专利名称：用于相干调制的导频结构的制作方法
技术领域：
本发明的实施例总体涉及通信系统，更具体地涉及在电力线通信中用于相干调制的导频结构。
背景技术：
国际电信联盟(ITU)电信标准化局正在开发标识为G. hnem的新标准，使低成本智能电网应用成为可能，例如配电自动化、智能仪表、智能家电和用于电气交通工具的先进的再充电系统。G. hnem标准链接电网和通信网络，使公共设施能够进行更高层次的监控并且能够支持电力线作为通信介质。G. hnem标准支持Ethernet、IPv4和IPv6协议，并且基于G. hnem的网络可以与基于IP的网络进行集成。G. hnem标准定义了低于500kHz频率时在交流和直流电力线上用于窄带正交频分复用(OFDM)电力线通信的物理层和数据链路层。ITU正在考虑G. hnem标准中将使用的调制格式。预计G. hnem将支持相干调制并且应指定导频模式。然而，G. hnem标准目前没有使用特定的导频模式。导频模式在例如在电力线上或其他介质上传输正交频分复用(OFDM)码元的其它电力线通信网络和其它通信技术中是有用的。
发明内容
可以指定嵌入在OFDM码元报头和有效载荷中的导频音调的模式，以改进信道估计并且减轻时钟和信道特性中的漂移。在电力线通信中通常观察到的多种信道和噪声条件下，相干调制提供超过差分 调制多于2dB的性能增益。公开了一种导频结构，其能够在实际条件下进行信道估计，而不会弓I起实现复杂性。
参照附图描述例示实施例，其中图1是用于实施本发明的实施例的系统的框图；图2示出根据一个实施例的基本导频结构；图3示出在一个实施例中针对非导频音调的音调执行的信道估计；图4示出了替换导频结构；图5示出具有8. 25%开销的导频结构；图6示出具有16. 5%开销的导频结构；图7示出在另一实施例中使用的导频模式组合。
具体实施例方式图1是用于实施本发明实施例的系统100的框图。设备101和102经由信道107和108进行通信。设备101和102包括处理器103，该处理器103用于处理经由发送器104将被发送到其他设备的信号并且用于处理经由接收器105从其他设备接收到的信号。信号Xi由设备101中的发送器104-1经下行链路信道107传输到设备102中的接收器105-2。下行链路信道107具有信道特性hi;其影响传输的信号，使得在接收器105-2处检测到修改的信号yi。此外，在接收器105-2处会接收到或者检测到噪声IV类似地，信号Xj由设备102中的发送器104-2经上行链路信道108传输到设备101中的接收器105-1。上行链路信道108具有信道特性Iij，其影响传输的信号，使得在接收器105-1处检测到修改的信号y」。在接收器105-1处会接收到或者检测到噪声r^。经信道107和108在每个设备处接收到的信号Ii和Yj可以被表示为y^hiXj+rii(等式 I)yj-hjXj+rij(等式 2)忽略噪声分量，可以使用已知的发送的信号X (例如，已知的导频信号)和观测到的接收的信号I如下列等式中所示确定每一信道的特性h h^Yi/xj(等式 3)hj=yj/Xj(等式 4)下行链路信道107和上行链路信道108可以表示设备101和102之间的有线或无线接口。例如，设备101可以是基节点、集中器(concentrator)或在电力线通信(PLC)网络中作为网络或通信技术的主设备的其他设备。设备102可以是调制解调器、仪表或者可以受益于或需要同基节点交换数据的其他设备，包括例如家用网络、接入点、基站、微微蜂窝基站(picocell)/超微蜂窝基站(femtocell)、电动车充电站等。PLC网络中的信道107和108可以包括变压器或其他接口两端的中压(MV)线和低压(LV)线之间的过渡。例如，设备101可以连接到MV线，而设备102可以连接到LV线，该LV线继而由变压器耦合到MV线。通信信号Xi和Xj可以 是遵从G. hnem, PRIME (电力线相关的智能计量演进)或G3标准的正交频分复用(OFDM)信号。在其他的实施例中，设备101和102可以经由无线信道107和108使用OFDM信号
