专利名称：用于部分相干系统的编码调制的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于数字通信系统中进行编码调制的信号构象，尤其是使用格形编码调制和多发送天线的无线系统。
背景数字通信需要通过调制载波信号发送一个比特序列到载波上来假定离散的信号值，或者构象点。虽然有效构象点数量的增加使得在给定的带宽上产生增加的数据速率，但因为于具有较少点的构象相比，邻近的构象点彼此更为接近，因此数据速率的增长增加必然导致解码器上错误频率的增加。考虑到解码器使用最大似然或者其它概率算法来正确地决定已经被接收的构象点是哪一个构象点，错误率增加是固有特性。网格编码调制(TCM)是一种编码技术，其中调制和编码通过限制邻近构象点之间的转换，在某种意义上被结合在一起而减少错误率。在这里被提及的TCM包括任何将多层/相位调制信号装置与网格编码方案结合在一起的系统，或者任何使用存储器的编码系统(例如卷积码)。一个多层/相位调制信号装置通过一个构象(不同于二进制)来描述，该构象包括多振幅，多相位或者它们的多种结合。一个平面例子在附
图1A中展示，一个16-ary QAM信号构象。
在一个非编码系统，邻近构象点之间的最小距离仅仅是Euclidean距离。TCM系统的一个基本概念是邻近构象点之间不允许转换。TCM系统仅允许在非邻近点之间转换，从而使允许转换的点之间的最小Euclidean距离，术语称为自由(free)Euclidean距离，大于两个最接近点之间的Euclidean距离。因此TCM系统能够增加编码增益而不用增加带宽、功率、或者误码率。
附图1A-1D的现有技术模块图是指导性的。附图1A的16-ary QAM信号构象12通过一系列集合划分被分成相互排斥的子集，优选的是直到每个子集仅包括2个点。假设附图1A中邻近的点被距离d分开，在附图1B中的第一集合划分产生两个子集14和16，其中邻近的节点被距离 分开。在第一子集14和第二子集16之间的转换是不允许的，因此，和附图1B非编码构象相比较，自由Euclidean距离随着集合划分而增加。在附图1C中显示了第二集合划分，其中附图1B的每个子集14、16被分成2个相互排斥的集合，其中两点之间最小自由Euclidean距离被增加到2d。附图1D中描述的第三集合划分进一步分割在8个子集中的构象点，其中点之间的最小自由Euclidean距离被增加到 假设d＝1，仅被分配了两个点的子集每个产生2.828的自由Euclidean距离。允许转换距离的增加使得TCM可以增加编码增益(或者减少误码率)而不需要增加信道带宽或功率。
另外，通常假设接收器具有用于编码和构象设计的信道状态的完备知识，尤其是无线系统。在一个慢衰减信道中，将多个符号间隔的衰减系数近似保持常数，发送器可以发送训练信号使接收器精确估计衰减系数。如果这样，就可以放心的假设在接收器里有完备的信道状态信息，并使用根据这种假设设计的编码和构象。这在术语上称为相干通信系统。在许多实际情况中，由于发送序列长度有限在信道估计中存在一些误差。为了在信道估计中维持一个具有误差的给定数据速率，快速衰减信道需求较短的训练序列，导致了不可靠的信道估计。通过对相同的性能评估要求较长的训练序列，多发送天线解决了这个问题。因此，通常假设在接收器设计最佳编码/构象时知道信道参数在实际中并不总是有效的。在所出现的信道估计误差(部分相干系统)时，使用估计误差统计设计的编码和构象比在接收器中使用完备的信道状态信息设计的更让人满意。
发明概述和前面描述的现有技术相比，本发明通过使用在接收器中不假设有完备的信道状态信息的信号构象来改进TCM，从而增加了允许转换之间的距离。同样的，和现有技术TCM系统相比，本发明允许对于给定的带宽和信号功率增加编码增益，而不增加误码率。当用在MIMO系统时，本发明特别有优势，虽然优势可以通过本发明的使用实现，但也可以通过在系统中使用一个信号发送和信号接收天线实现。
本发明可以包含在一个计算机可读媒体上或里，比如一个只读存储器，一个随机访问存储器，SRAM，闪存存储器，和其它各种各样的存储器。可以是电可读的，光可读的，磁可读的，或者是它们的组合。本发明在这里不局限于任何特定的媒体类型或计算机读取程序。
