专利名称：一种射频接收机的基带解调电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及无线通信领域中射频接收机的信号处理技术，特别涉及一种射频接收机的基带解调电路。
背景技术：
目前，无线通信已经发展到数字通信阶段，数字通信中的一个重要环节是时钟稳定性。具体来说，射频发射机和射频接收机的时钟需要高度保持一致。如果射频接收机的时钟与射频发射机有偏差，随着时间的推迟，接收机会出现采样多了或少了的情况，这就影响通信的可靠性。以欧洲数字对讲机标准DPMR为例(ETSI标准TS 102 490及TS 102 658)。DPMR的符号速率是每秒2400个符号。标准要求最长通信时间是180秒，即在180秒时间内传送432k符号的情况下，不能有一个符号的偏差。所以，DPMR对基带时钟的误差要求是2ppm。然而，市场上比较通用的时钟晶体误差都大于5ppm，而以误差20ppm的晶体比较居多和便宜。误差为2ppm的晶体一般要订制，成本高得多。这影响了数字对讲机的推广。需要2ppm晶体的原因，是因为DPMR标准在制定时，射频接收机中采用了最简单的基带解调电路，该电路结构如图I所示，包括模数转换模块101、匹配滤波器102、抽取器103和简单同步模块104。其中，模数转换模块101将模拟基带信号转换为数字信号发送给匹配滤波器102。其转换方式如下y (n) = yt (nT/N)其中yt(t)是接收到的模拟信号，y(n)是在t = nT/N的时间点上抽样得倒的数字信号，T是符号间隔。N是过采样率。对DPMR系统，T = 1/2400秒，N > = 4。匹配滤波器102采用与接收到的理想信号具有相同波形的滤波器对接收到的信号进行滤波，并将滤波后的信号发送给抽取器103和简单同步模块104，以减少误码率。其工作原理为假设接收到的信号是y(n) =x(n)+n(n),其中x(n)是理想发射信号，n(n)包括噪声和干扰信号，y(n)是接收机收到的信号。匹配滤波器102具有与理想发射信号有同样波形h(n) = x(n)其输出为z (n) = conv (y (n), h (n)),其中conv ()表示滤波操作。抽取器103从过采样的匹配滤波器102的输出信号中，抽取符号信号S(k)=z (N*k+d),从而获得解调后信号。其中n = N*k+d,表示第k个抽样点，d = 0到N_l。该表达式说明从每N个输入信号中抽取一个输出信号，具体抽取哪一个由位移d决定。位移d由简单同步模块104计算得出。一旦位移d算出来，在整个通话周期内不再变化。简单同步模块104对匹配滤波器102的输出信号z (n)进行计算，获得位移d发送、给抽取器103。由于现有技术一旦位移d算出来，在整个通话周期内不再变化，也就是说同步仅在接收开始时进行，使得该接收机不具有时钟跟踪性能。因此，任何一点时钟偏移，经过一定时间，都可能引起接收失败，从而导致通信中断。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供一种射频接收机的基带解调电路，使得接收机具有时钟跟踪性能，减少因时钟误差导致的接收失败现象。为达到上述目的，本发明提供了一种射频接收机的基带解调电路，包括模数转换模块、匹配滤波器和抽取器，还包括同步跟踪电路。 所述同步跟踪电路与匹配滤波器和抽取器分别相连，其对从匹配滤波器接收的信号进行误差检测，并根据误差检测结果，对接收的信号进行误差调整，并获得位移d，将调整后的信号和位移d发送给抽取器；抽取器，按照从同步跟踪电路接收的位移d，对从同步跟踪电路接收的信号抽取符
