专利名称：：信号接收器与估计残余多普勒频率的方法
技术领域：
：本发明是关于信号处理，特别是关于信号的快速傅立叶变换(FastFourierTransform,FFT)，具体来说是关于一种信号接收器与估计残余多普勒频率的方法。
背景技术：
：当全球定位系统(GlcAalPositioningSystem,GPS)接收器接收GPS信号时，此GPS信号会先被放大并滤波。GPS接收器接着会试图透过载波追踪回路估计GPS信号的多普勒(Doppler)频率偏移，并且透过编码追踪回路锁定GPS信号的编码相位(codephase)。若传送GPS信号的人造卫星正在移动，则人造卫星的移动会产生多普勒频率偏移，此偏移必须在从GPS信号中撷取出数据之前被适当地补偿。此外，由于人造卫星在传送信号前将GPS信号中携带的数据结合伪随机噪声(PseudoRandomNoise.PRN)码，GPS接收器必须追踪这些人造卫星PRN码的编码相位，用以从GPS信号中撷取出数据。在估计接收信号的残余多普勒频率的方法中，在载波信号从GPS信号中被移除后，GPS信号首先会被传送至关联模块(correlationmodule)，其从GPS信号中移除PRN码。接着由FFT模块对GPS信号执行快速傅立叶变换(FastFourierTransform,FFT)以得到一序列的FFT数值，根据此序列的FFT数值估计出残余的多普勒频率。由于此估计是根据经由相关程序之后的GPS信号所取得的FFT数值执行，这样的估计方法称为后相关FFT估计(post-correlationFFTestimation)。图1为GPS接收器100的方块图。射频GPS信号(radio-frequencyGPSsignal)由GPS接收器100的天线102接收。GPS信号接着由前级放大器(pre-amplifier)104放大。下变频器(downconverter)106接着对GPS信号降频，模数转换器(AnalogtoDigitalConverter)108接着将GPS信号由模拟转成数字。对应于人造卫星通道传送信号的数字GPS信号Schl>Sch2……Scm接着分别传送至对应的通道处理模块111,112……11N，用以执行载波追踪回路与编码追踪回路，并且得到不含载波与PRN码的信号khl’、kh2’……khN’。信号khl’、kh2，……khN’接着被传送至信号处理器120以撷取出数据(Data)。图2为通道处理模块中编码移除模块200的方块图。通道处理模块处理特定人造卫星通道的GPS信号S，并且编码移除模块200由GPS信号S中移除PRN码。正弦表(sinetable)202与余弦表(cosinetable)204分别根据载波数控振荡器(carriernumbercontrolledoscillator)242产生正弦值与余弦值。GPS信号S接着透过乘法器206与208乘上正弦值与余弦值用以分别取得同相信号I与正交信号Q。同相信号I与正交信号Q接着被传送至编码移除模块200中的关联模块210。PRN码产生器238首先根据编码数控振荡器(codenumbercontrolledoscillator)244产生三个彼此之间具有相同相位差的PRN信号，包括领先码(earlyCode)E、适中码(promptCOde)P以及落后码(latecode)L，其中PRN码产生器238、载波数控振荡器242与编码数控振荡器244分别根据编码相位CP运作。关联模块210中多个乘法器212、214、216、222、224、2沈会分别将同相信号I与正交信号Q乘上领先码E、适中码P以及落后码L，以取得多个乘积。这些乘积接着进入编码移除模块200中的加法模块220。