本发明涉及到在数字通信中使用的信号构象。一种调制数字通信的方法是网格编码调制，在一个具体实施例中，本发明希望一种用来编码多比特的方法。该方法包括选择信号构象中至少两个相互排斥的子集中的一个和在所选子集中基于多比特的一个点，使用载波调制被选择点。在那种方式中，奖符号按照被选择的构象点进行传送。被选择的子集包括至少两个构象点，他们被基于条件分布的距离彼此分开。同样在这里被使用的相互排斥子集是没有公共构象点的子集。
在一个优选的实施例中，这个交互子集距离是Kullback-Leibler距离。此外，多输入比特优选的由m＝k1+k2比特组成，其中k1比特被编码为n比特，n比特被用来选择2n子集中的一个，k2比特用来选择被选择子集中的一个点。变量m，k1，k2是非零整数。
根据本发明的另一方面，提供一个用来发送一系列输入比特的发送器。发送器包括编码器，映射表，和用来存放至少一个信号构象的计算机可读媒体。编码器有一个用来接收多输入比特的输入。映射表的输入耦合至编码器的输出。存储媒体耦合至映射表，它选择一个信号构象子集和在所选择子集中基于多输入比特的一个点。被选择的子集包括至少两个构象点，他们被基于条件分布的距离彼此分开。优选的，距离是最大化的最小Kullback-Leibler距离。
附图的简要说明图1A-ID是在不同分区层上现有的16点QAM信号构象，其中图1A是完整的构象，图1B-1D的每一个描述了连续分区图1A到更小更多的子集。
图2是依照本发明把一个4层(4圈)信号构象划分到8子集(A-A’，B-B’，等)的示意图，每个子集定义为被条件分布的距离分开的两个点。
图3是根据本发明使用了信号构象的收发器结构图。
图4是将3比特输入与图2的信号构象的唯一点相关联的网格编码器的结构图。
图5是图2的信号构象的网格编码示意图。
图6(a)是使用根据本发明的3b/s/Hz网格编码部分相干调制的非编码8点和16点部分相干构象的性能比较图，信道估计方差为σE2=0.01.]]>图6(b)是一个和图6(a)相似的图，但是比较的是使用根据本发明的相应部分相干构象的非编码和网格编码16QAM的性能。
图7(a)-(b)是分别和图6(a)-(b)相似的图，但是信道估计方差为
σE2=0.05.]]>详细描述本发明建立在国际专利申请PCT/IB03/02088中详述的成果之上，申请由美国受理局在2003年5月29日建档，标题为“为在接收器中不完备的信道状态信息建立构象的方法和装置”(METHOD AND APPARATUS TOESTABLISH CONSTELLATIONS FOR IMPERFECT CHANNEL STATEINFORMATION AT A RECEIVER)。该成果描述了信号构象其中独立的构象点被由条件分布决定的距离所分开，比如Kullback-Leibler(KL)距离。本发明还建立在美国专利申请号[XX/XXX，XXX]，在2003年6月25日建档，标题为“用于多载波系统的信号构象”(SIGNAL CONSTELLATIONS FOR MULTI-CARRIER SYSTEMS)之上，详述了部分相干信号构象特别适用于多路径通信系统。所有上述相关申请在这里作为参考相结合。
在这里使用的部分相干系统是一个通信系统，其中的接收器没有信道状态信息(CSI)的准确知识，并且部分相干构象是假设在接收器中有较少CSI完备知识的信号构象。基于条件分布的距离是在点或实体之间的距离，其中至少一点的位置由基于点的可能位置的统计所决定，例如概率密度。一个或所有点的分布可以通过这种统计测量来决定，它们之间的距离是基于条件分布的距离。通过概率密度指定信号构象点的位置，信道衰减统计被直接和信号构象相结合。相反地，指定点基于严格的Euclidean间隔是隐含了假设在接收机有完备的CSI(相干系统)。
用于此处目的条件分布之间的优选距离是Kullback-Leibler(KL)距离，同样有时称为相关熵。通常，两个密度f和g之间的KL距离D(f‖g)被定义为D(f||g)=∫flogfg]]>如果f的支持集被包含在g的支持集中，距离D(f‖g)仅是有限的。连续的， 被设置等于零。在条件分布中许多不同类型的距离函数适于信号构象设计，例如KL距离，Chernoff距离，J-divergence，Bhattacharyya距离，Kolmogorov距离，和其它各种名字的。