进行通信。处理器103可以是基于软件、固件、硬件的部件，或者它们的组合。处理器103也可以控制设备101、102之间传输的信号的调制。存储器106可以用来存储将被发送的信号和码元、接收到的信号和码元、调制方案、处理器103使用的计算机程序指令、软件和固件以及在通信过程中需要的任何其他参数。应当理解，存储器106可以是任何可应用的存储设备，例如，固定或可移动的RAM、ROM、闪存或者是分离于或集成到处理器103的磁盘驱动器。应当理解，图1中的设备101和102仅用于图示目的，无意限制能够利用本文所述导频结构的系统或设备的范围。使用常规时间-频率的导频结构能够对使用OFDM传输的系统进行两种增强(I)信道估计和(2)载波与采样频率跟踪。采样频率跟踪更加相关于窄带PLC系统。众所周知，具有理想信道估计结果的相干调制比差分调制具有显著的性能增益。然而，两方面考虑阻止了广泛应用相干调制到窄带PLC系统(I)存在频率选择性失真和电力线噪声时信道估计结果的准确 度，和(2)相干调制的复杂性。这两方面考虑可以通过适当地设计通信系统来缓解，以帮助简单、健壮地实现相干调制。ITU-电信标准化部门临时文档 10GS3-059，题为 “Proposal To Use CoherentModulation For G. hnem. ”日期_,其公开的内容通过引用结合在本文中，该文档使用仿真结果以展示相干调制超过差分调制的增益。此外，展示了低复杂度的信道估计方法。德州仪器，ad hoc call 8 月，2010 年，题为 “Performance of Coherent Modulation, ” 其公开的内容通过引用结合在本文中，该文建议G. hnem采用数据载波相对于固定相位基准的相干调制。希望接收器使用低复杂度方法，该方法在整个帧中以及存在载波频率漂移和其他减损时获得准确的信道估计结果。可以通过使用前导码元获得初始信道估计结果。由于以下原因，有必要传输在报头和数据码元中嵌入的规则的时间-频率导频。首先，前导插入的主要目标是为了确保准确的同步。前导不必设计为实现针对最高调制模式所需的信道估计准确度水平。在前导码元受到脉冲噪声影响的情况下尤其如此，此情况在电力线系统中是普遍的。其次，即使用前导获得准确的信道估计结果，由于载波漂移和实际信道中潜在的小变化，这些信道估计在整个帧上可能也不是准确的。上述两个问题，可以通过使用嵌入在报头和数据码元中的规则的时间-频率导频载波得到缓解。以下将进一步详细讨论建议的导频结构的示例。图2不出基本的导频结构。每个圆圈表不载波或音调(tone)。实心圆表不传输已知数据的导频音调。空心圆表示可用于报头或数据通信的音调。图2中示出的网格200在时间和频率上重复以生成整个的PHY帧。每个OFDM码元202各自包括八个音调201-1到201-8。在任何给定的码元202中，每8个音调是导频音调203-206。导频音调的位置在每个码元中被移位两个音调，以产生周期性模式。因此，在每第四码元上，导频将出现在相同的首调上。在网格200中使用的模式导致一些音调201-2、201-4、201_6和201-8从不承载导频。相反地，这些音调仅承载数据或报头信息。在间或用于导频201-1、201-3、201-5和201-7的音调上，四个码元中的三个承载数据或报头信息。由于接收器不知道最初传输的音调的内容，所以必须估计用 于这些非导频(即，数据或报头信息)音调的信道。图3图示在一个实施例中针对非导频音调的音调如何执行信道估计。图3也图示图2中的网格200如何随时间在重复模式中继续。图3中图示四个重复200-1到200-4。