加法模块220的多个累加器231、232、233、234、235、236会在既定的采样周期中反复累加对应的乘积以取得多个序列的采样值IE、IP、IL、QE、QP与QL。丢计数器(dumpcounter)240会发出信号驱动累加器231、232、233、234、235、236将累加的数值输出。图3为后相关FFT估计的信号处理程序示意图。如以上的介绍，在对接收到的信号执行FFT以取得用以估计的FFT数值之前，必须从信号中移除用以乘载信号数据的信号载波以及混合在数据中的PRN码。因此，信号&首先传送至载波移除模块302用以移除信号中的信号载波。振荡器332产生具有估计的载波频率f。aiCT的载波信号A。相位旋转器(phaserotator)313将载波信号A的相位旋转90度以取得载波信号Α’。两个乘法器312与322接着分别将信号&乘上载波信号A与A’，以取得信号S11与S1Q。两低通滤波器(LoWPassFilter,LPF)314与3接着分别将信号S11与Siq的高频信号成分滤除，以取得不具有载波信号的两信号S21与&Q。信号S21与接着传送至编码移除模块304用以将信号中的PRN码移除。编码移除模块304与图2中的编码移除模块200具有类似的结构。码产生器334产生PRN码B。编码移除模块304中的乘法器316与3将信号S21与知乘上PRN码B，以取得不包含PRN码B的信号S31与&Q。两个积丢模块(integrationanddumpmodule)318与3接着在积分时间t内反复地在时间区间T将信号S31与积分，并且将积分的数值Y1(Y1,C1AyY1,2……Y1,MfY1,H)与^、。、、^、』……YmYw)输出至缓冲器319与329。积分时间t等于KXT(K=0，……，Μ-1)，其中K为时间区间的数目。缓冲器319与3可暂时存放积分值Y1与\。积分值Y1与Yq用作FFT模块308的输入采样值。各组对应的积分值Y1与Yq形成具有实部Y1与虚部Yq的FFT输入采样值Y。由于积分周期为T，FFT输入采样值Y的采样频率为1/T。假设FFT模块308的FFT点数为M0因此，在FFT模块308对时域信号Y。、Y1……Y-2>Y1-!执行FFT运算之后，可取得多个频域的FFT数值ZQ、Z1,Z2……ZM_2、Zm^10信号处理器接着可根据FFT数值&Zsh估计残余多普勒频率。由于局部估计的载波频率不完全等于人造卫星用以传送信号的实际载波频率，因此代表着局部估计的载波频率f。aiCT与实际载波频率之间差异值的残余多普勒频率会造成信号的失真并且影响数据的撷取与处理，此影响称之为残余多普勒影响(residualDopplereffect)0残余多普勒影响可通过估计残余多普勒频率并根据估计的残余多普勒频率调整估计的载波频率消除。由于信号载波与PRN码已从信号S31与Ssj中移除，残余多普勒频率所造成的影响会以连续正弦波的形式混合在信号S31与S3q中，其中此正弦波的频率为残余多普勒频率。由于信号知与^^只有有限的部分被采样作为FFT模块308的输入采样值，具有残余多普勒频率的连续正弦波会被转换成正弦函数(sinefunction),显示在根据信号S31与取得的FFT数值Z(Z。、Z1,Z2……ZM_2、Zsh)的信号频谱上，其中正弦函数的中央频率为残余多普勒频率。因此，残余多普勒频率可根据FFT数值Z被估计出来。图4A为用以估计残余多普勒频率的FFT数值信号频谱，其中虚线代表残余多普勒影响的信号衰减，实线代表频率为残余多普勒频率的连续正弦波的信号频谱。残余多普勒频率在图4A中假设为250Hz。时域信号透过1000Hz的采样频率转换成FFT输入采样值。