如上边简略提到的申请，对于部分相关系统的信号构象可以通过距离来分割构象点得到优化，这个距离不是Euclidean，而是条件分布间的距离。信道衰减统计被用来编码附加信息到时空矩阵信号构象作为构象点的振幅变化。在条件分布中距离的特别优势尺寸是Kullback-Leibler距离。因为前面的工作不依赖接收器中完备的信道状态信息，现有技术假设引入错误不通过通信系统传播，因此更精确的信号构象和现有技术构象相比可以减少误码率。宣称在较复杂信道和多信道上有优势，例如系统使用多发送天线。在实际的系统中，在前面申请中所描述的部分相关构象当使用合适的外部码时更加有优势。在本例中外部码的设计准则不同于已存在的Euclidean或者Hamming距离所基于的设计准则。
通过下面的数学公式的详述，发明者发现KL距离有一个附加特性，该特性和Euclidean距离在相干系统和现有技术构象中的一些表现有些相似。在被接收的分布中KL距离对应于两个码字，码字范围覆盖若干个相干间隔，KL距离是在那些相干间隔中KL距离的总和。这个附加的特性和通过集合划分的映射相结合，用来在平稳衰减环境中为部分相干系统设计网格编码调制方案。集合划分的映射在下面详述，特别是和G.Ungerboeck在“CHANNEL CODINGWITH MULTILEVEL/PHASE SIGNALS”中涉及的网格编码调制相结合，文章在IEEE Transactions on Information Theory，第IT-28卷，第55-67页，1982年1月出版，在这里合并做为参考。和传统TCM基于Euclidean距离集合划分不同，本发明的部分相干编码调制基于KL距离集合划分。在下面显示的仅仅是信道估计误差百分比的平均值，本发明的编码调制实施例实现了显著的性能增益，超过了传统构象和网格编码调制方案。
系统模型假设数据块B，每个长度为T的信号间隔(这里T是信道的相干间隔)。将尺寸为T×M(这里M是发送天线数)的B信号矩阵堆积成发送矩阵S的形式。类似的，接收信号被集中到T×BN的矩阵X中，这里N是接收天线数。根据这些假设，接收矩阵可以根据发送矩阵，信道矩阵，附加噪声，使用下面的表达式表示X＝SH+W [1]其中
X＝X1…XB， W＝W1…WB，[2]和 [3]这里b＝1，...，B。输入项W假设为复合了来自分布CN(0，1)的高斯分布随机变数的独立回路。同样，随着块衰减假设信道具有相干间隔T，非零输入项H也是复合了来自分布CN(0，1)的高斯分布随机变数的独立回路，这些独立假设产生p(X|S,H)=Πb=1p(Xb|Sb,Hb).]]>[4]相似的定义TM×TN信道估计对角矩阵， 和同样在接收器的估计误差这里b＝1，...，B，因此 产生 非零输入项 和 被假设为复合了高斯分布随机变数的独立零值回路。每个信道系数的估计方差δE2也同样被假设，导致对于非零输入项 的CN(0，σE2)分布和对于输入项 的CN(0，(1-σE2))分布。通过设置σE2等于0或者1，这个模型分别的减少相干和非相干系统模型。
使用上面对矩阵 和 的分布产生p(X|S,H^)=EH~{P(X|S,H^,H~}...[8]]]>=Πb=1Bexp{-tr[(IT+σE2SbSbH)-1(Xb-SbH^b)(Xb-SbH^b)H]}πTNdetN(IT+σE2SbSbH)···[9]]]>最大似然(ML)解码将找到将给定的接收矩阵和信道估计的上述表达式最大化的信号矩阵。对等式[9]取对数，和忽略公共项，对数似然函数是 由于和中的每项依赖被发送的矩阵仅仅在一个相干间隔中，解码器可以使用维特比算法。