只要需要，可以重复此模式，以在两个或更多设备之间传输数据。音调301不是导频音调，而是承载数据或报头信息。为了恢复传输的数据，接收器必须估计用于音调301的信道。通过时间内插接着是频率内插可以进行信道估计。图3图示时间内插的一个实施例。对于每个新码元301，在相同频率302、303、304上的三个之前的导频被过滤，以估计用于新码元301的音调上的内插的信道。在时间-内插过程结束时，导频数据或内插估计结果在每个OFDM码元的每个第二音调上是可用的。例如，在码元300中，可以使用在音调301、305和306上的三个之前的导频估计音调301、305和306上的信道并且可以从导频计算出音调307。然后可以使用频率内插以估计时间内插的音调之间的音调的信道。例如，可以通过在音调305和306之间进行内插来估计音调308的信道。因为仅使用过去的导频，所以信道估计是因果性的并且没有大的时延或者存储需求。图3中示出的需要两个一维滤波器的序列可能并不总是最优的，但是该序列容易实现，并且已经通过仿真示出达到近似最优的性能。
图3中示出的过程也展示了使用周期性时间-频率结构的值。就相同的性能目标而言，非周期性的或近似随机的导频位置增加了信道估计的复杂度。这可以通过考虑时间-频率网格的二维采样更正式地建立。假定时间-频率相关频谱可能是平滑的，则时间-频率网格的均匀采样是生成信道估计结果的最有效的方式。也可以考虑其它可能的导频结构。图2和3中示出的规则导频结构由以下参数化承载导频的码元中的导频之间的频率间隔F ;导频模式的最小周期T ;以及周期T内承载导频的码元的数量T,这些参数确定了导频的开销，并且还确定了在最坏情况条件下的预期性能。最大信道长度。在时间内插以后，每F/I*音调中导频是可用的，其中Tm是在周期中承载导频的码元的数量并且F是频率间隔。这有效地相当于在频域中以F/Tw下采样信道。在时域中信道估计结果的“无混叠”周期是N/ (F/Tw)，其中N是子载波的数量。在一个实施例中，考虑了多达N/8长的信道。进一步地,在基于前导(preamble-based)的置入中可能有误差，其导致有效信道更长。因此，(F/TQN)应被选择为至多是四。时间相干性。只要信道长度小于N/ (F/Ton)，就可以看出，可容许的信道相干时间是Ton个码元。如果信道的自相关函数具有小于Tw个码元的持续时间，那么可以通过取平均来实现准确的信道估计。在电力线通信的背景下，信道不连续变化。然而，在信道中存在一些变化。该变化通常与干线同步。进一步地，在噪声中也有时间选择性。因此，推荐保持Tw较小。此外，Ton的较小值也确保在同一音调上的导频靠得更近，这意味着在承载导频的码元之间的相位漂移更小。
开销。导频的开销是(l/FVO^/T)。将期望确保开销小于10%。参数选择的影响。由于(F/Ton) ( 4，Ton/F彡25%。因此，为了限制开销到10%左右，确保T>2是必要的。应注意，选择(F/TJ小于4增加了同一周期的开销，而对容许典型信道长度的能力没有任何增益。表I给出了一些示例组合。
tn ￥ mmmi TmmMm Ii _内承载|丽|最大分段倍
^ FT导频的码元(1/F)/(Ton/T) 逬长度
的数. FZTon
Ton
I B8812.5%I
—I I4412.5%2
I 126I8.25%2
I 6428.33%3
I 12448.25%3
I 62216.67%I表I组合5和6给出了具有小开销的分段信道长度的期望值。它们也给出了比组合I和3更小的导频周期。因此，模式5或者6中的一个对于G. hnem标准将是有用的。