FFT模块接着对采样值执行20点的FFT运算，以产生FFT数值。因此，FFT数值的频谱范围为1000Hz，其为从-500Hz至500Hz。如图4A的圆圈所示，20点FFT数值是根据对应的频率由一次FFT转换中取得。在20点FFT数值中，对应至频率250Hz的FFT数值402与残余多普勒波主瓣(mainlobe)的中心频率重迭。因此，在图4A的情况中，残余多普勒频率可通过找出在FFT数值中具有最大振福的FFT数值402所对应的频率而轻易地被估计出来。图4B为对应于扇状耗损(scallopingloss)状况的FFT数值的信号频谱。残余多普勒频率并非总是与FFT数值其中之一的频率重迭。若FFT数值的频率并非准确地吻合残余多普勒频率，则无法透过具有最大振幅的FFT数值的对应频率准确地预测出残余多普勒频率，因此会产生扇状耗损。例如，图4B中的残余多普勒频率可为225Hz，其位于FFT数值412与414所对应的频率的正中间。频率200Hz与250Hz分别对应于具有最大振幅的FFT数值412与414，因此不等于残余多普勒频率，而是两者与残余多普勒频率之间都有25Hz的频率差值(bias)。因此，一种估计FFT数值频率与残余多普勒频率之间的频率差值的方法被提出来。图5为用以由扇状耗损中估计频率差值的FFT数值的信号频谱。图5中的残余多普勒频率为12.5Hz。首先由20个FFT数值中选择出三个具有最大振幅的相邻FFT数值502、504与506。因此，三个相邻的FFT数值502、504与506形成一个振幅的高峰，其大体与残余多普勒波的主频斜率(mainfrequencyslope)的信号频谱重迭，而残余多普勒频率可根据这三个FFT数值502、504、506被估计出来。被估计出来的残余多普勒频率可被表达为具有最大振幅的FFT数值504的频率OHz加上12.5Hz的频率差值。由于频率差值大体与FFT数值504左边与右边的FFT数值502与506之间的振幅差值成比例，频率差值12.5Hz可根据FFT数值502与506的振幅0.18与0.3之间的差异估计出来。估计的残余多普勒频率接着可透过将具有最大振幅的FFT数值504的频率与估计的频率差值相加取得。估计残余多普勒频率的准确度会影响数据撷取的准确度，并且进一步影响到后续GPS接收器的数据处理。由于FFT模块的频率分辨率为决定残余多普勒频率估计值准确度的因素，因此需要较高的频率分辨率。虽然可通过增加FFT模块的FFT点数提高FFT频率分辨率，但FFT点数的增加会延长FFT模块的充填时间(fillingtime)，此充填时间表示FFT模块所需用以产生一组FFT数值的GPS信号片段的周期长度。也就是说，必须在频率分辨率与FFT模块的充填时间之间作取舍。增加充填时间会造成信号延迟的增加。因此，需要一种用于残余多普勒频率估计的方法，可改善FFT的频率分辨率且不会增加充填时间。
发明内容为解决上述需要频率分辨率高的问题，本发明提出一种信号接收机与残余多普勒频率估计方法，可改善FFT的频率分辨率，且不会增加充填时间。根据本发明的一实施方式，一种信号接收器包括载波移除模块、快速傅立叶变换模块、以及信号处理器。载波移除模块用以产生频率为估计载波频率的载波信号，产生至少一频率为估计载波频率加上差量频率的差量载波信号，从第一信号移除载波信号以取得第二信号，以及从第一信号移除差量载波信号以取得第三信号；快速傅立叶变换模块耦接至载波移除模块，用以从第二信号取得一序列第一快速傅立叶变换数值，以及从第三信号取得一序列第二快速傅立叶变换数值；信号处理器耦接至载波移除模块以及快速傅立叶变换模块，用以估计第一信号的载波频率以取得估计载波频率，决定载波移除模块的差量频率，根据第一快速傅立叶变换数值与第二快速傅立叶变换数值估计第二信号的残余多普勒频率，以及依据残余多普勒频率调整估计载波频率。