编码设计准则按照Stein的理论，可达到的最好误差指数使用假设检验通过对应于假设分布的Kullback-Leibler(KL)距离给予。虽然可达到的最好误差指数通过监测器实现，监测器有较高偏差有利于假设优于ML监测器，ML监测器的执行也和分布的KL距离相关。因此，请参考前面的相似专利申请，Kullback-Leibler(KL)距离被用来作为执行准则。使用前面的等式[9]和两个乘积分布的KL距离是独立分布的KL距离的总和这一事实，两个条件分布 和 的KL距离通过下式给出D(pi||pj)=Σb=1Db(Hb),...[11]]]>其中Db(H^b)=Ntr{(IT+σE2SibSibH)(IT+σE2SjbSjbH)-1}-NT]]>-Nlndet{(IT+σE2SibSibH)(IT+σE2SjbSjbH)-1}]]>+tr{(IT+σE2SjbSjbH)-1(Sib-Sjb)H^bH^bH(Sib-Sjb)H}.]]>[12](为了符号的简化，信号矩阵Si和Sj不包括在函数Db的参数中。)从上面明显看出，这些KL距离依赖于 不能直接作为设计量度。发现从期望的KL距离可以导出设计准则是有利的，按照Stein的理论，N是渐进的，从Sj到Si的错误是成对的误差概率，被设计用于最大化误差概率的指数衰退速率的最好假设检验可以被大致给出 为了得到希望的KL距离，我们发现等式[13]所希望的值和 的分布有关，它是一个乘积分布 因此， =Πb=1Bexp(-D‾b(pi||pj))...[19]]]>=exp(-Σb=1BD‾b(pi||pj))...[20]]]>其中，D‾b(pi||pj)=Ntr{(IT+σE2SibSibH)(IT+σE2SjbSjbH)-1}-NT]]>-Nlndet{(IT+σE2SibSibH)(IT+σE2SjbSjbH)-1}]]>+Nlndet{IM+(1-σE2)(Sib-Sjb)H(IT+σE2SjbSjbH)-1(Sib-Sjb)}]]>[21]根据上面的等式[20]，给出所希望的KL距离D‾(pi||pj)=Σb=1BD‾b(pi||pj)...[22]]]>如前面所示的那样，如同Euclidean几何学，KL距离被附加到块衰减中。因此编码设计准则是最大化KL距离和的最小值(独立KL距离和对应于码字中不同信号矩阵)。在AWGN信道中相关的编码设计准则有些相似，在AWGN信道中设计准则是最大化Euclidean 距离和的最小值。那些被用于在AWGN信道中设计编码调制方案的相似技术也能被用于对非相干和部分相干系统设计较好的外部码。
部分相干编码调制如上所示，希望的KL距离附加特性和Euclidean距离附加特性相似，它被网格编码调制(TCM)方案设计用于AWGN信道有效带宽的网格编码。编码调制考虑到调制做为编码整体的一部分来实现在一对码字之间的最小有效Euclidean距离的增加。这样联合编码和调制实现的一个重要方面是使用有效的映射方法，通常涉及通过集合划分做为映射方法。
在通过集合划分的映射方法中，信号设置被划分到多个相对较大的最小内子集正方形Euclidean距离的子集，同时最小交互子集距离和做为初始信号设置的最小距离是相同的。例如，一个L=2n+k2]]>构象，信号点可以被分区到2n个子集，每个子集包括2k2个点。每个m＝k1+k2信息比特块被划分成两组k1和k2比特。第一组被编码成n比特，而第二组留下不被编码。然后，用来自于编码器的n比特来选择2n个可能子集中的一个，同时k2非编码比特用来选择所选子集2k2个点中的一个。原则上，块编码或者传统编码可以被用在编码调制方案的结构中。然而，因为较简单的软判决执行对传统编码和通常的网格编码(由于可获得维特比算法)进行解码，大部分编码调制方案使用网格编码做为子编码器。在本例中，全部码(包括被编码的和非编码的比特)可以被平行发送的网格编码描述。这些平行发送对应于同样的编码输入比特，但不同于非编码比特，因此输出结果来自于相同的子集。
对于一个网格编码调制方案，在码字中最小Euclidean距离等于下面两个量中的最小值a)最小内子集Euclidean距离(由于平行发送)，和b)在组成码的网格编码中最小距离，通常涉及做为码的自由Euclidean距离。
执行集合划分的目的是最大化第一量，然而，组成编码的网格被设计用来最大化第二量。随着适当的集合划分和网格码设计，码的全部最小距离可以足够大到克服构象扩张引起的损失(由于在码中有冗余)，提供有效的编码增益。