在图2和3中使用的模式的导频开销是12. 5%。通过在每个交替码元上传输导频，这种开销可以减半。此修改将增加导频的周期性到8。由于PLC信道在少数码元内不显著变化，所以得到的性能退化可能很小。图4中图示替换的导频结构。此模式对应于表I中的组合号4并且频率间隔是6个音调401以及周期是4个码元。用于此模式的开销是8. 33%。导频音调403、405出现在每隔一组码元402中。交替的码元404和406没有承载导频。这种组合适于3GPP LTE0图5示出了表I中具有8. 25%开销的组合号5。此组合被用在DVB-H (手持数字视频广播)标准中。在图5中的模式使用的频率间隔501是12以及导频模式周期是4。每个码元502包括导频音调503 506。图6不出了表I中具有16. 5%开销的组合号6。图6中的模式使用频率间隔601是6以及导频模式周期是2。每个码元602包括导频音调603、604。导频参数的选择。随着导频开销减少，降低了导频的密度，因此，用于在相同时间频率跨度上取平均的导频数量更少。这会导致较高的信道估计误差。更具体地，如果信道随时间(或频率)显著变化，则较大时间(或频率)周期意味着导频结构提供较差的性能。进一步地，应注意到，对于越高的数据速率，信道估计准确度的期望水平越高。以下将论述两种可能的方法以确定导频开销。应当理解，也可使用其它的方法。首先，导频开销可以被选择为固定值，该固定值可以提供信道估计准确度以支持最坏情况信道变化和最高数据速率。其次，可以根据一个或多个使用的数据速率/调制方案以及时间和频率中的信道变化统计来改变数据码元中的导频模式。在一个实施例中，用于报头的导频模式总被固定为一种模式，其可以被设计为支持用于报头的小数据速率。用于数据的导频模式要么以信号形式明确发送在报头中， 要么从信号形式发送的调制和数据速率的参数中隐含导出。对于较高的数据速率，或者当在频带某部分中使用较高阶调制模式时，可以使用较高开销的导频模式。例如，8. 33%的开销结构可以用于报头和较低的数据速率。对于较高的数据速率，可以使用12. 5%的开销结构。在一个替换的实施例中，在每个码元中传输导频，而不是在交替码元上没有导频。在示例性实施例中，对于12. 5%开销导频结构获得了仿真结果。仿真结果展示了相干调制超过差分调制的增益。在仿真中，假设仅从导频获得信道估计。虽然通过使用前导可以改进这些仿真结果，但是它们提供了比较性能的基线，而不必去决定确切的前导长度。在仿真实施例中考虑了下面的信道和噪声模型。这些参数覆盖了在典型电力线通信信道中观测到的损害的范围。1.具有加性白噪声的单抽头(Single-tap)信道。2.在几个音调中具有强窄带干扰的单抽头信道。3.频率选择性信道。4.具有与AC干线同步的周期性脉冲噪声的单抽头信道。5.在初始的基于前导校正后的残留采样频率偏移。对于这些损害，应注意到前三种是静态现象，其中信道值和噪声统计不随时间变化。因此，信道估计是简单的，并且在这些情况下通过在多个码元上取平均可以使信道估计根据需要尽可能准确。
第四和第五种情况分别导致了在信道值和噪声统计中规则的时变变化，并且这两种情况对于导频辅助的信道估计最具挑战性。表2列出了仿真参数和仿真结果的汇总，即使在这些条件下，其也显示了良好的性能。具有白噪声的单抽头信道。在白噪声下的多种方案的性能也被考虑。针对具有1//2编码速率的BPSK (二进制相移键控)和QPSK (正交相移键控)调制，已经观测了其性能。对于BPSK调制，具有理想信道估计结果的相干调制给出了超过差分调制多于3dB的增益，并且对于QPSK调制，给出了超过差分调制接近2. 7dB的增益。即使对于实际的信道估计，多数增益仍可以维持。
权利要求
1.一种方法，其包括 接收从第一设备传输到第二设备的多个正交频分复用(OFDM)码元，所述OFDM码元中的每一个具有多个音调； 识别所述OFDM码元中的导频音调，所述导频音调以周期性模式出现；以及过滤出现在选定频率上的预定数量的导频音调，以确定针对所述选定频率的内插信道估计结果。
