无线通信设备中的iq失衡校正方法

专利名称：无线通信设备中的iq失衡校正方法
技术领域：
本发明涉及一种在包括正交调制/解调功能的无线通信设备中的IQ失衡校正方法。
背景技术：
已知在包括直接正交调制/解调功能的无线通信设备(直接变换无线设备)中， 执行一起频率变换以将基带(BB baseband)信号变换为射频(RF :radio frequency)信号， 并且发送所述RF信号，并且通过执行一起频率变换(频率反变换)将接收到的RF信号变换为BB信号。这种无线通信设备不需要中频(IFdntermediate frequency)级来处理IF 信号，这样就赋予了无线通信设备避免硬件规模增大的优势。然而，由于硬件(更精确地，模拟硬件组件)的不完整，这种无线通信设备的正交调制器/解调器不能避免在频率变换(正交调制)与频率反变换(正交解调)时的同相与正交失衡(IQ失衡)。换言之，IQ失衡是在正交调制器/解调器中I (同相)通道与Q(正交相位)通道之间的干扰，是由I通道与Q通道之间的增益失衡以及I通道与Q通道之间的正交误差所导致的。当使用高频率(例如，毫米波段中的频率)来通信时、当处理宽带信号时、或者当使用便宜的组件时，IQ失衡会特别频繁地出现。在正交调制器/解调器中发生的IQ失衡表现为正交调制器/解调器的I通道与 Q通道各自的幅度偏离(ati、atq、ari、arq)，以及I通道与Q通道各自的相位偏离(+φ/2、 -φ/2、+ψ/2、-ψ/2)(见图1)。那些失衡导致频率分量之间的干扰，所述干扰关于载波的中心频率(Fe)是彼此对称的。换言之，在轴对称的频率处产生了镜像信号(见图幻。从而，
信号质量劣化。为了避免这种信号质量劣化，人们提出了各种补偿(校正)IQ失衡的方法。提出的方法包括在无线通信设备中校正IQ失衡的第一种现有技术，其通过从发射机一侧发送对于接收机一侧已知的训练信号，然后根据在接收机一侧观察到的训练信号中的改变来一起(at once)校正发射机和接收机的IQ失衡以及传输环境的信道特征，从而消除干扰。对于第一种现有技术的方法，发送的训练信号受到了发射机一侧IQ失衡的影响， 因此，除非在接收机一侧也进行校正，否则，即使提供理想的接收机，也不能消除干扰的影响。提出的方法还包括第二种现有技术，其中，计算用于在发送侧与接收侧进行单独校正(在发送部与接收部单独校正)的校正系数以校正特性，并且处理要发送的信号，使其接近理想形状。下面给出更详细的描述，在第二种现有技术中，提供了将发送信号反馈回接收侧所遵循的路径，并且在计算校正系数以反馈从发送侧发送的训练信号时使用该路径，使得能够在接收侧接收该训练信号。计算校正系数还包括IF采样，这是在模拟/数字(A/D)转换器中通过改变本地振荡器的振荡频率来执行的。由IF采样所得的信号在数字电路域中经历正交解调。数字电路作为理想接收机来工作，因为在数字电路中的正交解调不会受到IQ失衡(仅针对模拟电路)的影响。因此，在第二种现有技术中，可以通过分析所接收的训练信号来计算仅考虑了发送侧IQ失衡的影响的失衡系数。使用计算出的发送侧失衡系数来校正发送侧的IQ失衡。 进行了发送侧校正之后，再次发送训练信号，此时接收侧本地振荡器工作在正常的振荡频率，以正常的方式进行基带采样。然后，分析所接收的训练信号，以计算针对接收侧的IQ失衡校正系数，并且利用所计算的系数来校正接收侧的IQ失衡。第二种现有技术的方法可以消除IQ失衡对发送信号的影响(这是第一种现有技术的问题)，但是为了在接收侧执行IF采样，又需要带宽为两倍正常带宽或更宽(根据采样定理，是基带频带的四倍或更宽)的A/D转换器。此外，尽管可以消除IQ失衡的影响，但是第二种现有技术难以消除存在于插入的模拟部件(例如，低通滤波器LPF)中的幅度频率偏离及相位频率偏离。以下是针对本发明的现有技术。[专利文献1]日本专利特开2007-60106号公报[专利文献2]日本专利特开2008-167057号公报[专利文献3]日本专利特开2008-263585号公报[专利文献4]日本专利特开2005-527152号公报[非专禾U 文献 1] Kamata Hiroyuki， Sakaguchi Kei, and Araki Kiyomichi, “ Effects ofIQ Imbalance and Effective Compensation Scheme on the MIM0-0FDM CommunicationSystem" , Technical report of IEICE, WBS 2004-57,2005[非专利文献 2]Tanabe Yasuhiko,Egashira Yoshimasa, and Sato Kazumi, " A study onlQ Imbalance Correction Scheme for MIM0-0FDM Systems" ,Technical report of IEICE, RCS 2006-272,200
发明内容
本发明的一个目的是提供一种发送RF训练信号的技术，其能够在保持原始硬件规模的同时对发送部和接收部的IQ失衡都进行校正。根据在此公开的一个方面，一种在模拟电路域中包括正交调制/解调功能的无线通信设备中执行的IQ失衡校正方法包括以下步骤通过在频率轴上将射频(RF)训练信号关于中心频率配对来分批地(in installment)发送多对RF训练信号；将接收本振频率 (reception local frequency)变更设定为适合于经由内部路径而不是外部空间来接收分批发送的多对RF训练信号中的每对RF训练信号并且适合于将多对RF训练信号中的每对 RF训练信号转换为中频(IF)训练信号的频率；对IF训练信号进行模拟/数字转换，然后在数字电路域中对IF训练信号分别进行正交解调，以生成基带(BB)训练信号；当在数字电路域对BB训练信号分别进行正交解调时，计算校正系数以校正IQ失衡；以及利用整个频率范围的校正系数来校正包括正交调制功能的发送部的IQ失衡。根据在此公开的IQ失衡校正方法，可以在保持原始硬件规模的同时在发送部与接收部中都减小IQ失衡。在阅读实现本发明的以下实施方式连同附图与所附权利要求之后，其它目的、特征与优势将变得明显。


图1是例示了当IQ失衡发生在传统的无线通信设备的正交调制器/解调器中时所观测到的I通道与Q通道的幅度偏离与相位偏离的图；图2是例示了由于传统的无线通信设备的正交调制器/解调器中的IQ失衡所导致的信号干扰的图；图3是例示了根据本发明的变型例的实施方式的直接正交调制/解调设备的构造的框图；图4是例示了根据实施方式的直接正交调制/解调设备中的数字调制单元的具体构造的框图；图5是例示了根据实施方式的直接正交调制/解调设备中的数字解调单元的具体构造的框图；图6是例示了第一 IQ失衡校正处理中的训练信号的图；图7是例示了第一 IQ失衡校正处理中的训练信号的图；图8是例示了第一 IQ失衡校正处理中的训练信号的图；图9是例示了第一 IQ失衡校正处理中的训练信号的图；图10是例示了第一 IQ失衡校正处理中的训练信号的图；图11是例示了第一 IQ失衡校正处理中的训练信号的图；图12是例示了第一 IQ失衡校正处理中的训练信号的图；图13是例示了第二 IQ失衡校正处理中的训练信号的图；图14是例示了第二 IQ失衡校正处理中的训练信号的图；图15是例示了第二 IQ失衡校正处理中的训练信号的图；图16是例示了第二 IQ失衡校正处理中的训练信号的图；图17是例示了第二 IQ失衡校正处理中的训练信号的图；图18是例示了第三IQ失衡校正处理中的训练信号的图；图19是例示了第三IQ失衡校正处理中的训练信号的图；图20是例示了第三IQ失衡校正处理中的训练信号的图；图21是例示了第三IQ失衡校正处理中的训练信号的图；图22是例示了第四IQ失衡校正处理中的训练信号的图；图23是例示了第四IQ失衡校正处理中的训练信号的图；图M是例示了第四IQ失衡校正处理中的训练信号的图；图25是例示在第四IQ失衡校正处理中的训练信号的图；图沈是例示了第四IQ失衡校正处理中的训练信号的图；图27A是概述了 IQ失衡校正处理的流程图；图27B是概述了 IQ失衡校正处理的流程图；图观是例示在根据第二变型例的直接正交调制/解调设备中的数字调制单元的具体配置的框图；并且图四是例示了根据第二变型例的直接正交调制/解调设备中的数字解调单元的具体构造的框图。