当接收器被假设有完备的信道状态信息时，已开发出快速衰减情况中用于编码调制的类似技术，。看一个例子，D.Divsalar和M.K.Simon的“THE DESIGNOF TRELLIS CODED MPSK FOR FADING CHANNELSPERFOMANCECRITERIA”，IEEE Transactions on Communications，第36卷，第9期，第1004-1012页，1988年9月出版；和“THE DESIGN OF TRELLIS CODED MPSK FORFADING CHANNELSSET PARTITIONING FOR OPTIMUM CODEDESIGN”，IEEE Transactions on Communications，第36卷，第9期，第1013-1021页，1988年9月出版。在这些方法中的设计准则是最大化符号的Hamming距离和在一对码字中最小乘积Euclidean距离。因此，集合划分和网格设计被执行用来最大化最短误差事件路径长度和沿这条路径的Euclidean距离的乘积。
本发明扩展到在AWGN信道中传统网格编码调制来为部分相干构象设计较好的外部码。本发明和传统TCM编码方法之间的主要不同是，在本方案中设计准则是最大化对应于一对码字的条件概率之间的最小距离(优选的是KL距离)，相反在TCM中是Euclidean距离。因此，集合划分和网格编码设计在构象点之间由基于KL距离替代了Euclidean距离。图2是与参考图1A-1D所描述的现有构象划分相比较的一个例子。图2是为信道估计方差0.01和信噪比(SNR)每比特20dB设计的一个4层16点构象。图2的构象定义了4层18，20，22，24，每层定义4点在同心圈上(层24的圈仅仅描述了部分)。旋转环形层18，20，22，24来得到较大的最小KL距离。构象被分区为8个子集，每个子集包含2点(A和A′，B和B′，C和C′，等)，通过附加的参考值和相同的图像标记来识别。执行分区的目的是用于最大化在同一子集中每对点的最小KL距离，内子集KL距离。该距离在图2中示为点A和A′之间的dKL。对于一个被优化的设计构象，距离dKL在所有内子集点中是常数。同时图2的距离dKL是Euclidean，这在Euclidean空间图示构象点时有简单的限制。在每比特20dB的SNR时，在整个构象中邻近点之间的初始最小KL距离是大约3.8971，但是在被分区的构象中最小内子集距离是5.5361。即使在来自于这个分区的最小内子集KL距离的增加不是象在传统TCM方案中内子集Euclidean距离那样有意义(见前面的附图1A-1D的描述)，相似的结果显示按照最大化最小内子集KL距离的分区提供一个实质的编码增益。
对于每个3比特信息块，2比特使用8进制转换函数[142；430]16状态2/3速率卷积编码来编码，来产生3编码比特。3编码比特于是被用来选择构象8个子集中的一个，保留的非编码比特被用来从被选择子集中选择一点。
图3是一个用于说明目的的使用了本发明的收发器结构图。本发明可以被嵌入到和图示实质上不同电路的发送器，接收器，或者收发器中。附图3包括发送器侧26和接收器侧28。m＝k1+k2多比特被输入到网格编码器30中，网格编码器30映射k1以k1/(k1+1)的速率输入到n编码比特。网格编码器30典型地由多个移位寄存器来实现，它可以使网格编码器30合并存储函数所希望的比特，这个比特是预先被输入的，多个适当的模2加法器(XOR门)处理能够仅允许通常在网格编码图(见附图5)所描述的发送。网格编码器30输出n编码比特和k2非编码比特到符号映射表34，映射表中相关比特组指定一时空信号构象存储在存有图2的构象的存储器36中，例如电的或者光学只读存储器。被映射符号在块交织器32中被交织，它打乱了比一个信号间隔更长的连续突发错误，然后在脉冲整形滤波器38中整形，分离到相位I和积分Q组件，在相位旋转器40上面的转换到一个中间频率。导频音被加在一个加法器42上来帮助在接收器侧28的信道识别，由加法器42结合的信号被转换到射频，在移动无线信道48上发射44。噪音46被加到信道48的信号上，信道48被假设为快速衰减由于本发明在接收器28不知道的快速衰减信道中更加有效，但更好的是必须估计信道参数。