根据本发明的另一实施方式，一种残余多普勒频率估计方法，用于信号接收器，包括估计第一信号的载波频率，以取得估计载波频率；决定至少一差量频率；产生频率为估计载波频率的载波信号；产生至少一频率为估计载波频率加上差量频率的差量载波信号；从第一信号中移除载波信号，以取得第二信号；从第一信号中移除差量载波信号，以取得第三信号；执行第一快速傅立叶变换，用以从第二信号取得一序列第一快速傅立叶变换数值；执行第二快速傅立叶变换，用以从第三信号取得一序列第二快速傅立叶变换数值；以及根据第一快速傅立叶变换数值与第二快速傅立叶变换数值估计第二信号的残余多普勒频率；以及根据残余多普勒频率调整估计载波频率。上述信号接收机与残余多普勒频率估计方法通过估计载波频率与差量频率产生第二信号，进而透过第二信号估计残余多普勒频率，达到了改善FFT的频率分辨率，且不会增加充填时间的效果。图1为GPS接收器的方块图。图2为通道处理模块中编码移除模块的方块图。图3为后相关FFT估计的信号处理程序示意图。图4A为用以估计残余多普勒频率的FFT数值信号频谱。图4B为对应于扇状耗损状况的FFT数值的信号频谱。图5为用以由扇状耗损中估计频率差值的FFT数值的信号频谱。图6为根据本发明的一实施方式所述的具有改善FFT分辨率用以估计残余多普勒频率的信号处理器的方块图。图7为用以估计残余多普勒频率的FFT数值信号频谱。图8为根据本发明的一实施方式所述的信号接收机中透过高FFT分辨率估计残余多普勒频率的方法操作流程图。具体实施例方式为使本发明的制造、操作方法、目标和优点能更明显易懂，下文特举几个较佳实施方式，并配合所附图式，作详细说明如下图6为根据本发明的一实施方式所述的具有改善FFT分辨率用以估计残余多普勒频率(residualDopplerfrequency)的信号处理器600的方块图。模数转换器(AnalogtoDigitalConverter)602首先将模拟信号&转换成数字信号Sp编码移除模块604接着将虚拟随机噪声(PseudoRandomNoise,PRN)码从信号S1移除，以取得信号S2，其中编码移除模块604包括码产生器606、编码数控振荡器(codenumbercontrolledoscillator)608、以及关联模块605，并且编码移除模块604的架构大体与图2中的编码移除模块200相似。信号&接着被传送至载波移除模块610。载波移除模块610包括载波产生器615用以产生载波信号F，其中载波信号F的频率等于由信号处理器620所估计的载波频率f。aiCT。载波移除模块610也包括差量(delta)载波产生器616用以产生差量载波信号F’，其频率等于载波频率f。aiCT加上差量频率Δf。miCT。适当的选择差量频率Af。miCT可以观察到更广或更细的信号频谱。本发明一实施方式中，差量频率Af。aiCT小于FFT模块拟6的频率分辨率。例如，若N为FFT模块626的FFT点数，T为FFT模块626的输入采样值的采样周期(samplingperiod)，则FFT模块626的频率分辨率为1/(NXT)，而差量频率Δf。aiCT小于频率分辨率1ΛΝΧΤ)。在本发明的一实施方式中，多个差量频率具有不同的数值1/[(1^+1)乂^乂10]，其中k为差量频率的数量并且大于或等于1，J为差量频率的索引并且介于1到k之间。因此，若只有一个差量频率，则k等于1，并且差量频率Δfcarrier等于1/[2X(NXΤ)]，而差量载波产生器616会产生差量载波信号F’，其频率等于载波频率f。miCT加上差量频率1/[2X(NXT)]。