具体实施例方式以下将参照附图具体地描述在此公开的实施方式。附图例示了优选实施方式。然而，应理解的是，可以通过许多不同的实施方式来实现实施方式，并且不限于在此描述的实施方式。[实施方式的直接正交调制/解调设备][设备构造与功能]图3例示了根据本发明的实施方式的设备构造。参照图3，作为无线通信设备的直接正交调制/解调设备10包括发送功能部20、接收功能部30、校正功能部40、控制部CONT 以及收发天线AT。发送功能部20包括数字调制单元BMOD以及模拟电路域发送部TR。接收功能部 30包括数字解调单元BDEM以及模拟电路域接收部REC。校正功能部40包括训练信号存储器41、发送校正系数存储器42、接收校正系数存储器43、波形存储器44、校正系数计算单元 45以及包括SW1、SW2、SW3及FB-SW的多个开关。校正功能部40还包括数字正交解调单元 DDEM0直接正交调制/解调设备10是零中频直接变换无线设备，其发送通过在基带(BB) 信号上执行一起频率变换所获取的射频(RF)信号，并且通过执行一起频率变换(频率反变换)将所接收的RF信号转换为BB信号。直接正交调制/解调设备10在正常通信中不处理中频(IF)信号。然而，这种直接正交调制/解调设备10在校正功能部40中包括数字正交解调单元DDEM，其通过正交解调将IF信号解调为BB信号，以校正由于模拟电路域中的正交调制与正交解调所导致的IQ失衡。下面给出更详细的描述，在该实施方式中，发送功能部20发送通过多载波调制所获得的正交频分复用(OFDM orthogonal frequency division multiplexing)信号。在数字调制单元BMOD (它是组成发送功能部20的一个组件)中，通过执行基于OFDM符号的串/ 并变换来对串行输入的发送信号进行变换，并且单独地进行子载波调制。发送信号是正常发送数据或者训练信号TRS，在两种情况中都是比特流。在数字调制单元BMOD中，基于子载波将发送信号乘以发送校正系数，并通过反向傅里叶变换(快速逆傅里叶变换(IFFT)或者离散逆傅里叶变换(IDFT))操作来进行OFDM 调制，并且添加了充当保护间隔(GI guard interval)的循环前缀(CP :cyclic prefix), 以生成发送基带信号(复信号)。发送校正系数的初始值是全1值，这等同于没有校正，并且可以存储全1值，直到计算出校正值为止。如在图4的具体的构造示例中所例示的，为了实现该功能，数字调制单元BMOD包括串/并(S/P)转换器S/P、多个调制器MOD、乘法器MP、逆傅里叶变换器IFFT以及循环前缀添加电路+CP。将复BB信号从数字调制单元BMOD输入至发送部TR，其中，发送部TR是组成发送功能部20的一个组件，它利用数/模(D/A)转换器DAC对复BB信号的实部分量与虚部分量分别进行数/模转换。发送部TR将转换后的信号分量输入至其相关联的低通滤波器LPF。 各个低通滤波器LPF执行频带限制处理，并且通过由正交调制单元QMOD利用载波频率(本振频率)为Fc的余弦波信号和正弦波信号来执行的直接正交调制(以下也称为直接变换) 将所产生的模拟BB信号调制为RF信号。正交调制单元QMOD将获得的RF信号作为发送信号输入至功率放大器(发送放大器)PA。在直接变换中，连同对RF信号进行频率变换而进行了正交调制。为了实现正交调制功能，正交调制单元QMOD包括本地振荡器L01、混频器 (乘法器)Tl及T2、+45°移相器Τ3、-45°移相器Τ4以及组合器Τ5。从正交调制单元QMOD 输入的发送信号在功率放大器PA中经历了给定的功率放大，然后发送部TR发送放大后的发送信号。在该实施方式中，接收部REC (它是组成接收功能部30的一个组件，用于解调所接收的OFDM信号)利用低噪声放大器(接收放大器)LNA对接收信号进行给定的功率放大， 并且将放大后的接收信号输入至正交解调单元QDEM。正交解调单元QDEM通过利用载波频率为Fc的余弦波信号和正弦波信号的直接正交解调(以下也称为直接变换)将接收信号解调为BB信号。为了实现该正交解调功能， 正交解调单元QDEM包括本地振荡器L02、混频器(乘法器)Rl及R2、+45°移相器R3以及-45°移相器R4。正交解调单元QDEM将那些通过频率逆变换而转换的信号输入至其相连关联的自动增益控制器AGC，以调整各个信号的增益。然后，自动增益控制器AGC将模拟基带信号输入至其相关联的接收功能部30的低通滤波器LPF，在那里从基带信号中消除高频分量。一般而言，将低通滤波器LPF的通带L设计为允许基带信号的整个频带的至少1/2 (B/幻的分量通过。低通滤波器LPF将BB信号输入至其相关联的模/数(A/D)转换器ADC，在那里BB 信号被采样并且转换为数字信号。在正常通信中，数字解调单元BDEM(它是组成接收功能部30的一个组件)从由A/ D转换器ADC输入的复数字BB信号的实部分量与虚部分量中移除循环前缀(CP)，并且通过利用傅里叶变换(快速傅里叶变换(FFT)或离散傅里叶变换(DFT))将BB信号从时域信号变回频域信号来执行OFDM解调。在计算用于校正IQ失衡的校正系数情况下，数字解调单元BDEM根据从数字正交解调单元DDEM输入的复数字BB信号以相同的方式工作。将通过傅里叶变换所获得的频域信号作为校正系数计算用信号存储在波形存储器44中，并且也输入至接收功能部30的乘法器MP。当接收校正系数可用时，乘法器MP基于子载波将通过傅里叶变换转换后的信号乘以接收校正系数，从而校正了信号。在多个解调器DEM中通过子载波解调单独地对来自乘法器MP的信号进行解调。由并/串(ρ/s)转换器P/S对通过子载波解调所获取的基于OFDM符号的信号进行并/串变换，并且输出产生的信号作为接收信号。接收信号是正常接收数据或者训练信号TRS，并且在两种情况中都是比特流。如在图5的具体的构造示例中所例示的，为了实现该功能，数字解调单元BDEM包括并/串(Ρ/s)转换器Ρ/S、多个解调器DEM、乘法器MP、傅里叶变换器FFT以及循环前缀移除电路CP。数字正交解调单元DDEM选择性地连接至正交解调单元QDEM，以计算IQ失衡校正系数，并且利用具有给定载波频率的余弦波信号和正弦波信号对来自正交解调单元QDEM 的IF信号进行正交解调。数字正交解调单元DDEM将产生的数字BB信号输入至数字解调单元BDEM。为了实现该正交解调功能，数字正交解调单元DDEM包括数字本地振荡器L03、混频器(乘法器)Dl与D2、0°移相器D3以及+/-90°移相器D4。为了计算用于校正IQ失衡的校正系数，校正功能部40以如下描述的方式与发送功能部20及接收功能部30—同工作。控制部CONT预先在组件(例如，开关SW1、SW2、SW3、 反馈开关FB-SW、功率放大器PA、低噪声放大器LNA以及本地振荡器L02)中设置各种必需的设置。首先，为了计算发送校正系数，经由开关SWl将训练信号TRS从训练信号存储器41 载入(读出)到数字调制单元BM0D，在那里基于OFDM符号对训练信号TRS进行串/并变化，从而通过子载波调制对训练信号TRS进行调制。然后，将训练信号TRS作为通过逆傅里叶操作已经历OFDM调制的复BB信号的实部分量与虚部分量从数字调制单元BMOD输出。来自数字调制单元BMOD的训练信号TRS被输入至发送部TR，并且作为复BB信号的实部分量与虚部分量被其相关联的D/A转换器DAC以及其相关联的低通滤波器LPF处理。然后，训练信号TRS被输入至正交调制单元QMOD的1(相同相位)通道侧与Q(正交相位)通道侧。在正交调制单元QMOD中，通过利用载波频率为Fc的余弦波信号和正弦波信号的进行直接正交调制将训练信号(模拟BB信号)TRS调制成RF信号。将RF频带的训练信号TRS作为发送信号从功率放大器PA经由包括反馈开关 FB-Sff的反馈路径FB发送至接收功能部30，在那里预先执行增益控制。在接收功能部30中，通过低噪声放大器LNA对作为接收信号的RF训练信号TRS 执行给定的功率放大，其中，在低噪声放大器LNA中预先执行了增益控制。然后，将RF训练信号TRS输入至接收部REC的正交解调单元QDEM。正交解调单元QDEM利用具有本地振荡器L02的本振频率Fc+Fcont的余弦波信号和正弦波信号通过正交解调将RF训练信号TRS 解调为IF信号，其中，在本地振荡器L02中预先设置了频率改变。将训练信号(模拟IF信号)TRS作为数字IF信号通过其相关联的自动增益控制器AGC、低通滤波器LPF以及A/D转换器ADC从接收部REC进行输出。这里，预先控制开关 SW2为打开，并且预先控制开关SW3为执行受控的开关动作。因此，训练信号(模拟IF信号)TRS被从与接收部REC的Q通道相连的A/D转换器ADC经由Q通道输入至数字正交解调单元DDEM。在数字正交解调单元DDEM中，利用具有数字本地振荡器L03的本振频率的余弦波信号和正弦波信号对从接收部REC输入的训练信号TRS (数字IF信号)进行正交解调，从而获得作为复数字BB信号的实部分量与虚部分量。将产生的训练信号TRS (复数字BB信号)从数字正交解调单元DDEM输入至数字解调单元BDEM，以经由傅里叶变换操作通过OFDM解调进行解调。将通过傅里叶变换所得到的训练信号(频域信号)TRS作为校正系数计算用信号输入至波形存储器44。将校正系数计算用信号从波形存储器44发送至校正系数计算单元45。校正系数计算单元45根据输入信号来计算发送校正系数。将计算出的发送校正系数存储在发送校正系数存储器42中。可以通过在非专利文献1和2中描述的方法来计算校正系数。如稍后将要描述的，训练信号TRS在依据信号频带来分开的情况下被发送，并且在接收后被组合。接着描述直接正交调制/解调设备10如何工作来计算接收校正系数。与校正功能部40 —同工作的发送功能部20以及接收功能部30的某些功能与计算发送校正系数时是相同的，除非需要说明，否则在以下描述中将省略这些功能。将整个频带的训练信号TRS经由开关SWl从训练信号存储器41载入至数字调制单元BM0D，在那里执行子载波调制。将通过子载波调制被调制的训练信号TRS乘以来自发送校正系数存储器42的发送校正系数以进行校正。将校正后的训练信号TRS作为通过逆傅里叶操作已经历OFDM调制的复数字BB信号的实部分量与虚部分量从数字调制单元BMOD 输出。将来自数字调制单元BMOD的训练信号(复数字BB信号)TRS输入至发送部TR，更明确地讲，输入至正交调制单元QMOD的I通道侧和Q通道侧。在正交调制单元QMOD中，通过直接正交调制将由D/A转换所转换出的训练信号TRS(模拟BB信号)调制成RF信号。将通过正交调制处理过的RF训练信号TRS作为发送信号从功率放大器PA通过包括反馈开关FB-SW的反馈路径FB发送至接收功能部30，其中，在功率放大器PA中预先执行了增益控制。在接收功能部30中，通过低噪声放大器LNA对整个频带的RF训练信号TRS (接收信号)执行给定的功率放大，在低噪声放大器LNA中预先进行了增益控制。然后，将RF训练信号TRS输入至接收部REC的正交解调单元QDEM。