号信号。较佳地，所述同步根据电路包括插值恢复模块、误差检测模块和环路滤波模块。所述插值恢复模块与匹配滤波器、误差检测模块、环路滤波模块和抽取器分别相连，其根据从环路滤波模块接收的定时误差信号，对从匹配滤波器接收的信号通过线性插值产生一个插值后的信号，分别输出给误差检测模块和抽取器。误差检测模块还与环路滤波模块相连，对从插值恢复模块接收的信号进行定时误差检测，将定时误差检测结果发送给环路滤波模块。环路滤波模块还与抽取器相连，对从误差检测模块接收的定时误差检测结果进行滤波，得到稳定的包含整数部分和分数部分的定时误差，将其中的小数部分作为定时误差信号发送给插值恢复模块，将其中的整数部分作为位移d发送给抽取器。抽取器，按照从环路滤波模块接收的位移d，对从插值恢复模块接收的信号抽取符
号信号。较佳地，所述的模数转换模块为按如下公式处理的模数转换模块y (n) = yt (nT/N)其中yt(t)是接收到的模拟信号，y(n)是在t = nT/N的时间点上抽样得到的数字信号，T是符号间隔，N是过采样率。较佳地，所述匹配滤波器采用与发射滤波器相同的接收滤波器，其将从模数转换模块接收的信号发送给插值恢复模块。较佳地，所述插值恢复模块由采用如下插值算法的线性插值器实现r(n) = z (n) *u+z (n_l) * (l_u)其中0 < = u < I是从环路滤波模块接收的定时误差信号。较佳地，所述误差检测模块为采用加德纳算法或迟早门算法的误差检测器。较佳地，所述误差检测模块由采用如下算法的误差检测器实现e (k) = (r ((k_l) *N+b) ~r (k*N+b)) *r (k*N_N/2+b)其中r表不插值恢复模块的输出信号，k表不米样点,N表不过米样率,T表不符号周期，b表示采样的偏差。较佳地，所述环路滤波模块由采用如下公式处理的增益可调的I阶无限冲击响应滤波器实现E (k) = E (k~l) +a e (k)其中，E为累积定时误差，e为误差检测模块输出的定时误差检测结果，0 < a < I是一个时间常数。由上述的技术方案可见，本发明的这种射频接收机的基带解调电路通过同步跟踪电路来随时调整抽取器的位移d，从而实现了对发射机时钟的跟踪，进而减少了因时钟误差导致的接收失败现象。
图I为现有技术射频接收机的基带解调电路结构不意图；图2为本发明射频接收机第一较佳实施例的基带解调电路结构示意图；图3为本发明射频接收机第二较佳实施例的基带解调电路结构示意图；图4为采用图3所示基带解调电路对发射时钟的跟踪结果曲线图。
具体实施例方式本发明的这种射频接收机的基带解调电路通过同步跟踪电路来随时调整抽取器的位移d，从而实现了对发射机时钟的跟踪，进而减少了因时钟误差导致的接收失败现象。以下举两个较佳实施例，并对照附图对本发明的具体实施方式
进行详细说明。第一较佳实施例如图2所示，本发明射频接收机第一较佳实施例的基带解调电路包括模数转换模块201、匹配滤波器202、同步跟踪电路203和抽取器204。其中，模数转换模块201将模拟基带信号转换为数字信号发送给匹配滤波器202。其转换方式与现有技术相同，具体如下y (n) = yt (nT/N)其中yt(t)是接收到的模拟信号，y(n)是在t = nT/N的时间点上抽样得到的数字信号，T是符号间隔。N是过采样率。对DPMR系统，T = 1/2400秒，N > = 4。匹配滤波器202采用与接收到的理想信号具有相同波形的滤波器对接收到的信号进行滤波，并将滤波后的信号发送给同步跟踪电路203，以减少误码率。其工作原理与现有技术相同，具体为假设接收到的信号是y (n) =x (n) +n (n),其中x(n)是理想发射信号，n(n)包括噪声和干扰信号，y(n)是接收机收到的信号。本实施例中，匹配滤波器202具有与理想发射信号有同样波形h(n) =x (n)其输出为z (n) = conv (y (n), h (n)),其中conv ()表示滤波操作。图2中同步跟踪电路203与匹配滤波器202和抽取器204分别相连，其对从匹配滤波器202接收的信号进行误差检测，并根据误差检测结果，对接收的信号进行误差调整，并获得位移d，将调整后的信号和位移d发送给抽取器204。本实施例中可以采用加德纳算法或迟早门算法来进行误差检测，通过线性插值等方法来对接收的信号进行误差调整。本实施例中的同步跟踪电路203可以采用可编程逻辑器件，通过软件实现，也可以采用分立元件配合实现。图2中的抽取器204，按照从同步跟踪电路203接收的位移d，对从同步跟踪电路203接收的信号抽取符号信号S(k) = z(N*k+d)，从而获得解调后信号。其中n = N*k+d,表示第k个抽样点，d = 0到N-1。第二较佳实施例