两个乘法器611与612接着分别将载波信号F与差量载波信号F’从信号&中移除，以分别取得信号&与、。加法模块622接着根据数控振荡器639分别累加信号&与、的采样值。在经过等于采样周期T的时间区间后，信号&与、的累加值会输出至FFT模块6作为输入采样值。由此取得两序列FFT输入采样值&与&并将其储存在缓冲器624。FFT模块6接着分别对输入采样值&与&执行FFT，以分别取得对应于信号&与、的两组FFT数值S7与&。相干(coherent)存储器627用以储存相干累加的FFT数值，其为复数(complexnumber)0例如，当知道数据的比特流时，可使用大于20ms的相干累加周期。非相干(incoherent)存储器6用以累加FFT数值的振幅或相干存储器。信号处理器620接着可根据累加过的FFT数值S7与S8的振幅透过改善的FFT分辨率估计残余多普勒频率。信号处理器620首先根据频率顺序变换FFT数值S7与S8,以取得一序列交错的FFT数值。由于FFT数值S7与S8分别由&与、取得，其中&与、通过移除载波信号F以及与载波信号F具有差量频率Δfcarrier的差量载波信号F’取得。显示在同一信号频谱中的FFT数值S7与S8根据差量频率值Δfcarrier的频率区间交错分布。图7为用以估计残余多普勒频率的FFT数值信号频谱。根据信号&取得的FFT数值S7在图7中以圆圈表示，而根据信号、取得的FFT数值S8以三角形表示。图7清楚显示FFT数值S7与&以频率区间1/[2X(NXT)]交错分布。相较于图4A、4B以及图5中只有一序列频率分辨率为1/[(NXT)]的FFT数值，图7中交错的FFT数值的频率分辨率为1/[2X(NXT)],其大幅的被改善。信号处理器620接着可根据具有较高频率分辨率的交错FFT数值估计残余多普勒频率，以进一步改善残余多普勒频率估计的准确度。信号处理器620根据图4A、4B以及图5所示的方法估计残余多普勒频率。信号处理器620首先从交错FFT数值中选择具有最大振幅的FFT数值704。由于位于FFT数值704左边与右边的FFT数值708与710之间的振幅差异为0，因此并没有扇状耗损所产生的频率差值，并且对应于具有最大振幅的FFT数值704的频率OHz直接决定出残余多普勒频率。在决定OHz的残余多普勒频率后，信号处理器620根据估计的残余多普勒频率调整估计的载波频率f。aiCT。载波移除模块610中的载波数控振荡器618接着可产生具有准确载波频率的载波信号，并且不会有残余多普勒影响造成信号&失真。因此，信号处理器620可准确地根据信号撷取出数据而不会有残余多普勒影响。图8为根据本发明的一实施方式所述的信号接收机中透过高FFT分辨率估计残余多普勒频率的方法操作流程图800。首先，估计第一信号的载波频率(步骤80。接着，产生具有频率相等于载波频率的载波信号(步骤804)。接着，产生具有频率相等于载波频率加上差量频率的差量载波信号(步骤806)，其中差量频率小于第一FFT与第二FFT的频率分辨率。接着，将第一信号乘上载波信号以取得第二信号(步骤808)。将第一信号乘上差量载波信号以取得第三信号(步骤810)。接着，对由第二信号取得的采样值执行第一FFT以取得一序列第一FFT数值(步骤81。接着，对由第三信号取得的采样值执行第二FFT以取得一序列第二FFT数值(步骤814)。接着，根据第一FFT数值与第二FFT数值估计残余多普勒频率(步骤816)。最后，根据估计的残余多普勒频率调整载波信号以消除第二信号中由残余多普勒影响所产生的失真(步骤818)。本发明提出一种信号接收器，用以透过高FFT分辨率估计残余多普勒频率。