正交解调单元QDEM利用具有本地振荡器L02的本振频率Fc+Fcont (Fcont = 0)的余弦波信号和正弦波信号通过正交解调将RF 训练信号TRS解调为模拟BB信号，在本地振荡器L02中预先设置了改变为与本地振荡器 LOl的本振频率Fc相同的频率。从正交解调单元QDEM经由开关SW2与SW3 (预先设置为正常状态)将通过正交解调处理的训练信号(复数字BB信号)TRS输入至数字解调单元BDEM，在那里中，执行傅里叶变换操作以通过OFDM解调对训练信号TRS进行解调。将解调后的训练信号(频域信号) TRS作为校正系数计算用信号输入至波形存储器44。将校正系数计算用信号从波形存储器 44发送至校正系数计算单元45。校正系数计算单元45根据输入信号来计算接收校正系数。将计算出的接收校正系数存储在接收校正系数存储器43中。描述了在该情况下执行正常通信的情况。与校正功能部40 —同工作的发送功能部20及接收功能部30的某些功能与计算发送校正系数和计算接收校正系数时是相同的。 因此，除非需要说明，否则在以下描述中将省略这些功能。将发送信号(正常发送数据)经由开关SWl输入至数字调制单元BM0D，在那里，预先设置了开关设置。在数字调制单元BMOD中对串行输入的发送信号进行子载波调制。将通过子载波调制被调制的发送信号乘以来自发送校正系数存储器42的发送校正系数以进行校正。将校正后的发送信号作为经由逆傅里叶操作通过OFDM调制所调制的复数字BB信号的实部分量与虚部分量从数字调制单元BMOD输出。将来自数字调制单元BMOD的发送信号(复数字BB信号)TRS输入至发送部TR，更明确地讲，输入至正交调制单元QMOD的I通道侧和Q通道侧。在正交调制单元QMOD中，通过直接正交调制将由D/A转换所转换的发送信号(模拟BB信号)调制成RF信号。将通过正交调制处理的发送信号作为RF频带的发送信号从功率放大器PA(其中预先进行了增益控制)通过开关T/R-SW以及发送/接收天线AT发送至外部空间。在接收功能部30中，通过低噪声放大器LNA对RF频带的接收信号执行给定的功率放大，在低噪声放大器LNA中预先进行了增益控制。然后，将接收信号输入至接收部REC的正交解调单元QDEM。正交解调单元QDEM利用具有本地振荡器L02的本振频率 Fc+Fcont (Fcont = 0)的余弦波信号和正弦波信号通过直接正交解调将接收信号解调为复模拟BB信号，在本地振荡器L02中预先设置了改变为与本地振荡器LOl的本振频率Fc相同的频率。将通过正交解调处理的复模拟BB信号作为要输入至数字解调单元BDEM的数字BB 信号经由开关SW2与SW3(其中，预先设置为正常状态)从接收部REC进行输出。在数字解调单元BDEM中通过傅里叶变换操作对从接收部REC输入的接收信号 TRS (数字BB信号)进行OFDM解调。将通过傅里叶变换操作所得到的基于子载波的BB信号(频域信号)乘以从接收校正系数存储器43载入(读出)的接收校正系数，以进行校正。多个解调器DEM对于已校正的基于子载波的BB信号分别进行解调。对通过子载波解调被解调的基于OFDM符号的BB信号进行P/S变换，然后作为接收信号进行输出。为了实现上述功能，控制部CONT对直接正交调制/解调设备10施加总体控制。图 3中的虚线箭头表示从控制部CONT到设备的各个组件的主要控制线。[IQ失衡校正处理]以下将参照相关附图给出根据在图3中例示的实施方式的直接正交调制/解调设备10中的IQ失衡校正处理的示例的描述。[IQ失衡校正处理概述]在根据该实施方式的直接正交调制/解调设备10中，提供了包括反馈开关FB-SW 的反馈路径FB，使得接收部REC可以接收来自发送部TR的发送信号。来自控制部CONT的指令触发发送功能部20通过将具有上边带(USB:upper sideband)射频(RF)的训练信号TRS与具有下边带(LSB =Iower side band)射频(RF)的训练信号TRS配对来分批地发送训练信号TRS，其中，具有上边带(USB :upperside band)射频(RF)的训练信号TRS与具有下边带(LSB=Iower side band)射频(RF)的训练信号TRS 在频率轴上关于中心频率Fc是对称的(例如，见图6)。可以任意地设置训练信号TRS所分成的对数。然而，如稍后所述的，当一对分开的RF信号被接收为IF信号时，可以改变中心频率，使得在数字转换部分(以下描述的LPF以及ADC)的接收频带约束之下同时接收到形成这一对的两个信号，或者使得在不会引起信号间干扰的条件下一起一个地分别接收形成这一对的信号。接收功能部30的接收部REC在本振频率Fc+Fcont (与发送本振频率(载波频率) Fc不同)下接收RF训练信号TRS。接收本振频率Fcont的取值根据RF训练信号TRS的传输模式而变化。当存在IQ失衡时，由接收部REC接收的反馈的RF训练信号TRS包含关于中心频率 Fc对称的镜像信号(例如，见图7)。在设置将接收本振频率Fc+Fcont改变至频率1 (Fcont = _fl)之后，对包含镜像信号的RF训练信号TRS进行频率转换。然后，训练信号TRS在模 /数(A/D)转换器ADC中被以采样频率为fs的IF采样采样为中心频率为fl的模拟中频 (IF)信号(例如，见图8)。在一对分开的信号的组合频带没有包含在LPF的频带L内的情况下(例如，在图6 中训练信号(2)的情况下)，最好以两批来发送RF训练信号TRS。在第一发送中，以接收本振频率Fc+Fcont被设置为改变成频率FL(Fcont = -F2L-f2)的状态来对训练信号TRS进行频率变换(例如，见图9)。然后，设置接收部REC，使得上边带信号和下边带信号中的仅一个信号通过LPF的频带L(例如，见图6中的训练信号Q)-LSB)。在第二发送中，以接收本振频率Fc+Fcont呗设置为改变成频率FU(Fcont = +F2R+f2，FU > FL)的状态来对训练信号TRS进行频率变换(例如，见图11)。然后，设置接收部REC，使得上边带信号和下边带信号中在第一发送中没有被选择的另一个信号通过 LPF的频带L(例如，见图6中的训练信号(2)-USB)。这时，如在图12中的虚线箭头所指示的，通过IF采样所得的IF训练信号TRS在频率轴上被反转。然而，并非总是需要以两批来发送划分成对的RF训练信号TRS，这取决于如何设置接收本振频率Fc+Fcont的改变。换言之，如果接收本振频率Fc+Fcont被设置为改变以使得所取出的中心频率为f2的IF训练信号TRS —定包含在LPF的接收带宽L中，同时多余的信号被LPF所抑制，则一批发送RF训练信号TRS就足够了。如所描述的，划分成对并且分批接收的训练信号TRS在I通道侧或者Q通道侧进行A/D转换，然后进行适合于中心频率的数字正交解调处理。进一步对训练信号TRS进行基带解调处理，针对属于训练信号TRS所划分到的任何对的各个信号来计算仅用于校正发送部TR的IQ失衡的发送校正系数。将计算结果加起来以获得针对整个数据信号频带的发送校正系数。通常，当对通过IF采样所得的信号进行数字正交解调处理时，该解调处理本身不会引起IQ失衡，这使得可以仅检测发送部TR的IQ失衡。利用发送校正系数来校正发送部 TR的IQ失衡，并随后校正接收部REC的IQ失衡，这在表面上提供了与分别地校正发送部 TR与接收部REC相同的效果。下面将参照图27A与图27B来描述IQ失衡校正处理的示意性流程。控制部CONT 通过以下处理步骤来执行发送部TR与接收部REC的IQ失衡校正。首先，控制部CONT确定是否获得了针对发送部TR与接收部REC的IQ失衡校正系数(Si)，如果没有获得校正系数，则确定是否校正了发送部TR (S2)。在没有校正发送部TR 的情况下，从训练信号存储器41读出BB训练信号TRS被划分成的多对中的一对(S3)。还改变本地振荡器L02的接收本振频率(S4)。在数字调制单元BMOD中对BB训练信号TRS被划分的对进行OFDM调制(S5)。然后，正交调制单元QMOD执行直接转换以生成发送RF信号(S6)。发送RF信号被反馈至接收部REC (S7)，并且在正交解调单元QDEM中被转换为IF 信号(S8)。所划分的IF训练信号TRS对在数字正交解调单元DDEM(设备的数字区域)中被进行正交解调(S9)。通过正交解调而解调的BB训练信号TRS在数字解调单元BDEM中被进行OFDM解调(SlO)。校正系数计算单元45针对所划分的BB训练信号TRS对来计算校正系数(Sll)。 重复处理步骤S3至S11，直到在整个频带(整个频率范围)上计算出用于仅校正发送部TR 的IQ失衡的发送校正系数(S12)。完成了整个频带上的发送校正系数的计算时(S12)，将发送校正系数存储在发送校正系数存储器42中(S13)。然后，控制部CONT返回处理步骤S2，确定是否校正了发送部 TR。