如图3所示，本发明射频接收机第二较佳实施例的基带解调电路包括模数转换模块301、匹配滤波器302、插值恢复模块303、误差检测模块304、环路滤波模块305和抽取器 306。其中，模数转换模块301和匹配滤波器302与图2所示实施例中的模数转换模块201、匹配滤波器202完全相同，这里不再重复。插值恢复模块303与匹配滤波器302、误差检测模块304、环路滤波模块305和抽取器306分别相连，其根据从环路滤波模块305接收的定时误差信号，对从匹配滤波器302接收的信号通过线性插值产生一个插值后的信号，即恢复出N倍于码元速率的过采样数据，分别输出给误差检测模块304和抽取器306。本实施例中的插值恢复模块303可以由一个线性插值器来实现。经过线性插值后的信号比插值前信号更能与发射信号匹配。线性插值算法由以下公式确定r(n) = z (n) *u+z (n_l) * (l_u)其中0 < = u < I是从环路滤波模块305接收的定时误差信号。图3中误差检测模块304还与环路滤波模块305相连，对从插值恢复模块303接收的信号进行定时误差检测，将定时误差检测结果发送给环路滤波模块304。本实施例中，误差检测模块304为采用加德纳算法的误差检测器。当然，也可以采用其他相类似算法，例如迟早门等算法的误差检测器。加德纳算法收敛速度较慢，但收敛精度较高，适合于用的随机数据对定时误差进行时钟跟踪。加德纳算法的基本思想是当不存在定时误差时，相邻两个最佳采样点的差与中间过渡点的乘积为0 ;当存在定时误差时，该值不等于0，类似于迟早门算法，该值的大小反映了当前采样带点与最佳采样点的“距离”，正负反映了偏离的方向。Gardner算法计算定时误差的表达式为e (k) = (r ((k_l) *N+b) ~r (k*N+b)) *r (k*N_N/2+b)其中r表不插值恢复模块303的输出信号，k表不米样点，N表不过米样率T表不符号周期，b表示采样的偏差。图3中环路滤波模块305还与抽取器306相连，对从误差检测模块304接收的定时误差检测结果进行滤波，得到稳定的包含整数部分和分数部分的定时误差，将其中的小数部分作为定时误差信号发送给插值恢复模块303，将其中的整数部分作为位移d发送给抽取器306。本实施例中，环路滤波模块305环路滤波器为I个增益可调的I阶有限冲击响应滤波器，表达式可以写为E (k) = E (k~l) +a e (k)其中，E为累积定时误差，e为误差检测模块输出的定时误差检测结果。0 < a < I是一个时间常数。a越大，E(k)越稳定，但收敛时间越慢。由于采用了过采样，因此定时误差包含整数部分和分数部分。整数部分的取值会随着定时误差的累积而逐渐增大，分数部分的取值范围为0到I之间。整数部分的定时误差转换为抽取器抽取点位置的变化或插值器基准点位置的变化，分数部分反映了待恢复数据在相邻两个采样点之间的位置。图3中的抽取器306，按照从环路滤波模块接收的位移d，对从插值恢复模块303接收的信号抽取符号信号，其具体方式与图2所示抽取器相同，这里不再重复。
采用以上具有时钟跟踪功能的基带解调电路，用于DPMR信号的接收，可容忍IOOppm的误差。而且，通讯时间不受180秒的限制。利用本发明的基带解调电路跟踪发射机基带时钟漂移的结果如图4所示。其中，横坐标为时钟周期T，纵坐标为定时误差检测结果。在这个例子里，发射机和接收机时钟相对误差是lOOppm。基带信号的信噪比是10dB。测试时间是2秒，在这段时间内，接收机和发射机之间的时钟相差了两个周期。从图4中可看出，利用时钟跟踪电路的接收机能跟踪发射机时钟的漂移。进而在抽样时予以补偿，从而保证长时间的可靠通讯。另外，图4中垂直于横坐标的几条线也显示了符号误码发生的地方。在本测试中，最终的误码率是0. 17%，与无时钟漂移的情况基本一致。由上述的实施例可见，本发明的这种射频接收机的基带解调电路通过插值恢复模块、环路滤波模块和误差检测模块来随时调整抽取器的位移d，从而实现了对发射机时钟的跟踪，进而减少了因时钟误差导致的接收失败现象。