具有频率相等于载波频率以及载波频率加上差量频率的两个载波信号分别被产生，其中差量频率小于FFT模块的频率分辨率。接着分别将两载波信号从接收到的信号中移除，以取得两个FFT输入信号。FFT模块接着对两个FFT输入信号执行FFT以取得两序列FFT数值，其以频率顺序排列，以取得一序列具有改善FFT分辨率的交错FFT数值。根据交错的FFT数值可准确地估计出残余多普勒频率。由于FFT分辨率被改善，由扇状耗损所造成的估计错误得以减少。改善的频率分辨率也可改善频率跳动、多通道影响、以及信号干扰检测的准确度。虽然本发明已以数个实施方式揭露如上，然其并非用以限定本发明，本领域的技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可做些许更动与润饰，因此本发明的保护范围当视权利要求所界定者为准。权利要求1.一种信号接收器，其特征在于，所述的信号接收器包括载波移除模块，用以产生频率为估计载波频率的载波信号，产生至少一频率为上述估计载波频率加上差量频率的差量载波信号，从第一信号移除上述载波信号以取得第二信号，以及从上述第一信号移除上述差量载波信号以取得第三信号；快速傅立叶变换模块，耦接至上述载波移除模块，用以从上述第二信号取得一序列第一快速傅立叶变换数值，以及从上述第三信号取得一序列第二快速傅立叶变换数值；以及一信号处理器，耦接至上述载波移除模块以及上述快速傅立叶变换模块，用以估计上述第一信号的载波频率以取得上述估计载波频率，决定上述载波移除模块的上述差量频率，根据上述第一快速傅立叶变换数值与上述第二快速傅立叶变换数值估计上述第二信号的残余多普勒频率，以及依据上述残余多普勒频率调整上述估计载波频率。2.如权利要求1所述的信号接收器，其特征在于，上述快速傅立叶变换模块的频率分辨率为1/(NXT)，其中N为上述快速傅立叶变换模块的快速傅立叶变换点数，并且T为上述快速傅立叶变换模块的采样周期。3.如权利要求2所述的信号接收器，其特征在于，上述差量频率等于J/[(k+1)X(NXΤ)]，其中k为上述差量载波信号的数量并且大于或等于1，J为上述差量载波信号的索引并且介于1到k之间。4.如权利要求1所述的信号接收器，其特征在于，上述载波移除模块包括载波产生器，根据上述估计载波频率产生上述载波信号；差量载波产生器，耦接至上述载波产生器，根据上述差量频率产生上述差量载波信号；第一乘法器，耦接至上述载波产生器，用以将上述第一信号乘上上述载波信号以取得上述第二信号；以及第二乘法器，耦接至上述差量载波产生器，用以将上述第一信号乘上上述差量载波信号以取得上述第三信号。5.如权利要求1所述的信号接收器，其特征在于，上述快速傅立叶变换模块从上述第二信号取得具有上述采样周期的一序列第一快速傅立叶变换输入采样值，以及从上述第三信号取得具有上述采样周期的一序列第二快速傅立叶变换输入采样值，并且上述快速傅立叶变换模块接着对上述第一快速傅立叶变换输入采样值执行上述快速傅立叶变换点数的快速傅立叶变换，以取得上述第一快速傅立叶变换数值，并且对上述第二快速傅立叶变换输入采样值执行上述快速傅立叶变换点数的快速傅立叶变换，以取得上述第二快速傅立叶变换数值。6.如权利要求5所述的信号接收器，其特征在于，所述的信号接收器更包括加法模块，耦接于上述载波移除模块与上述快速傅立叶变换模块之间，在等于上述采样周期的时间区间反复地累加上述第二信号的采样值以取得一序列上述第一快速傅立叶变换输入采样值，并且在等于上述采样周期的上述时间区间反复地累加上述第三信号的采样值以取得一序列上述第二快速傅立叶变换输入采样值；以及缓冲器模块，耦接于上述加法模块与上述快速傅立叶变换模块之间，用以暂存上述第一快速傅立叶变换输入采样值与上述第二快速傅立叶变换输入采样值。