在校正了发送部TR的情况下，一起从训练信号存储器41中读出整个频带的BB训练信号TRS (S14)。还将本地振荡器L02的接收本振频率变为与本地振荡器LOl的接收本振频率相同的频率(S15)。在数字调制单元BMOD中，使用来自发送校正系数存储器42的整个频带的发送校正系数来校正整个频带的BB训练信号TRS(S16)，并且对校正后的BB训练信号TRS进行 OFDM调制(S17)。正交调制单元QMOD执行直接正交调制以生成发送RF信号(S18)。发送RF信号被反馈至接收部REC (S19)，并且在正交解调单元QDEM中被转换为BB 信号(S20)。在数字解调单元BDEM中对BB训练信号TRS进行OFDM解调(S21)。然后，校正系数计算单元45在整个频带上计算用于校正接收部REC的IQ失衡的接收校正系数(S22)。将在整个频带上计算出的接收校正系数存储在接收校正系数存储器 43中(S23)，这时，IQ失衡校正处理结束。当在处理步骤Sl中确定针对发送部TR与接收部REC获得了 IQ失衡校正系数时，对在正常通信中使用的发送信号与接收信号进行校正处理。[第一IQ失衡校正处理]在第一 IQ失衡校正处理中，如在图6的频率分配中所例示的，所准备的RF训练信号TRS是可以在频率轴上分为四个部分的信号。这里所使用的是在频率轴上位于紧靠中心频率Fc左边和右边的两个中心块的两个训练信号(训练信号(I)-USB与训练信号 (D-LSB)TRS,以及是在频率轴上位于远离中心频率Fc的左边和右边的两个外侧块的两个训练信号(训练信号( -USB与训练信号Q)-LSB)TRS。这些训练信号组成了四个块，将整个频带B分为四个相等的部分。作为两个中心块的两个训练信号TRS与作为两个外侧块的两个训练信号TRS各自具有相同的部分频带，即，关于整个频带(带宽)B(B = B1+B2,B1 = B2)分别是B1/2与B2/2。这些训练信号并不限于特定的发送顺序。不过，彼此成对的中心训练信号TRS需要一起发送，并且彼此成对的外侧训练信号TRS需要一起发送。[处理步骤1-1]首先，发送部TR将一对RF训练信号(训练信号(1) :pl) TRS—起进行发送，它们对应于频带B的一半(Fc-B/4至Fc+B/4)并且紧靠中心频率Fe，如图7中所例示的。这些 RF训练信号TRS在发送部TR中受到IQ失衡的影响，然后经由包括反馈开关FB-SW的反馈路径FB被接收部REC接收。接收部REC的本地振荡器L02以频率内(Fz = Fc-B/4)振荡，内相对于中心频率 Fc偏离开给定量(更明确来讲，B/4)，使得所有接收的信号(图7的USB训练信号TRS以及LSB训练信号TRS)都落在LPF的接收带宽L之内。这样，正交解调单元QDEM中的频率变换将接收RF训练信号TRS转换为具有中心频率fl (在B/4处)以及B/2带宽的IF训练信号TRS，如图8所示。接收低通滤波器LPF 的通带L等于正常接收处理中的通带，如上所述，进行设置，使得允许至少在B/2频带内的信号(更理想地，仅是在B/2频带内的信号)通过。因此，接收RF训练信号TRS落在接收低通滤波器LPF的通带L之内。通过Q通道侧A/D转换器ADC对从接收低通滤波器LPF输出的IF训练信号(USB信号与LSB信号)TRS进行IF采样，以进行数字化。在数字区域的数字正交解调单元DDEM中对数字化的IF训练信号TRS进行正交解调。然后，数字正交解调单元DDEM输出BB训练信号TRS。将来自数字正交解调单元DDEM的BB训练信号TRS输入至数字解调单元BDEM，在那里对BB训练信号TRS进行处理以计算 IQ失衡校正系数。[处理步骤1-2]接着，发送部TR将RF训练信号(训练信号(2) :p2) TRS (如图9所示，两个外侧块)一起发送。这些训练信号TRS在发送部TR中受到IQ失衡的影响，然后经由反馈路径 FB被接收部REC接收。通过正交解调单元QDEM的频率变换将图9的一个训练信号TRS置于LPF的接收带宽L之内，并且将图9的另一个训练信号TRS置于LPF的接收带宽L之外。这是通过将接收部REC中的本地振荡器L02的振荡频率FL设置为与中心频率Fc偏离-B/2-B/4+B/8 的频率来实现的。控制部CONT预先控制本地振荡器L02，使得振荡频率FL具有由FL = Fc-B/2-B/4+B/8表示的关系。因而，如图10所示，将IF训练信号(p2)TRS的两块中的一个(图9的LSB训练信号TRQ转换为具有中心频率f2 (Β/4处)及带宽Β/4且落在接收低通滤波器LPF的通带L 之内的信号，而将另一块(图9的USB训练信号TRS)转换为左边沿位于在接收低通滤波器LPF的通带L(L ^ Β/2 < 7/8XB)之外的7/8ΧΒ频率处的信号，因此被接收低通滤波器 LPF充分地阻断。在Q通道侧A/D转换器ADC中对从相关联的接收低通滤波器LPF输出的 IF训练信号(LSB)TRS进行IF采样，以进行数字化。在数字正交解调单元DDEM中对数字化的IF训练信号TRS进行正交解调。然后， 数字正交解调单元DDEM输出BB训练信号TRS。将来自数字正交解调单元DDEM的BB训练信号TRS输入至数字解调单元BDEM，在那里对BB训练信号TRS进行处理以计算IQ失衡校正系数。[处理步骤1-3]随后，发送部TR将与在处理步骤1-2中的训练信号TRS相同的训练信号TRS —起发送，更具体来讲，如图11所示，是两个外侧块的一对RF训练信号(p2)TRS。这些训练信号 TRS在发送部TR中受到IQ失衡的影响，然后经由反馈路径FB被接收部REC接收。将接收部REC中的本地振荡器L02的振荡频率FU设置为与中心频率Fc偏离 +B/2+B/4-B/8的频率(见图12)，使得正交解调单元QDEM中的频率变换导致所得到的成对 IF训练信号TRS在频率轴上彼此交换位置。控制部CONT预先控制本地振荡器L02，使得振荡频率FU具有由FU = Fc+B/2+B/4-B/8表示的关系。因为A/D转换器ADC的公知特性，该处理导致通过频率变换所得到的IF训练信号 TRS关于DC(直流)分量对称地折回(fold back)，如图12的信号分配中所示。尽管这里没有给出特定的描述，但是对IF训练信号TRS执行正交解调的数字正交解调单元DDEM执行考虑该折回的处理。这样，和处理步骤1-2中一样，IF训练信号(p2)TRS的两块中的一个(图11的 USB训练信号TRS)落在接收低通滤波器LPF的通带L之内，另一个(图11的LSB训练信号TRS)被接收低通滤波器LPF阻断，如图12所示。在Q通道侧A/D转换器ADC中对从相关联的接收低通滤波器LPF输出的IF训练信号(USB) TRS进行IF采样，以进行数字化。在数字正交解调单元DDEM中对数字化的IF训练信号TRS进行正交解调。然后， 数字正交解调单元DDEM输出BB训练信号TRS。将来自数字正交解调单元DDEM的BB训练信号TRS输入至数字解调单元BDEM，在那里对BB训练信号TRS进行处理以计算IQ失衡校正系数。[处理步骤1-4]接着，校正系数计算单元45组合在处理步骤1-2与1-3中存储在波形存储器44 中的数据，并且以与在处理步骤1-1中使用的方法相同的方式来处理组合的数据以计算IQ 失衡校正系数。在处理步骤1-1至1-4中计算的校正系数各自针对不同的频率范围。因此，数字区域中的校正系数计算单元45将那些校正系数加起来，以得到针对整个频率范围的校正系数。使用计算出的发送校正系数来校正发送部TR的IQ失衡。在校正了发送部TR的IQ失衡之后，一起从发送部TR发送作为频域信号的图6的两对RF训练信号TRS，并且经由反馈路径FB被接收部REC接收。此时，在控制部CONT的控制下将接收部REC的本地振荡器L02设置为正常的振荡频率，即，与发送部TR的本地振荡器LOl相同的频率。然后，正交解调单元QDEM进行直接正交解调。简言之，从发送部TR接收的两对RF训练信号TRS仅在进行频率变换之前受到正交解调单元QDEM的IQ失衡的影响。数字解调单元BDEM以相同的方式来处理通过频率变换所得到的BB训练信号TRS，以计算IQ失衡校正系数。计算出的IQ失衡校正系数是用于校正接收侧IQ失衡，并且用于校正接收部REC的IQ失衡的系数。如所描述的，在第一 IQ失衡校正处理中，在频率轴上关于中心频率对称的RF训练信号TRS彼此成对，以分批地发送多对RF训练信号TRS，并且，成对地接收分批发送的RF训练信号TRS对，将它们分别转换为IF训练信号TRS。针对该转换，每次出现需要时，就对接收本振频率进行设置，将其变为合适的频率。在数字电路域中对由A/D转换得到的IF训练信号TRS进行正交解调，以生成BB训练信号TRS。在数字电路域中对生成的BB训练信号 TRS分别进行解调，此时，计算用于校正IQ失衡的校正系数。针对整个频率范围的校正系数被用于校正包括正交调制功能的发送部TR的IQ失衡，然后，校正包括正交解调功能的接收部REC的IQ失衡。根据第一 IQ失衡校正处理，可以计算IQ失衡校正系数而不必使接收功能部30的 A/D转换器ADC的转换速度加倍，换言之，无需A/D转换器ADC具有比正常通信所需的速度更高的转换速度。这免除了加速A/D转换器ADC、改变低通滤波器LPF等仅针对IQ失衡校正的需要，并且防止了模拟电路域中的组件在硬件规模上的增加。[第二IQ失衡校正处理]在第二 IQ失衡校正处理中，将RF训练信号TRS划分为块对pl、p2、p3、p4，如图13 的频率分配中所例示的，它们由频率轴上八个相同大小的块构成。因而，第二 IQ失衡校正处理使用了被划分为四对的训练信号TRS。[处理步骤2-1]首先，如图14㈧所示，发送部TR将与频带B的1/4 (i^C-B/8至Fc+B/8)相对应并且紧靠中心频率Fc的一对RF训练信号(训练信号(1) :pl)TRS—起发送。这些RF训练信号TRS在发送部TR中受到IQ失衡的影响，然后经由包括反馈开关FB-SW的反馈路径FB被接收部REC接收。接收部REC的本地振荡器L02以频率FAl (FAl = Fc_B/8)振荡，FAl与中心频率Fc偏离开给定量(更明确来讲，-B/8)，使得所有接收的信号(图14(A)的USB训练信号TRS 以及LSB训练信号TRS)都落在LPF的接收带宽L之内。这样，如图14⑶所示，正交解调单元QDEM中的频率变换将接收RF训练信号TRS 转换为具有中心频率fl (在B/8处)以及B/4带宽的IF训练信号TRS。因此，接收RF训练信号TRS落在接收低通滤波器LPF的通带L之内。在Q通道侧A/D转换器ADC中通过IF 采样对从接收低通滤波器LPF输出的IF训练信号(USB信号与LSB信号)TRS进行采样，以进行数字化。