2.根据权利要求1所述的方法，其进一步包括 在选定时间生成针对第一频率的内插信道估计结果； 在所述选定时间生成针对第二频率的内插信道估计结果；以及在针对所述第一频率的内插信道估计结果和针对所述第二频率的内插信道估计结果之间进行内插，以在所述选定时间生成针对第三频率的内插信道估计结果。
3.根据权利要求2所述的方法，其中所述第三频率在所述第一频率和所述第二频率之间。
4.根据权利要求2所述的方法，其中针对所述第一、第二和第三频率的内插信道估计结果与单个码元关联。
5.根据权利要求1所述的方法，其进一步包括 在选定时间识别与针对第一频率的导频音调关联的导频音调信道特性； 在所述选定时间生成针对第二频率的内插信道估计结果； 在所述信道特性和针对所述第二频率的内插信道估计结果之间进行内插，以在所述选定时间生成针对第三频率的内插信道估计结果。
6.根据权利要求1所述的方法，其中过滤步骤还包括过滤出现在所述选定频率上的最后三个导频音调，以确定针对所述选定频率的内插信道估计结果。
7.根据权利要求1所述的方法，其中在每个OFDM码元中的每第十二个频率上承载导频音调；以及其中在相邻码元上的所述导频音调被循环移动三个音调。
8.根据权利要求1所述的方法，其中所述导频音调不会在所述OFDM码元中的每个音调上出现。
9.一种装置，其包括 接收器，其适于接收多个正交频分复用(OFDM)码元，所述OFDM码元中的每一个具有多个音调；以及 处理器，其耦合到所述接收器，所述处理器适于识别所述OFDM码元中的导频音调，所述导频音调以周期模式出现，并且所述处理器适于过滤出现在选定频率上的预定数量的导频音调，以确定针对所述选定频率的内插信道估计结果。
10.根据权利要求9所述的装置，其中所述处理器还适于 在选定时间生成针对第一频率的内插信道估计结果； 在所述选定时间生成针对第二频率的内插信道估计结果；以及在针对所述第一频率的内插信道估计结果和针对所述第二频率的内插信道估计结果之间进行内插，以在所述选定时间生成针对第三频率的内插信道估计结果。
11.根据权利要求10所述的装置，其中所述第三频率在所述第一频率和所述第二频率之间。
12.根据权利要求10所述的装置，其中针对所述第一、第二和第三频率的内插信道估计结果与单个码元关联。
13.根据权利要求9所述的装置，其中所述处理器还适于 在选定时间识别与针对第一频率的导频音调关联的导频音调信道特性； 在所述选定时间生成针对第二频率的内插信道估计结果；以及在所述信道特性和针对所述第二频率的内插信道估计结果之间进行内插，以在所述选定时间生成针对第三频率的内插信道估计结果。
14.根据权利要求9所述的装置，其中所述处理器还适于过滤出现在所述选定频率上的最后三个导频音调，以确定针对所述选定频率的内插信道估计结果。
15.根据权利要求9所述的装置，其中在每个OFDM码元中的每第十二个频率上承载导频音调；并且其中在相邻码元上的所述导频音调被循环移动三个音调。
16.根据权利要求9所述的装置，其中所述导频音调从不出现在所述OFDM码元的某些音调上。
17.根据权利要求9所述的装置，其中所述导频音调不会出现在交替的OFDM码元上。
全文摘要
一种用于在电力线通信(PLC)网络(100)中使用正交频分复用(OFDM)码元进行通信的系统和方法。OFDM码元根据预定的模式承载导频音调。接收设备(105-1,105-2)识别每个频率上的导频音调。过滤选定频率上的之前接收到的一组导频音调，以生成针对新码元中选定频率上的音调的信道估计结果。可以对OFDM码元内的两个不同频率上的信道估计结果进行内插，以通过OFDM码元确定针对第三频率的信道估计结果。
文档编号H04B3/54GK103069760SQ201180034558
公开日2013年4月24日 申请日期2011年7月12日 优先权日2010年7月12日
发明者B·瓦拉达拉雅, A·达巴克, Ii·H·金, A·瑞迪 申请人:德克萨斯仪器股份有限公司