7.如权利要求5所述的信号接收器，其特征在于，所述的信号接收器更包括积丢模块，耦接于上述载波移除模块与上述快速傅立叶变换模块之间，用以反复地在上述采样周期的时间区间积分上述第二信号以取得一序列上述第一快速傅立叶变换输入采样值，并且用以反复地在上述采样周期的时间区间积分上述第三信号以取得一序列上述第二快速傅立叶变换输入采样值；以及缓冲器模块，耦接于上述积丢模块与上述快速傅立叶变换模块之间，用以暂存上述第一快速傅立叶变换输入采样值与上述第二快速傅立叶变换输入采样值。8.如权利要求1所述的信号接收器，其特征在于，上述信号处理器根据频率顺序变换上述第一快速傅立叶变换数值与上述第二快速傅立叶变换数值的顺序以取得一序列具有高快速傅立叶变换频率分辨率的交错快速傅立叶变换数值，从上述交错快速傅立叶变换数值选择具有最大振幅的最大快速傅立叶变换数值，以及根据上述最大快速傅立叶变换数值的频率估计上述残余多普勒频率。9.如权利要求8所述的信号接收器，其特征在于，上述信号处理器更从上述交错快速傅立叶变换数值选择三个相邻且具有最大振幅的快速傅立叶变换数值，包括具有较低频率的左侧快速傅立叶变换数值、具有中等频率的上述最大快速傅立叶变换数值、以及具有较高频率的右侧快速傅立叶变换数值，并且上述信号处理器更根据上述左侧快速傅立叶变换数值与上述右侧快速傅立叶变换数值之间的振幅差异值估计由扇状耗损所产生的频率差值，并且将上述频率差值与上述最大快速傅立叶变换数值的上述中等频率相加以取得上述残余多普勒频率。10.如权利要求8所述的信号接收器，其特征在于，上述信号处理器更交错上述第一快速傅立叶变换数值与上述第二快速傅立叶变换数值，以形成上述交错快速傅立叶变换数值，由此提高上述交错快速傅立叶变换数值的快速傅立叶变换频率分辨率。11.如权利要求1所述的信号接收器，其特征在于，上述信号处理器决定具有不同值的差量频率用于上述载波移除模块，上述载波移除模块依据上述差量频率产生多个差量载波信号，以及从上述第一信号移除上述差量载波信号以获得第三信号，上述快速傅立叶转换模块从上述第三信号获得第二快速傅立叶变换数值，并且上述信号处理器根据上述第一快速傅立叶变换数值及上述第二快速傅立叶变换数值估计上述残余多普勒频率。12.—种残余多普勒频率估计方法，用于信号接收器，所述的方法包括估计第一信号的载波频率，以取得估计载波频率；决定至少一差量频率；产生频率为上述估计载波频率的载波信号；产生至少一频率为上述估计载波频率加上上述差量频率的差量载波信号；从上述第一信号中移除上述载波信号，以取得第二信号；从上述第一信号中移除上述差量载波信号，以取得第三信号；执行第一快速傅立叶变换，用以从上述第二信号取得一序列第一快速傅立叶变换数值；执行第二快速傅立叶变换，用以从上述第三信号取得一序列第二快速傅立叶变换数值；以及根据上述第一快速傅立叶变换数值与上述第二快速傅立叶变换数值估计上述第二信号的上述残余多普勒频率；以及根据上述残余多普勒频率调整上述估计载波频率。13.如权利要求12所述的残余多普勒频率估计方法，其特征在于，上述信号接收器的快速傅立叶变换模块执行上述第一快速傅立叶变换与上述第二快速傅立叶变换，并且上述第一快速傅立叶变换与上述第二快速傅立叶变换的频率分辨率为1ΛΝΧΤ)，其中N为上述快速傅立叶变换模块的快速傅立叶变换点数，并且T为上述快速傅立叶变换模块的采样周期。14.如权利要求13所述的残余多普勒频率估计方法，其特征在于，上述差量频率等于J/[(k+1)X(NXΤ)]，其中k为上述差量载波信号的数量并且大于或等于1，J为上述差量载波信号的索引并且介于1到k之间。15.