在数字正交解调单元DDEM中对数字化的IF训练信号TRS进行正交解调。然后， 数字正交解调单元DDEM输出BB训练信号TRS。将来自数字正交解调单元DDEM的BB训练信号TRS输入至数字解调单元BDEM，在那里对BB训练信号TRS进行处理以计算IQ失衡校正系数。以下将简单地描述该处理步骤，除非需要对其进行特定描述。[处理步骤2_2]接着，发送部TR将两块RF训练信号(训练信号(2) :p2)TRS(如图15(A)所示，从最里面块对算起的第二个块对)一起发送。这一对训练信号TRS在发送部TR中受到IQ失衡的影响，然后经由反馈路径FB被接收部REC接收。将接收部REC中的本地振荡器L02的振荡频率FA2设置为与中心频率Fc偏离开-B/4的频率，使得正交解调单元QDEM中的频率变换将图15 (A)中的两块IF训练信号TRS 置于LPF的接收带宽L之内。控制部CONT预先控制本地振荡器L02，使得振荡频率FA2具有由FA2 = Fc-B/4表示的关系。因而，如图15⑶所示，将两块IF训练信号(p2)TRS转换为具有中心频率f2(B/4 处)以及带宽B/2，并且落在接收低通滤波器LPF的通带L之内的信号。在Q通道侧A/D转换器ADC中通过IF采样对从接收低通滤波器LPF输出的IF训练信号(USB信号与LSB信号)TRS进行采样，以进行数字化。随后，执行与上述处理步骤2-1相同的处理。[处理步骤2-3-1]接着，发送部TR将两块RF训练信号(训练信号(3) :p3)TRS(如图16所示，从最里面块对算起的第三个块对)一起发送。这对RF训练信号TRS在发送部TR中受到IQ失衡的影响，然后经由反馈路径FB被接收部REC接收。通过正交解调单元QDEM的频率变换将图16 (A)的两块训练信号TRS中的一块置于LPF的接收带宽L之内，并且将图16 (A)的两块训练信号TRS中的另一块置于LPF的接收带宽L之外。这是通过将接收部REC中的本地振荡器L02的振荡频率FA3设置为与中心频率Fc偏离开-3/8XB-B/4+B/16的频率来实现的。控制部CONT预先控制本地振荡器L02， 使得振荡频率FA3具有由FA3 = Fc-3/8XB-B/4+B/16表示的关系。因而，如图16(B)所示，一个IF训练信号(p3)TRS(图16(A)中的LSB训练信号 TRS)转换成了具有中心频率f3(B/4处)以及带宽B/8，并且落在接收低通滤波器LPF的通带L之内的信号，然而，另一个IF训练信号(p3) TRS (图16 (A)的USB训练信号TRS)转换成了左边沿位于接收低通滤波器LPF的通带L(L Β/2 < 13/16XB)之外的13/16XB频率处的信号，因此被接收低通滤波器LPF阻断。在Q通道侧A/D转换器ADC中通过IF采样对从相关联的接收低通滤波器LPF输出的IF训练信号(LSB) TRS进行采样，以进行数字化。 随后，执行与上述处理步骤2-1相同的处理。
[处理步骤2_3-2]随后，发送部TR将与处理步骤2-3-1中的训练信号相同的训练信号(p3)TRS—起发送。这对RF训练信号TRS在发送部TR中受到IQ失衡的影响，然后经由反馈路径FB被接收部REC接收。将接收部REC中的本地振荡器L02的振荡频率FA3设置为与中心频率Fc偏离开 +3/8XB+B/4-B/16的频率(见图16 (A))，使得正交解调单元QDEM中的频率变换导致所产生的成对的IF训练信号TRS在频率轴上彼此交换位置。控制部CONT预先控制本地振荡器 L02，使得振荡频率FA3具有由FA3 = Fc+3/8XB+B/4_B/16表示的关系。在图16(C)中例示了折回IF训练信号TRS的信号分配。从而，如图16(C)所示，两块IF训练信号(p3) TRS中的一块(图16(A)中的USB 训练信号TRQ转换成了具有中心频率f3(B/4处)以及带宽B/8，并且落在接收低通滤波器 LPF的通带L之内的信号，然而，两块IF训练信号(p3) TRS中的另一块(图16 (A)的LSB训练信号TRS)转换成了左边沿位于接收低通滤波器LPF的通带L(L B/2< 13/16XB)之外的13/16XB频率处的信号，因此被接收低通滤波器LPF阻断。在Q通道侧A/D转换器ADC 中通过IF采样对从相关联的接收低通滤波器LPF输出的IF训练信号(USB) TRS进行采样， 以进行数字化。随后，执行与上述处理步骤2-1相同的处理。[处理步骤2_3-3]接着，校正系数计算单元45组合在处理步骤2-3-1与2_3_2中存储在波形存储器 44中的数据，并且以与在处理步骤2-1中使用的方法相同的方式来处理组合后的数据以计算IQ失衡校正系数。[处理步骤2_4_1]接着，发送部TR将两块RF训练信号(训练信号(4) :p4)TRS(如图17(A)所示，从最里面块对算起的第四个块对)一起发送。这些RF训练信号(p4) TRS在发送部TR中受到 IQ失衡的影响，然后经由反馈路径FB被接收部REC接收。通过正交解调单元QDEM的频率变换将图17 (A)的两块训练信号TRS中的一块置于LPF的接收带宽L之内，并且将图17(A)的两块训练信号TRS中的另一块置于LPF的接收带宽L之外。这是通过将接收部REC中的本地振荡器L02的振荡频率FA4设置为与中心频率Fc偏离开-B/2-B/4+B/16的频率来实现的。控制部CONT预先控制本地振荡器L02，使得振荡频率FA4具有由FA4 = Fc-B/2-B/4+B/16表示的关系。从而，如图17⑶所示，IF训练信号(p4) TRS对中的一个信号(图17⑶中的LSB 训练信号TRQ转换成了具有中心频率f4(B/4处)以及带宽B/8，并且落在接收低通滤波器 LPF的通带L之内的信号，然而，IF训练信号(p4)TRS对中的另一个信号(图17(B)的USB 训练信号TRS)转换成了左边沿位于接收低通滤波器LPF的通带L(L ^ Β/2 < 17/16ΧΒ) 之外的17/16ΧΒ频率处的信号，因此被接收低通滤波器LPF阻断。在Q通道侧A/D转换器 ADC中通过IF采样对从相关联的接收低通滤波器LPF输出的IF训练信号(LSB) TRS进行采样，以进行数字化。随后，执行与上述处理步骤2-1相同的处理。[处理步骤2_4_2]接着，发送部TR将与处理步骤2-4-1中的对相同的训练信号(p4)TRS对一起发送。这些RF训练信号TRS在发送部TR中受到IQ失衡的影响，然后经由反馈路径FB被接收部REC接收。将接收部REC中的本地振荡器L02的振荡频率FA4设置为与中心频率Fc偏离开 +B/2+B/4-B/16的频率(见图17 (C))，使得正交解调单元QDEM中的频率变换导致所产生的成对的IF训练信号TRS在频率轴上彼此交换位置。控制部CONT预先控制本地振荡器L02， 使得振荡频率FA4具有由FA4 zFc+BA+BA-B/ie表示的关系。在图17(C)中例示了折回 IF训练信号TRS的信号分配。从而，如图17(C)所示，两块IF训练信号(p4) TRS中的一块(图17㈧中的USB 训练信号TRQ转换成了具有中心频率f4(B/4处)以及带宽B/8，并且落在接收低通滤波器 LPF的通带L之内的信号，然而，两块IF训练信号(p4) TRS中的另一块(图17 (A)的LSB训练信号TRS)转换成了左边沿位于接收低通滤波器LPF的通带L^aBAS 17/16XB)之外的17/16XB频率处的信号，因此被接收低通滤波器LPF阻断。在Q通道侧A/D转换器ADC 中通过IF采样对从相关联的接收低通滤波器LPF输出的IF训练信号(USB) TRS进行采样， 以进行数字化。随后，执行与上述处理步骤2-1相同的处理。[处理步骤2-4-3]接着，校正系数计算单元45组合在处理步骤2-4-1与2_4_2中存储在波形存储器 44中的数据，并且以与在处理步骤2-1中使用的方法相同的方式来处理组合后的数据以计算IQ失衡校正系数。在处理步骤2-1至2-4-3中计算出的校正系数各自针对不同的频率范围。因此， 数字区域中的校正系数计算单元45将那些校正系数加起来，以得到针对整个频率范围的校正系数。计算出的发送校正系数被用于校正发送部TR的IQ失衡。在校正了发送部TR的IQ失衡之后，一起从发送部TR发送作为频域信号的图13 的四对RF训练信号(pl、p2、p3、p4)TRS，并且经由反馈路径FB被接收部REC接收。此时， 在控制部CONT的控制下将接收部REC的本地振荡器L02设置为正常的振荡频率，即，与发送部TR的本地振荡器LOl相同的频率。然后，正交解调单元QDEM进行直接正交解调。简言之，从发送部TR接收的四对RF训练信号TRS在进行频率变换之前受到正交解调单元QDEM的IQ失衡的影响。数字解调单元BDEM以相同的方式来处理通过频率变换所得到的BB训练信号TRS，以计算IQ失衡校正系数。计算出的接收校正系数被用于校正接收部REC的IQ失衡。根据第二 IQ失衡校正处理，预计可以得到与上述第一 IQ失衡校正处理相同的效果。[第三IQ失衡校正处理]在第三IQ失衡校正处理中，将RF训练信号TRS划分为块对pl、p2、p3，如图18的频率分配中所例示的，它们在频率轴上具有不相等的带宽。因而，第三IQ失衡校正处理使用了被划分为三对的训练信号TRS。[处理步骤3_1]首先，如图19(A)所示，发送部TR将与频带B的一半(Fc_B/4至Fc+B/4)相对应并且紧靠中心频率Fc的一对RF训练信号(训练信号(1) :pl)TRS—起发送。这些RF训练信号TRS在发送部TR中受到IQ失衡的影响，然后经由包括反馈开关FB-SW的反馈路径FB 被接收部REC接收。