来自于快速衰减信道48的信号被接收50，并分离到导频音抽取器52和解相位旋转器54。信号符号通过软判决处理被分别量化56，58，解交织60和在网格解码器62中的维特比算法用于相关的解交织符号到信号构象的多个点，点被存储在和前面讨论过得相似的存储器36中。甚至获得了信道状态信息(CSI)，信道48的快速衰减特性确保了接收器28必须对信道参数做出一些估计。为了这个目的，快速衰减信道参考信道的参数变化作为足够快速的时间函数假设在接收机完备的信道状态信息是无效时，就是说假设导致了不可接收的误码时。
来自于图3的网格编码器30的结构图在图4中被详述。可以理解网格编码器30可以使用移位寄存器64和模加法器(没有显示出来)在编码块66内的多种排列，来允许或者阻止从信号构象的一个点到另一个点的可靠发送。因此附图4的描述仅作为一个例子。一个m＝k1+k2比特块被输入到网格编码器30中。k1比特在这个例子中是两比特，k1，1和k1，2，它们被输入到编码块66中，输出n＝k1+1＝3被编码比特。k2比特在这个实施例里经过网格编码器30没有改变。n编码比特选择信号构象中2n个相互排斥子集中唯一的一个。例如提及的附图2的信号构象，附图4的结构图显示了n＝0，0，0选择子集A，和k2比特在子集A中选择0或者1，n＝1，0，1选择子集F和k2比特在子集F中选择0或者1。n和k2的选择被显示在附图4的图表中。
在另一个实施例中，对于输入的3比特块中，k2不仅需要一个比特，k2可以表示通过网格编码器30没有被改变的2个比特。在这种情况下，保持k1比特是一个通过编码块66的信号比特，并被编码到2被编码比特。4比特，2个被编码，2个没有编码，从构象的2n+k2=16]]>个点中唯一的选择一个点。无论如何在这种情况下，每个构象子集定义4个要优于2个点，因为k1比特从2n=2k1+1=4]]>相互排斥的子集中选择子集，和k2比特在那个子集中的2k2=4]]>个点中选择一个点。构象点之间的有效距离是最大化的，因此误码是最小化的，每个子集只有两个点，所以优选的k2是一个比特。
图5是采用了容易读的结构描述了一个网格编码图对于图2中构象的例子和附图4的结构图允许和不允许发送的状态。左边的编号是各种输出符号，每一个描述了3输出比特。左边4个一组的数据对应于来自相关状态所允许的4个发送。
图6(a)比较了根据本发明的3b/s/Hz网格编码部分相干调制的非编码8点和16点部分相干构象的性能。在非编码8点(图中的线102)和16点(图中的线104)构象性能之间有稳定的差距是由于构象扩张引起的损失。由于本发明(图中的线106)的编码方案使得性能提高超过了损失，同时在同样的谱效率下提供实质增益超过了非编码方案。
图6(b)比较非编码和使用相应部分相干设计(最佳的在图例中标注)的网格编码16QAM在σE2=0.01]]>时性能。用于16QAM构象的编码调制方案(图中的线108，110)被设计假设在接收器中有完备的信道状态信息，就象前面所讨论的在现有技术中的特征。网格编码部分相关方案(图中的线112，114)被基于KL距离设计。明显的，部分相关设计使得在所有编码(114和110的比较)和非编码(112和108比较)系统中改进了性能。
图7(a)-(b)显示了当信道估计方差σE2=0.05]]>时方案的结果。和传统的方法的编码增益和性能比较在图7(a)和(b)中给出。在图7(a)-(b)方案的例子中性能改进超过了非编码和网格编码16QAM，甚至比在附图6(a)-(b)中的更有意义。通常，随着信道估计方差增加，较大的性能增益可以通过使用部分相干设计获得。
已经被图示和描述的这些，现在认为是所要求的发明的较好实施例，可以想到对于本领域技术人员可以进行许多改变和改进。在附加的权利要求中将覆盖所有那些落入本发明权利要求精神和范围内的改变和改进。
权利要求
1.一种用于多比特编码的方法，包括基于多比特，在信号构象的至少两个相互排斥的子集中选择一个子集并在所选择子集中选择一个点；和使用载波调制被选择的点，其中，被选择的子集包括至少两个被基于条件分布的距离分开的构象点。