如权利要求13所述的残余多普勒频率估计方法，其特征在于，上述执行上述第一快速傅立叶变换的步骤更包括从上述第二信号取得具有上述采样周期的一序列第一快速傅立叶变换输入采样值；以及对上述第一快速傅立叶变换输入采样值执行上述快速傅立叶变换点数的上述第一快速傅立叶变换，以取得上述第一快速傅立叶变换数值；以及上述执行上述第二快速傅立叶变换的步骤更包括从上述第三信号取得具有上述采样周期的一序列第二快速傅立叶变换输入采样值；以及对上述第二快速傅立叶变换输入采样值执行上述快速傅立叶变换点数的上述第二快速傅立叶变换，以取得上述第二快速傅立叶变换数值。16.如权利要求15所述的残余多普勒频率估计方法，其特征在于，上述第一快速傅立叶变换输入采样值是通过反复地在上述采样周期的时间区间累加上述第二信号的采样值取得，以及上述第二快速傅立叶变换输入采样值是通过反复地在上述采样周期的时间区间累加上述第三信号的采样值取得。17.如权利要求15所述的残余多普勒频率估计方法，其特征在于，上述第一快速傅立叶变换输入采样值是通过反复地在上述采样周期的时间区间积分上述第二信号取得，以及上述第二快速傅立叶变换输入采样值是通过反复地在上述采样周期的时间区间积分上述第三信号取得。18.如权利要求12所述的残余多普勒频率估计方法，其特征在于，上述移除上述载波信号的步骤更包括将上述第一信号乘上上述载波信号以取得上述第二信号，以及上述移除上述差量载波信号的步骤更包括将上述第一信号乘上上述差量载波信号以取得上述第三信号。19.如权利要求12所述的残余多普勒频率估计方法，其特征在于，上述估计上述残余多普勒频率的步骤包括根据频率顺序变换上述第一快速傅立叶变换数值与上述第二快速傅立叶变换数值的顺序以取得一序列具有高快速傅立叶变换频率分辨率的交错快速傅立叶变换数值；从上述交错快速傅立叶变换数值选择具有最大振幅的最大快速傅立叶变换数值；以及根据上述最大快速傅立叶变换数值的频率估计上述残余多普勒频率。20.如权利要求19所述的残余多普勒频率估计方法，其特征在于，上述估计上述残余多普勒频率的步骤更包括从上述交错快速傅立叶变换数值选择三个相邻且具有最大振幅的快速傅立叶变换数值，包括具有较低频率的左侧快速傅立叶变换数值、具有中等频率的上述最大快速傅立叶变换数值、以及具有较高频率的右侧快速傅立叶变换数值；根据上述左侧快速傅立叶变换数值与上述右侧快速傅立叶变换数值之间的振幅差异值估计由扇状耗损所产生的频率差值；以及相加上述频率差值与上述最大快速傅立叶变换数值的上述中等频率以取得上述残余多普勒频率。21.如权利要求19所述的残余多普勒频率估计方法，其特征在于，上述变换上述第一快速傅立叶变换数值与上述第二快速傅立叶变换数值的顺序的步骤是通过交错上述第一快速傅立叶变换数值与上述第二快速傅立叶变换数值达成，以形成上述交错快速傅立叶变换数值，由此提高上述交错快速傅立叶变换数值的快速傅立叶变换频率分辨率。全文摘要本发明是关于一种信号接收器与估计残余多普勒频率的方法。载波移除模块产生频率为估计载波频率的载波信号、至少一频率为估计载波频率加差量频率的差量载波信号、从第一信号移除载波信号以取得第二信号、从第一信号移除差量载波信号以取得第三信号。FFT模块分别从第二与第三信号取得第一与第二FFT数值。信号处理器根据第一与第二FFT数值以取得第一信号的估计载波频率、并据以决定载波移除模块的估计载波频率、决定载波移除模块的差量频率。上述信号接收机达到了改善FFT的频率分辨率，且不会增加充填时间的效果。文档编号H04L27/00GK102209057SQ20111016921公开日2011年10月5日申请日期2008年5月12日优先权日2007年7月27日发明者陈坤佐申请人:联发科技股份有限公司