接收部REC的本地振荡器L02以频率FBI (FBI = Fc_B/4)振荡，FBI与中心频率Fc 偏离开给定量(更明确地讲，-B/4)，使得所有接收的信号(图19 (A)的USB训练信号TRS 以及LSB训练信号TRS)都落在LPF的接收带宽L之内。这样，如图19(B)所示，正交解调单元QDEM中的频率变换将接收RF训练信号TRS 转换为具有中心频率Π (在B/4处)以及Β/2带宽的信号。因此，接收RF训练信号TRS落在接收低通滤波器LPF的通带L之内。在Q通道侧A/D转换器ADC中通过IF采样对从接收低通滤波器LPF输出的IF训练信号(USB信号与LSB信号)TRS进行采样，以进行数字化。在数字正交解调单元DDEM中对数字化的IF训练信号TRS进行正交解调。然后， 数字正交解调单元DDEM输出BB训练信号TRS。将来自数字正交解调单元DDEM的BB训练信号TRS输入至数字解调单元BDEM，在那里对BB训练信号TRS进行处理以计算IQ失衡校正系数。以下，将简单地描述处理步骤，除非需要对其进行特定的描述。[处理步骤3_2_1]接着，发送部TR将两块RF训练信号(训练信号(2) :p2) TRS (如图20(A)所示，从最里面块对算起的第二个块对)一起发送。这对RF训练信号TRS在发送部TR中受到IQ 失衡的影响，然后经由反馈路径FB被接收部REC接收。通过正交解调单元QDEM的频率变换将图20 (A)的两块训练信号TRS中的一块置于LPF的接收带宽L之内，并且将图20 (A)的两块训练信号TRS中的另一块置于LPF的接收带宽L之外。这是通过将接收部REC中的本地振荡器L02的振荡频率FB2设置为与中心频率Fc偏离开-3/8ΧΒ-Β/4+Β/16的频率来实现的。控制部CONT预先控制本地振荡器L02， 使得振荡频率FB2具有由FB2 = Fc-3/8XB-B/4+B/16表示的关系。因而，如图20(B)所示，一个IF训练信号(p2) TRS (图20 (A)中的LSB训练信号 TRS)转换成了具有中心频率f2(B/4处)以及带宽B/8，并且落在接收低通滤波器LPF的通带L之内的信号，然而，另一个IF训练信号(p2)TRS(图20㈧的USB训练信号TRS)转换成了左边沿位于接收低通滤波器LPF的通带L(L Β/2 < 13/16XB)之外的13/16XB频率处的信号，因此被接收低通滤波器LPF阻断。在Q通道侧A/D转换器ADC中通过IF采样对从相关联的接收低通滤波器LPF输出的IF训练信号(LSB) TRS进行采样，以进行数字化。 随后，执行与上述处理步骤3-1相同的处理。[处理步骤3_2-2]接着，发送部TR将与处理步骤3-2-1中的对相同的训练信号(p2)TRS对一起发送。这对RF训练信号TRS在发送部TR中受到IQ失衡的影响，然后经由反馈路径FB被接收部REC接收。将接收部REC中的本地振荡器L02的振荡频率FB2设置为与中心频率Fc偏离开-3/8XB+B/4-B/16的频率(见图20 (C))，使得正交解调单元QDEM中的频率变换导致所产生的成对的IF训练信号TRS在频率轴上彼此交换位置。控制部CONT预先控制本地振荡器L02，使得振荡频率FB2具有由FB2 = FC-3/8XB+B/4-B/16表示的关系。在图20(C)中例示了折回IF训练信号TRS的信号分配。从而，如图20(C)所示，两块IF训练信号(p2) TRS中的一块(图20(A)中的USB 训练信号TRQ转换成了具有中心频率f2(B/4处)以及带宽B/8，并且落在接收低通滤波器 LPF的通带L之内的信号，然而，两块IF训练信号(p2) TRS中的另一块(图20 (A)的LSB训练信号TRS)转换成了左边沿位于接收低通滤波器LPF的通带L (L B/2 < 13/16 X B)之外的13/16XB频率处的信号，因此被接收低通滤波器LPF阻断。在Q通道侧A/D转换器ADC 中通过IF采样对从相关联的接收低通滤波器LPF输出的IF训练信号(USB) TRS进行采样， 以进行数字化。随后，执行与上述处理步骤3-1相同的处理。[处理步骤3_2-3]接着，校正系数计算单元45组合在处理步骤3-2-1与3_2_2中存储在波形存储器 44中的数据，并且以与在处理步骤3-1中使用的方法相同的方式来处理组合后的数据以计算IQ失衡校正系数。[处理步骤3_3_1]接着，发送部TR将两块RF训练信号(训练信号(3) :p3) TRS (如图21 (A)所示，从最里面块对算起的第三个块对)一起发送。这对RF训练信号TRS在发送部TR中受到IQ 失衡的影响，然后经由反馈路径FB被接收部REC接收。通过正交解调单元QDEM的频率变换将图21 (A)的两块训练信号TRS (从最里面块对算起的第三个块对)中的一块置于LPF的接收带宽L之内，并且将图21(A)的两块训练信号TRS中的另一块置于LPF的接收带宽L之外。这是通过将接收部REC中的本地振荡器 L02的振荡频率FB3设置为与中心频率Fc偏离开-B/2-B/4+B/16的频率来实现的。控制部 CONT预先控制本地振荡器L02，使得振荡频率FB3具有由FB3 = Fc-B/2-B/4+B/16表示的关系。因而，如图21(B)所示，一个IF训练信号(p3) TRS (图21 (A)中的LSB训练信号 TRS)转换成了具有中心频率f3(B/4处)以及带宽B/8，并且落在接收低通滤波器LPF的通带L之内的信号，然而，另一个IF训练信号(p3)TRS(图21㈧的USB训练信号TRS)转换成了左边沿位于接收低通滤波器LPF的通带L(L B/2< 17/16XB)之外的17/16XB频率处的信号，因此被接收低通滤波器LPF阻断。在Q通道侧A/D转换器ADC中通过IF采样对从相关联的接收低通滤波器LPF输出的IF训练信号(LSB) TRS进行采样，以进行数字化。 随后，执行与上述处理步骤3-1相同的处理。[处理步骤3_3-2]接着，发送部TR将与处理步骤3-3-1中的对相同的RF训练信号(p3)TRS—起发送。这对RF训练信号TRS在发送部TR中受到IQ失衡的影响，然后经由反馈路径FB被接收部REC接收。将接收部REC中的本地振荡器L02的振荡频率FB3设置为与中心频率Fc偏离开 +B/2+B/4-B/16的频率(见图21 (C))，使得正交解调单元QDEM中的频率变换导致所产生的成对的IF训练信号TRS在频率轴上彼此交换位置。控制部CONT预先控制本地振荡器L02， 使得振荡频率FB3具有由FB3 = FC+B/2+B/4-B/16表示的关系。在图21 (C)中例示了折回 IF训练信号TRS的信号分配。从而，如图21 (C)所示，两块IF训练信号(p3) TRS中的一块(图21 (A)中的USB 训练信号TRQ转换成了具有中心频率f3(B/4处)以及带宽B/8，并且落在接收低通滤波器 LPF的通带L之内的信号，然而，两块IF训练信号(p3)TRS中的另一块(图21 (A)的LSB训练信号TRS)转换成了左边沿位于接收低通滤波器LPF的通带L^aBAS 17/16XB)之外的17/16XB频率处的信号，因此被接收低通滤波器LPF阻断。在Q通道侧A/D转换器ADC中通过IF采样对从相关联的接收低通滤波器LPF输出的IF训练信号(USB) TRS进行采样， 以进行数字化。随后，执行与上述处理步骤3-1相同的处理。[处理步骤3-3-3]接着，校正系数计算单元45组合在处理步骤3-3-1与3_3_2中存储在波形存储器 44中的数据，并且以与在处理步骤3-1中使用的方法相同的方式来处理组合后的数据以计算IQ失衡校正系数。在处理步骤3-1至3-3-3中计算出的校正系数各自针对不同的频率范围。因此， 在数字区域的校正系数计算单元45将那些校正系数加起来，以得到针对整个频率范围的校正系数。计算出的发送校正系数被用于校正发送部TR的IQ失衡。在校正了发送部TR的IQ失衡之后，一起从发送部TR发送作为频域信号的图18 的三对RF训练信号(pl、p2、p3)TRS，并且经由反馈路径FB被接收部REC接收。此时，在控制部CONT的控制下将接收部REC的本地振荡器L02设置为正常的振荡频率，即，与发送部 TR的本地振荡器LOl相同的频率。然后，正交解调单元QDEM进行直接正交解调。简言之，从发送部TR接收的三对RF训练信号TRS在进行频率变换之前受到正交解调单元QDEM的IQ失衡的影响。数字解调单元BDEM以相同的方式来处理通过频率变换所得到的BB训练信号TRS，以计算IQ失衡校正系数。计算出的接收校正系数被用于校正接收部REC的IQ失衡。只要所产生的频率关系确保IF训练信号TRS落在接收部REC的LPF的接收带宽 L之内，而非必要IF训练信号被LPF所抑制，就可以随意选择将RF训练信号TRS不相等地划分为块对的方法。根据第三IQ失衡校正处理，预计可以得到与上述第一 IQ失衡校正处理相同的效^ ο[第四IQ失衡校正处理]在第四IQ失衡校正处理中，除了与发送部TR的IQ失衡校正有关的信息以外，如果中心频率Fc在通过正交解调单元QDEM进行频率变换的信号之中是恒定的，则可以同时得到正交调制单元QMOD中的幅度频率特征。通过在发送侧校正幅度频率特征的反向特征， 可以从发送信号中移除幅度频率偏离。在该校正处理中调整接收侧本地振荡器L02的频率，使得通过IF采样所采得的信号具有相同的中心频率f0。在第四IQ失衡校正处理中，如在图22的频率分配中所例示的，将RF训练信号TRS 划分为块对pl、p2、p3、p4，它们由频率轴上八个相同大小的块组成。在从发送部TR到接收部REC的RF系统中存在幅度频率特征与相位频率特征的情况下，这四对RF训练信号TRS具有在图22中所例示的频率特征。在该示例中，由于幅度频率特征的影响，RF训练信号TRS 的高度不相等。[处理步骤4-1-1]首先，如图23㈧所示，发送部TR将与频带B的1/4 (i^C-B/8至Fc+B/8)相对应并且紧靠中心频率Fc的一对RF训练信号(训练信号(1) :pl)TRS—起发送。