时，对两路数据分别进行2048点FFT，相位旋转，再进行基2-FFT运 算，并行输出2路数据；进行2路并行除法；对2路除法后数据进行基2-IFFT运算，相位旋 转，最后对两路数据分别进行2048点IFFT，得到最终均衡后的结果。 以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人 员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰 也应视为本发明的保护范围。
权利要求
一种并行信道均衡方法，其特征在于，包括以下步骤S1，对输入数据进行并行帧同步处理；S2，利用已知的PN训练序列及步骤S1输出的数据中的PN训练序列进行并行信道估计，得到信道参数；S3，将步骤S1输出的数据中的帧体数据以及估计到的信道参数分别存储到先入先出存储器中，并对所述信道参数补0，然后在同一时刻将所述帧体数据和信道参数开始输出；S4，对所述帧体数据和信道参数依次进行并行FFT运算，并行除法运算和并行IFFT运算，得到输出数据。
2. 如权利要求1所述的并行信道均衡方法，其特征在于，所述步骤SI包括以下步骤SI 1 ，将参与并行Np路相关运算的所有输入数据存储到输入数据寄存器中，输出Np路并行数据，每路Nr个数据；S12，将所述Np路并行数据的每一路&个数据符号，分别与已知的PN训练序列中相应位置的值进行对比，输出Np路并行数据，每一路有&个数据，实部与虚部分别取值为正1或负l;S13，将步骤S12输出的Np路并行数据分别求和，和值的模大于或等于预设门限值则认为搜索到PN训练序列起始位置，其中，只在预设的判决窗内进行同步搜索；S14，将接收到的Np路并行数据中的PN训练序列以及帧体数据的长度均调整为Np的整数倍，长度不足时补O，然后输出处理后的帧体数据和PN训练序列，其中，帧体数据和PN训练序列的起始数据在第一路输出；S15，根据所述PN训练序列起始位置相对应的最大相关值的实部与虚部的符号确定接收到的数据旋转相位的角度，然后对整帧数据进行相位旋转，消除相位模糊度，所述整帧数据包括PN训练序列与帧体数据。
3. 如权利要求2所述的并行信道均衡方法，其特征在于，所述步骤S2包括以下步骤S21，将存储已知的PN训练序列的第一 PN训练序列寄存器恢复到初始状态；S22，将接收到的并行Np路PN训练序列存储到Np组第二 PN训练序列寄存器中，用于后续计算；S23，根据所述第一 PN训练序列寄存器与第二 PN训练序列寄存器对应位置的值，利用加法器进行复数乘法运算，将所有相乘后数据相加得到相乘后矢量的一项，然后将第一PN训练序列寄存器循环移位，依次得到相乘后矢量的其它项；S24，将步骤S23输出的矢量的各分量相加，得到一标量；S25，通过移位器与加法器对步骤S23输出的矢量的各分量以及所述标量进行运算得到信道参数的各分量，其中，同时计算Np个分量，并将该Np个分量并行输出。
4. 如权利要求3所述的并行信道均衡方法，其特征在于，所述步骤S4包括以下步骤S411，分别对所述帧体数据及信道参数的Np条支路数据作Nb/Np点FFT ;S412，对步骤S411处理后的数据进行相位旋转；S413，对步骤S412处理后的数据作Np点FFT，以同时得到Np路帧体数据及信道参数FFT后的数据；S42，对Np路帧体数据及信道参数FFT后的数据逐点进行Np路并行除法；S431，对S42处理后的Np条支路数据作Np点IFFT ;S432，对步骤S431处理后的数据进行相位旋转；S433，对步骤S432处理后的数据作Nb/Np点IFFT，以同时得到Np路均衡后的数据输出。
5. 如权利要求4所述的并行信道均衡方法，其特征在于，在步骤S412及S432中对应位置所旋转的相位互为共轭。
6 . 如权利要求1所述的并行信道均衡方法，其特征在于，在步骤Sl之前已经对所述输入数据正确地完成了时钟恢复与载波恢复。
7. 如权利要求1 6之任一项所述的并行信道均衡方法，其特征在于，所述输入数据包括帧头数据与帧体数据，所述帧头数据包括帧头循环前缀与PN训练序列，所述帧体数据包括帧体循环前缀与有效数据。
8. 如权利要求1 6之任一项所述的并行信道均衡方法，其特征在于，在所述并行信道均衡方法中采用QPSK调制方式进行无线通信，其中，1、Q两路数据的帧头数据相同。
9. 如权利要求1 6之任一项所述的并行信道均衡方法，其特征在于，所述PN训练序列为m序列。
10. 如权利要求1 6之任一项所述的并行信道均衡方法，其特征在于，所述输入数据的持续时间足够短，以保证利用帧头数据所估计的信道信息在整个输入数据期间保持有效。
11. 如权利要求1 6之任一项所述的并行信道均衡方法，其特征在于，所述帧头循环前缀与帧体循环前缀的长度均应大于或等于信道长度。
全文摘要
本发明公开了一种并行信道均衡方法，包括以下步骤S1，对输入数据进行并行帧同步处理；S2，利用已知的PN训练序列及步骤S1输出的数据中的PN训练序列进行并行信道估计，得到信道参数；S3，将步骤S1输出的数据中的帧体数据以及估计到的信道参数分别存储到先入先出存储器中，并对所述信道参数补0，然后在同一时刻将所述帧体数据和信道参数开始输出；S4，对所述帧体数据和信道参数依次进行并行FFT运算，并行除法运算和并行IFFT运算，得到输出数据。本发明能够降低对数据的处理速度及器件时钟速率的要求，适用于无线高速数据通信系统，在硬件上可以实现信道参数的无偏估计，提高估计参数的准确性，尤其适合于要求只利用一段训练序列进行信道估计的场合。
文档编号H04L25/02GK101789918SQ20101011548
公开日2010年7月28日 申请日期2010年2月26日 优先权日2010年2月26日
发明者万晓峰, 姜龙, 张国敬, 张彧, 潘长勇, 邱松 申请人:清华大学