2.如权利要求1的方法，其中基于条件分布的距离是Kullback-Leibler距离和所希望的Kullback-Leibler距离中的一个。
3.如权利要求1的方法，其中在信号构象中选择中选择一个子集并在所选的子集中选择一个点包括，基于m＝k1+k2多比特，使用k1比特来选择所述子集和k2比特用来选择所述子集中的点，其中m，k1，k2是非零整数。
4.如权利要求3的方法，其中使用k1比特来选择所述子集包括，编码k1比特到n编码比特，和使用n编码比特选择2n相互排斥子集中的一个，其中n比k1大。
5.如权利要求4的方法，其中k2＝1和n＝k1+1。
6.如权利要求5的方法，其中n从包括3，4，5的集合中选择，其中当n＝3时，k1比特使用2/3卷积编码进行编码，当n＝4时，k1比特使用3/4卷积编码进行编码，和当n＝5时k1比特使用4/5卷积编码进行编码。
7.如权利要求1的方法，其中构象点定义同心环，分布在一个环上的每个点和在那个环上的其它点来自于不同子集。
8.如权利要求7的方法，其中分布在一个环上的每个点与在该环上的其它点以及在邻近的环上的其它点来自于不同子集。
9.如权利要求8的方法，其中n＝3，并且每个子集定义2个点。
10.如权利要求1的方法，进一步包括发送载波，通过一个衰减信道接收载波，和使用维特比算法解码符号。
11.一种用来发送一系列输入比特的发送器，包括编码器，具有接收多输入比特的输入端；映射器，具有耦合至编码器输出的输入端；和计算机可读存储媒体，耦合至映射器，用来存储至少一个信号构象，其中映射器选择所述信号构象中的一个子集和基于多输入比特在所选子集中选择一个点，所述被选择子集包括至少两个构象点，从一个点到另一个点以基于条件分布的距离隔开。
12.如权利要求11的发送器，其中基于条件分布的距离是Kullback-Leibler距离和所希望的Kullback-Leibler距离中的一个。
13.如权利要求11的发送器，其中多输入比特包括m＝k1+k2比特，使用k1比特来选择所述子集，k2比特来选择所述子集中的点，其中m，k1，k2是非零整数。
14.如权利要求13的发送器，其中编码器将k1比特编码成n编码比特，映射器使用n编码比特选择2n相互排斥子集中的一个，其中n比k1大。
15.如权利要求14的发送器，其中k2＝1和n＝k1+1。
16.如权利要求15的发送器，其中n从包括3，4，5的集合中选择，其中当n＝3时，k1比特使用2/3卷积编码进行编码，当n＝4时，k1比特使用3/4卷积编码进行编码，和当n＝5时，k1比特使用4/5卷积编码进行编码。。
17.如权利要求11的发送器，其中构象点定义同心环，分布在一个环上的每个点和在该环上的其它点来自于不同子集。
18.如权利要求17的发送器，其中分布在一个环上的每个点和在该环上的其它点以及在邻近的环上的每个其它点来自于不同子集。
19.如权利要求18的发送器，其中n＝3，每个子集定义2个点。
20.如权利要求12的发送器进一步包括接收器，所述接收器使用维特比算法将接收到的符号解码成子集和根据构象的子集中的点。
21.一种用来编码m＝k1+k2多输入比特的方法，包括基于k1输入比特选择一个信号构象子集；基于k2输入比特选择在所选子集中的一个点，其中在所选子集中至少有两点被基于在所述两点中的至少一个点的条件分布的距离分开；和使用载波调制被选择点，其中m，k1，k2是非零整数，至少k1和k2中的一个比1大。
22.如权利要求21的方法，其中基于k1输入比特来选择信号构象的一个子集包括，编码k1输入比特到n编码比特和使用n编码比特选择2n子集中的一个，其中n是大于k1的整数，来源于k1比特和先前的多输入比特。
23.如权利要求22的方法，其中每个子集包含2个点，信号构象由2m+1点组成。
全文摘要
在快速衰减信道中用于网格(trellis)编码调制的信号构象被优化，快速衰减信道的接收器不具有信道参数的完备知识。尤其是，信号构象被划分成文档编号H04L1/00GK1890883SQ200480028740
公开日2007年1月3日 申请日期2004年9月29日 优先权日2003年10月2日
发明者M·J·博兰, B·阿张 申请人:诺基亚有限公司