这对RF训练信号TRS在发送部TR中受到IQ失衡的影响，然后经由包括反馈开关FB-SW的反馈路径FB被接收部REC接收。接收部REC的本地振荡器L02以频率FCO (FCO = Fc-B/4_B/8/2)振荡，FCO与中心频率Fc偏离开给定量，使得所有接收的信号(图23 (A)的USB训练信号TRS以及LSB训练信号TRS)都落在LPF的接收带宽L之内，其中，块对pi的左手边的块(LSB训练信号TRS) 的中心位于频率f0(f0 = Β/4)处。这样，如图23(B)所示，正交解调单元QDEM中的频率变换导致接收RF训练信号 TRS作为一对IF训练信号TRS落在接收低通滤波器LPF的通带L之内。在Q通道侧A/D转换器ADC中通过IF采样对从接收低通滤波器LPF输出的IF训练信号(USB信号与LSB信号)TRS进行采样，以进行数字化。在数字正交解调单元DDEM中对数字化的IF训练信号(USB信号与LSB信号)TRS 进行正交解调。然后，数字正交解调单元DDEM输出BB训练信号TRS。将来自数字正交解调单元DDEM的BB训练信号TRS输入至数字解调单元BDEM，在那里对BB训练信号TRS进行处理以计算IQ失衡校正系数。以下，将简单地描述处理步骤，除非需要对其进行特定的描述。[处理步骤4-1-2]接着，发送部TR将与处理步骤4-1-1中相同的RF训练信号(pl)TRS—起发送。这对训练信号TRS在发送部TR中受到IQ失衡的影响，然后经由反馈路径FB被接收部REC接收。将接收部REC中的本地振荡器L02的振荡频率FCO设置为与中心频率Fc偏离开给定量的频率，使得正交解调单元QDEM中的频率变换导致所产生的成对的IF训练信号TRS 在频率轴上彼此交换位置，且USB训练信号TRS的中心位于频率f0 (f0 = B/4)处。控制部 CONT预先控制本地振荡器L02，使得振荡频率FCO具有由FCO = Fc+B/4+B/8/2表示的关系。 图23(C)中例示了 IF训练信号TRS的信号分配。从而，如图23(C)所示，两块IF训练信号(pi)落在接收低通滤波器LPF的接收带宽L之内。在Q通道侧A/D转换器ADC中通过IF采样对从接收低通滤波器LPF输出的IF 训练信号(USB信号与LSB信号)TRS进行采样，以进行数字化。随后，执行与上述处理步骤 4-1-1相同的处理。[处理步骤4-1-3]接着，校正系数计算单元45从在上述处理步骤4-4-1与4_1_2中存储在波形存储器44中的数据中获取其中心位于中心频率f0的作为IF信号的各个训练信号。校正系数计算单元45组合接收的训练信号TRS，然后计算IQ失衡校正系数以及这一对训练信号(pi) TRS的带内偏离。[处理步骤4-2-1]接着，发送部TR将两块RF训练信号(训练信号(2) :p2)TRS(如图24(A)所示，从最里面块对算起的第二个块对)一起发送。这对RF训练信号TRS在发送部TR中受到IQ 失衡的影响，然后经由反馈路径FB被接收部REC接收。接收部REC的本地振荡器L02以频率FCl (FCl = Fc-3/8XB_B/8/2)振荡，FCl与中心频率Fc偏离开给定量，使得所有接收的信号(图M(A)的USB训练信号TRS以及LSB 训练信号TRS)都落在LPF的接收带宽L之内，其中，块对p2的左手边的块(LSB训练信号 TRS)的中心位于频率f0(f0 = Β/4)处。这样，如图对⑶所示，正交解调单元QDEM中的频率变换导致接收RF训练信号 TRS作为一对IF训练信号落在接收低通滤波器LPF的通带L之内。在Q通道侧A/D转换器ADC中通过IF采样对从接收低通滤波器LPF输出的IF训练信号(USB信号与LSB信号) TRS进行采样，以进行数字化。在数字正交解调单元DDEM中对数字化的IF训练信号(USB信号与LSB信号)TRS 进行正交解调。然后，数字正交解调单元DDEM输出BB训练信号TRS。将来自数字正交解调单元DDEM的BB训练信号TRS输入至数字解调单元BDEM，在那里对BB训练信号TRS进行处理以计算IQ失衡校正系数。[处理步骤 4-2-2]接着，发送部TR将与处理步骤4-2-1中相同的RF训练信号(p2)TRS—起发送。这对RF训练信号TRS在发送部TR中受到IQ失衡的影响，然后经由反馈路径FB被接收部REC 接收。将接收部REC中的本地振荡器L02的振荡频率FCl设置为与中心频率Fc偏离开给定量的频率，使得正交解调单元QDEM中的频率变换导致成对的IF训练信号TRS在频率轴上彼此交换位置，并且将其中一个折回的信号的中心置于频率fO(fO = B/4)处。控制部 CONT预先控制本地振荡器L02，使得振荡频率FCl具有由FCl = Fc+3/8XB+B/8/2表示的关系。图对(0中例示了折回IF训练信号TRS的信号分配。从而，如图M(C)所示，两块IF训练信号(ρ》落在接收低通滤波器LPF的接收带宽L之内。在Q通道侧A/D转换器ADC中通过IF采样对从接收低通滤波器LPF输出的IF 训练信号(USB信号与LSB信号)TRS进行采样，以进行数字化。随后，执行与上述处理步骤 4-2-1相同的处理。[处理步骤4-2-3]接着，校正系数计算单元45组合在处理步骤4-2-1与4_2_2中存储在波形存储器 44中的数据，然后计算IQ失衡校正系数以及这一对训练信号(p2)TRS的带内偏离。[处理步骤4-3-1]接着，发送部TR将两块RF训练信号(p!3)TRS(如图25(A)所示，从最里面块对算起的第三个块对)一起发送。这对RF训练信号TRS在发送部TR中受到IQ失衡的影响，然后经由反馈路径FB被接收部REC接收。通过正交解调单元QDEM的频率变换将图25 (A)的两块训练信号TRS中的一块置于LPF的接收带宽L之内，其中，块对p3的左手边的块(LSB训练信号TRS)的中心位于频率 f0 (f0 = B/4)处，并且将另一训练信号TRS置于LPF的接收带宽L之外。这是通过将接收部 REC中的本地振荡器L02的振荡频率FB2设置为与中心频率Fc偏离开给定量的频率来实现的。控制部CONT预先控制本地振荡器L02，使得振荡频率FB2具有由FC2 = Fc-B/2-B/8/2 表示的关系。这样，如图25 (B)所示，一个IF训练信号(p3) TRS (图25 (A)的LSB训练信号TRS) 落在接收低通滤波器LPF的通带L之内，另一个(图25(A)的USB训练信号TRS)被接收低通滤波器LPF阻断。在Q通道侧A/D转换器ADC中通过IF采样对从相关联的接收低通滤波器LPF输出的IF训练信号(LSB) TRS进行采样，以进行数字化。在数字正交解调单元DDEM中对数字化的IF训练信号(LSB) TRS进行正交解调。然后，数字正交解调单元DDEM输出BB训练信号TRS。将来自数字正交解调单元DDEM的BB训练信号TRS输入至数字解调单元BDEM，在那里对BB训练信号TRS进行处理以计算IQ失衡校正系数。[处理步骤4-3-2]接着，发送部TR将与处理步骤4-3-1中相同的RF训练信号(p3)TRS—起发送。这对RF训练信号TRS在发送部TR中受到IQ失衡的影响，然后经由反馈路径FB被接收部REC 接收。将接收部REC中的本地振荡器L02的振荡频率FC2设置为与中心频率Fc偏离开给定量的频率，使得正交解调单元QDEM中的频率变换导致成对的IF训练信号TRS在频率轴上彼此交换位置，并且将一个折回信号的中心置于频率f0(f0 = Β/4)处。控制部CONT 预先控制本地振荡器L02，使得振荡频率FC2具有由FC2 = Fc+B/2+B/8/2表示的关系。图 25(C)中例示了折回IF训练信号TRS的信号分配。这样，如图25 (C)所示，一个IF训练信号(p3) TRS (图25 (A)的USB训练信号TRS) 落在接收低通滤波器LPF的通带L之内，并且另一个(图25(A)的LSB训练信号TRS)被接收低通滤波器LPF阻断。在Q通道侧A/D转换器ADC中通过IF采样对从相关联的接收低通滤波器LPF输出的IF训练信号(USB) TRS进行采样，以进行数字化。随后，执行与上述处理步骤4-3-1相同的处理。[处理步骤4-3-3]接着，校正系数计算单元45组合在处理步骤4-3-1与4_3_2中存储在波形存储器 44中的数据，然后计算IQ失衡校正系数以及这一对训练信号(p3)TRS的带内偏离。[处理步骤4-4-1]接着，发送部TR将两块RF训练信号(p4)TRS (如图沈(A)所示，从最里面块对算起的第四个块对)一起发送。这对RF训练信号TRS在发送部TR中受到IQ失衡的影响，然后经由反馈路径FB被接收部REC接收。通过正交解调单元QDEM的频率变换将图沈(A)的两块训练信号TRS中的一块置于LPF的接收带宽L之内，其中，块对p4的左手边的块(LSB训练信号TRS)的中心位于频率fO(fO = B/4)处，并且将另一训练信号TRS置于LPF的接收带宽L之外。这是通过将接收部REC中的本地振荡器L02的振荡频率FC3设置为与中心频率Fc偏离开给定量的频率来实现的。控制部CONT预先控制本地振荡器L02，使得振荡频率FC3具有由FC3 = Fc-5/8XB-B/8/2表示的关系。这样，如图沈⑶所示，两个IF训练信号(p4)TRS中的一个IF训练信号(p4) TRS(图沈(A)的LSB训练信号TRS)落在接收低通滤波器LPF的通带L之内，并且另一个 (图26 (A)的USB训练信号TRS)被接收低通滤波器LPF阻断。在Q通道侧A/D转换器ADC 中通过IF采样对从相关联的接收低通滤波器LPF输出的IF训练信号(LSB) TRS进行采样， 以进行数字化。在数字正交解调单元DDEM中对数字化的IF训练信号(LSB) TRS进行正交解调。