权利要求
1.一种射频接收机的基带解调电路，包括模数转换模块、匹配滤波器和抽取器，其特征在于还包括同步跟踪电路； 所述同步跟踪电路与匹配滤波器和抽取器分别相连，其对从匹配滤波器接收的信号进行误差检测，并根据误差检测结果，对接收的信号进行误差调整，并获得位移d，将调整后的信号和位移d发送给抽取器； 抽取器，按照从同步跟踪电路接收的位移d，对从同步跟踪电路接收的信号抽取符号信号。
2.如权利要求I所述的基带解调电路，其特征在于所述同步根据电路包括插值恢复模块、误差检测模块和环路滤波模块； 所述插值恢复模块与匹配滤波器、误差检测模块、环路滤波模块和抽取器分别相连，其 根据从环路滤波模块接收的定时误差信号，对从匹配滤波器接收的信号通过线性插值产生一个插值后的信号，分别输出给误差检测模块和抽取器； 误差检测模块还与环路滤波模块相连，对从插值恢复模块接收的信号进行定时误差检测，将定时误差检测结果发送给环路滤波模块； 环路滤波模块还与抽取器相连，对从误差检测模块接收的定时误差检测结果进行滤波，得到稳定的包含整数部分和分数部分的定时误差，将其中的小数部分作为定时误差信号发送给插值恢复模块，将其中的整数部分作为位移d发送给抽取器； 抽取器，按照从环路滤波模块接收的位移d，对从插值恢复模块接收的信号抽取符号信号。
3.如权利要求I或2所述的基带解调电路，其特征在于所述的模数转换模块为按如下公式处理的模数转换模块y (n) = yt (nT/N) 其中yt(t)是接收到的模拟信号，y(n)是在t = nT/N的时间点上抽样得到的数字信号，T是符号间隔，N是过采样率。
4.如权利要求I或2所述的基带解调电路，其特征在于所述匹配滤波器采用与发射滤波器相同的接收滤波器，其将从模数转换模块接收的信号发送给插值恢复模块。
5.如权利要求2所述的基带解调电路，其特征在于所述插值恢复模块由采用如下插值算法的线性插值器实现 r (n) =z (n) *u+z (n_l) * (1-u) 其中0 <= u < i是从环路滤波模块接收的定时误差信号。
6.如权利要求2所述的基带解调电路，其特征在于所述误差检测模块为采用加德纳算法或迟早门算法的误差检测器。
7.如权利要求6所述的基带解调电路，其特征在于所述误差检测模块由采用如下算法的误差检测器实现e(k) = (r((k-1)*N+b)-r(k*N+b))*r(k*N_N/2+b) 其中I■表示插值恢复模块的输出信号，k表示采样点，N表示过采样率，T表示符号周期，b表示采样的偏差。
8.如权利要求2所述的基带解调电路，其特征在于所述环路滤波模块由采用如下公式处理的增益可调的I阶无限冲击响应滤波器实现E (k) =E (k-1) +a e (k) 其中，E为累积定时误差，e为误差检测模块输出的定时误差检测结果，O < a < I是一个时间常数。
全文摘要
本发明公开了一种射频接收机的基带解调电路，包括模数转换模块、匹配滤波器和抽取器，同步跟踪电路；所述同步跟踪电路与匹配滤波器和抽取器分别相连，其对从匹配滤波器接收的信号进行误差检测，并根据误差检测结果，对接收的信号进行误差调整，并获得位移d，将调整后的信号和位移d发送给抽取器；抽取器，按照从同步跟踪电路接收的位移d，对从同步跟踪电路接收的信号抽取符号信号。本发明的这种射频接收机的基带解调电路通过同步跟踪电路来随时调整抽取器的位移d，从而实现了对发射机时钟的跟踪，进而减少了因时钟误差导致的接收失败现象。
文档编号H04B1/18GK102752006SQ20111010594
公开日2012年10月24日 申请日期2011年4月22日 优先权日2011年4月22日
发明者侯丹, 叶浩 申请人:无锡士康通讯技术有限公司