然后，数字正交解调单元DDEM输出BB训练信号TRS。将来自数字正交解调单元DDEM的BB训练信号TRS输入至数字解调单元BDEM，在那里对BB训练信号TRS进行处理以计算IQ失衡校正系数。[处理步骤4-4-2]接着，发送部TR将与处理步骤4-4-1中相同的RF训练信号TRS—起发送。这对RF训练信号(p4)TRS在发送部TR中受到IQ失衡的影响，然后经由反馈路径FB被接收部 REC接收。将接收部REC中的本地振荡器L02的振荡频率FC3设置为与中心频率Fc偏离开给定量的频率，使得正交解调单元QDEM中的频率变换导致成对的IF训练信号TRS在频率轴上彼此交换位置，并且将一个折回的信号的中心置于频率f0(f0 = Β/4)处。控制部CONT 预先控制本地振荡器L02，使得振荡频率FC3具有由FC3 = Fc+5/8XB+B/8/2表示的关系。 图26(C)中例示了折回IF训练信号TRS的信号分配。这样，如同处理步骤1-2，如图沈(C)所示，两块IF训练信号(p4) TRS中的一块IF 训练信号(p4)TRS(图^(A)的USB训练信号TRS)落在接收低通滤波器LPF的通带L之内， 并且另一个(图沈(A)的LSB训练信号TRS)被接收低通滤波器LPF阻断。在Q通道侧A/ D转换器ADC中通过IF采样对从相关联的接收低通滤波器LPF输出的IF训练信号(USB) TRS进行采样，以进行数字化。随后，执行与上述处理步骤4-4-1相同的处理。[处理步骤4-4-3]接着，校正系数计算单元45组合在处理步骤4-4-1与4_4_2中存储在波形存储器 44中的数据，然后计算IQ失衡校正系数以及这一对训练信号(p4)TRS的带内偏离。在处理步骤4-1-1至4-4-3中计算出的校正系数各自针对不同的频率范围。因此，数字区域中的校正系数计算单元45将那些校正系数加起来，以得到针对整个频率范围的校正系数。计算出的发送校正系数被用于校正发送部TR的IQ失衡。这里，组成训练信号TRS的每个块对pi、p2、p3、p4的中心频率是相同的，都为 f0+B/16。因此，S卩使正交解调单元QDEM具有带内相位偏离以及带内幅度偏离，在基带内比较时，这些偏离也是可以忽略的。利用该特征对在处理步骤4-2-1至4-4-3中得到的信号与在处理步骤4-1-1至4-1-3中得到的信号进行标准化。从而，可以考察忽略了正交解调单元QDEM的频率特征(即，在RF系统中的频率特征)的频率特征。频率特征的频率分辨率由训练信号TRS被划分为的对数来决定。如上所述，根据第四IQ失衡校正处理(其中，接收侧正交解调单元QDEM总是向IF 训练信号TRS给出相同的中心频率f0)，可以获得直接正交调制/解调装置10的从发送侧模拟电路域直到接收侧正交解调单元QDEM的相对频率特征，同时忽略接收侧正交解调单元QDEM的频率特征。[变型例的直接正交调制/解调装置][第一变型例]在上述实施方式的直接正交调制/解调装置10中，提供了包括反馈开关FB-SW的反馈路径FB，以校正IQ失衡，并且将RF频带训练信号TRS经由反馈路径FB从发送部TR发送至接收部REC。另一方面，在第一变型例中，不提供单独的反馈开关FB-SW就可以校正IQ 失衡，其避免了硬件规模的增大。使用以下方法代替反馈开关FB-SW来反馈RF训练信号TRS。即，通过利用发送信号从发送部TR到接收部REC的泄露来形成反馈路径ra，其泄露量根据发送/接收天线AT 的发送/接收切换开关T/R-SW的隔离(isolation)特征而变化。发送/接收切换开关T/ R-SW可以是循环器。当训练信号TRS从发送部TR发送到接收部REC时，在控制部CONT的控制下将开关T/R-SW切换至加载状态，S卩，允许电阻器等吸收发送功率而不执行发送或接收的配置。在控制部CONT的控制下还将功率放大器PA与低噪声放大器LNA同时开启。控制部CONT控制功率放大器PA的增益，以使泄露保持在不使低噪声放大器LNA 饱和的水平。下面给出更详细的描述，当发送训练信号TRS时，控制部CONT控制功率放大器PA降低输出功率。在考虑在开关T/R-SW以及其它组件中的衰减的同时将输出功率降低至避免达到低噪声放大器LNA的饱和输入水平的水平。控制部CONT还控制低噪声放大器 LNA的增益，以避免达到低噪声放大器LNA的饱和输出水平或者下游电路的饱和输入水平。更具体来讲，功率放大器PA的增益被降低至将发送功率设置为例如_20dBm的程度。低噪声放大器LNA的增益降低至不明显改变噪声因子(NFmoise factor)(例如，大约 +20dB)的程度。当控制部CONT以此方式控制并且开关T/R-SW的隔离损耗是20dB时，经低噪声放大器LNA放大的接收功率是大约-20daii。控制部CONT还改变接收部REC的本振频率Fc+Fcont，并且将数字正交解调单元 DDEM连接在正交解调单元QDEM与数字解调单元BDEM之间。然后发送RF训练信号TRS，并且以在该实施方式中所描述的方式来校正IQ失衡。[第二变型例]针对实施方式的直接正交调制/解调装置10给出的以上描述通过多载波调制/ 解调来处理OFDM。只要直接正交调制/解调装置IOA执行频域均衡(FDE :frequencydomain equalization)，与直接正交调制/解调装置10相同的方法就适用于直接正交调制/解调装置IOA (其使用单载波调制/解调)。在OFDM中，第k个子载波在发送信号向量％与接收信号向量yk之间具有通过表达式(1)所表示的关系(具体内容见非专利文献1)。表达式(1)
权利要求
1.一种在无线通信设备中执行的IQ失衡校正方法，该无线通信设备具有模拟电路域中的正交调制/解调功能，该方法包括以下步骤通过将在频率轴上关于中心频率对称的射频RF训练信号进行配对来分批地发送多对 RF训练信号;将接收本振频率变更设定为适于如下的频率经由内部路径而不是外部空间来接收分批发送的所述多对RF训练信号中的每一对，并且将所述多对RF训练信号中的每一对转换为中频IF训练信号；对所述IF训练信号进行模/数转换，然后在数字电路域对所述IF训练信号分别进行正交解调，以生成基带BB训练信号；当在所述数字电路域中对所述BB训练信号分别进行解调时，计算用于校正IQ失衡的校正系数；以及利用整个频率范围的校正系数来校正包括正交调制功能的发送部的IQ失衡。
2.根据权利要求1所述的IQ失衡校正方法，该方法还包括当在校正了所述发送部的IQ失衡之后校正包括正交解调功能的接收部的IQ失衡时作为频域信号一起发送所述多对RF训练信号；将所述接收本振频率变更设定为与发送本振频率相同的频率，并且通过直接正交解调将所述RF训练信号解调为所述BB训练信号；以及当对所述BB训练信号进行模/数转换然后在所述数字电路域中进行解调时，计算用于 IQ失衡校正的接收校正系数。
3.根据权利要求1或2所述的IQ失衡校正方法，其中所述多对RF训练信号中的至少特定一对被发送两次；并且将所述接收本振频率变更设定为第一频率FRl和第二频率FR2，其中FR2 > FRl,以将构成所述特定一对的下边带LSB RF训练信号和上边带USB RF训练信号都转换为所述IF训练信号。
4.根据权利要求1或3所述的IQ失衡校正方法，其中，在I通道侧或Q通道侧对所述 IF训练信号进行模/数转换，然后在所述数字电路域中对其进行正交解调，以转换为所述 BB训练信号。
5.根据权利要求1或2所述的IQ失衡校正方法，其中，对所述接收本振频率进行变更设定，使得从所述多对RF训练信号转换来的多对IF训练信号的中心频率保持恒定，并且对于所述多对IF训练信号取得幅度偏差和相位偏差中的至少一方作为偏差，并且基于所取得的偏差计算校正系数来进行校正。
6.根据权利要求1或2所述的IQ失衡校正方法，其中，所述内部路径是利用从所述发送部到所述接收部的信号泄漏而形成的，该信号泄漏的量根据发送/接收天线的发送/接收切换开关的隔离特征而变化。
7.根据权利要求6所述的IQ失衡校正方法，其中，所述内部路径是这样形成的将所述发送/接收天线的所述发送/接收切换开关设置为吸收发送功率的加载状态；启动发送放大器和接收放大器二者；并且控制所述发送放大器的增益，使所述信号泄漏保持在避免所述接收放大器饱和的水平。
8.根据权利要求1、2或7所述的IQ失衡校正方法，其中，所述内部路径是包括反馈开关的反馈路径。
9.根据权利要求1或2所述的IQ失衡校正方法，其中，所述多对RF训练信号是通过多载波调制而获得的正交频分复用OFDM信号。
10.根据权利要求1或2所述的IQ失衡校正方法，其中，所述多对RF训练信号是通过频域均衡单载波调制SC-FDE而获得的信号。
11.根据权利要求1或2所述的IQ失衡校正方法，其中，所述多对RF训练信号包括至少两对RF训练信号。
12.根据权利要求1或2所述的IQ失衡校正方法，其中，使用频率轴上的均等频带或不均等频带来分批发送所述多对RF训练信号。
13.根据权利要求1或2所述的IQ失衡校正方法，其中，所述无线通信设备包括直接正交调制/解调功能。
全文摘要
本发明提供了一种无线通信设备中的IQ失衡校正方法，该方法包括以下步骤通过将在频率轴上关于中心频率对称的RF训练信号进行配对来分批地发送多对RF训练信号；将接收本振频率变更设定为适合于经由内部路径接收分批发送的所述多对RF训练信号中的每一对并且适合于将所述多对RF训练信号中的每一对转换为IF训练信号的频率；以及在数字电路域中对所述IF训练信号分别进行正交解调，以生成BB训练信号。
文档编号H04L27/00GK102195914SQ20111006690
公开日2011年9月21日 申请日期2011年3月18日 优先权日2010年3月19日
发明者横尾郁, 长谷和男 申请人:富士通株式会社