用于在接入网中将时间准确分配给接收器节点的方法

专利名称：用于在接入网中将时间准确分配给接收器节点的方法
技术领域：
无
背景技术：
移动通信服务正越来越受世界各地的客户欢迎。与语音服务等传统服务相比，诸如视频点播(VOD)、三网合一以及其他移动服务等多种服务要求更高的比特率。使用相对高质量的稳定数字链路，例如，提供相对高水平的服务质量(QOS)和高比特率的数字链路，可以保证要求较高的服务。为了达到这种要求，可以将用于无线系统的基站(BS)放置在室内而不是室外，以便减少空中的信号传输长度。此方案也大大增加了所部署的BS数量。为了满足上述趋势，充当移动回传网络(mobile backhaul)的接入网可以参与运送室内移动服务的数据流。接入网的实例包含数字用户线(DSL)系统和无源光网络(PON)。从室内BS运送一些数据流可以降低网络成本，室内BS也称为微型BS。此方法还可以要求改进的移动回传网络的时间/频率同步，例如，根据电气和电子工程师学会(IEEE)标准1588，该标准以引入的方式并入本文本中。

发明内容
在一项实施例中，本发明包含一种设备，所述设备包括接入节点，用于耦接到接收器节点并且将相对日时间(TOD)值发送到所述接收器节点，其中所述相对TOD值用于通过相对TOD'值来调整客户节点中的时钟频率，和/或通过TOD值和链路的传播延迟L-Delay来进一步调整接收器方的时钟时间，以便与接入节点中的时钟同步。在另一实施例中，本发明包含一种网络部件，所述网络部件包括接入节点中的时钟，所述时钟由网络时钟信号更新，例如，来自网络的网络定时参考(NTR)信号或日时间信号，并且用于在传输给客户节点的信号到达接入节点方的参考点时提供TOD值，和/或进一步获取相对TOD值，其中所述相对TOD值为TOD值模固定值(例如，125微秒)得到的值。在又一实施例中，本发明包含一种方法，所述方法包括:接收TOD值和/或相对TOD值；在采用所述TOD值的相同信号到达客户节点处的参考点时，获取TODi值，和/或进一步获取相对TODi值，其中所述相对TODi值为TODi值模固定值(例如，125微秒)得到的值；通过所接收的值和所获取的值来调整客户节点中第二时钟的频率；和/或通过所接收的TOD值和链路的传播延迟L-Delay来调整客户节点中第二时钟的时间，以便与保留在接入节点处的时钟同步。在一项实施例中，本发明包含一种设备，所述设备包括客户节点，用于耦接到接入节点，并且用于通过信道从接入节点接收日时间(TOD)值和对应的样本索引(SNUM)值，其中所述TOD值和所述SNUM值用以基于链路的传播延迟(L-Delay)来估计第二 TOD (T0D丨)值，而且其中所述TOD值和所述TOD'值用以基于L-De I ay和多个参数来估计第二样本索引(SNUM/ )值。在另一实施例中，本发明包含一种网络部件，所述网络部件包括:计数器，用于提供对应于秒脉冲(PPS)信号的脉冲的SNUM值；时钟，用于提供表明信号在参考点处进行传输的时刻；以及发射器，用于通过铜绞线来传输所述SNUM值和所述TOD值。在又一实施例中，本发明包含一种方法，所述方法包括:接收TOD值和对应的SNUM值；基于传播延迟来获取TOD'值；基于所述TOD值、所述TOD'值、所述SNUM值以及多个传输参数来获取SNUiT值；以及使用调整过的时钟，基于所述TOW值和所述SNUiT值来产生PPS'信号脉冲。通过结合附图和所附权利要求书进行的以下详细描述将更清楚地理解这些和其他特征。


为了更完整地理解本发明，现在参考以下结合附图和详细描述进行的简要描述，其中相同参考标号表不相同部分。图1为PPS信号的一项实施例的示意图。图2为PPS与TOD信号分离的一项实施例的示意图。图3为参考点和对应的样本索引SNUM产生的一项实施例的示意图。图4为SNUM和TOD产生的一项实施例的示意图。图5为PPS信号恢复的一项实施例的示意图。图6为采样时钟周期估计的一项实施例的示意图。图7为参考点和对应的TOD产生的一项实施例的示意图。图8为用TOD值的频率/时间同步产生的一项实施例的示意图。图9为用相对TOD值(相对时间)的频率同步产生的一项实施例的示意图。图10为符号对准误差的一项实施例的示意图。图11为符号对准误差估计的一项实施例的示意图。图12为双绞线传播延迟估计的一项实施例的示意图。图13为图12的双绞线传播延迟估计的另一示意图。图14为模拟电路延迟的一项实施例的示意图。图15为数字电路延迟的一项实施例的示意图。图16为FIR数字电路延迟的估计的一项实施例的示意图。图17为准确的时间分配方法的一项实施例的协议图。
图18为准确的时间分配方法的一项实施例的流程图。图19为发射器/接收器单元的一项实施例的示意图。图20是通用计算机系统的一项实施例的示意图。
具体实施例方式首先应理解，尽管下文提供一项或多项实施例的说明性实施方案，但所揭示的系统和/或方法可使用任意数目的技术来实施，不管该技术是当前已知还是现有的。本发明决不应限于下文所说明的说明性实施方案、附图和技术，包含本文所说明并描述的示例性设计和实施方案，而是可以在所附权利要求书的范围及其等效物的完整范围内进行修改。已经提出一种基于包的通用技术，以便针对网络进行准确的时间分配，例如，如IEEE标准1588v2所述，所述标准以引入的方式并入本文本中，它基于链路的对称延迟假设使用双向方法。时钟携载在上层包中，所述上层包可以分配给所有连接的基站。在上层处使用IEEE1588v2要求下行延迟与上行延迟之间的对称性相当高，而且两个方向上的延迟抖动相对较低。然而，物理层可能属于DSL系统，在DSL系统中，下行(B卩，从中心局(CO)到客户驻地设备(CPE))与上行(即，从CPE到CO)之间的延迟是不对称的，而且几毫秒的不稳定抖动可能被引入。这使得难以，例如，像IEEE 1588v2那样通过基于包的技术在DSL链路上实现准确的时间分配。此外，如果CO处时钟与CPE处时钟之间的频率同步较差，那么可能更加频繁地需要时间同步过程，因此可能要求更多的系统资源。当前DSL系统中使用ITU-T建议书(例如，均以引入的方式并入本文本中的G.992.3、G.992.5以及G.993.2)中规定的网络定时参考(NTR)机制，这种机制实现的频率同步精度可能并不满足移动网络所要求的频率同步精度。因此，需要一种准确性高的频率同步技术。本文揭示一种用于针对接入网提供大体上准确的频率/时间分配的系统和方法，所述接入网例如DSL系统或PON系统，可以充当移动回传网络。所述方法可以用来减少或消除因信道或传播延迟、采样时钟频率偏离或偏移以及符号对准误差而造成的频率/时间分配降级。所述系统和方法可以适用于具有非对称链路延迟和抖动的系统，例如，DSL系统。所述方法可以包括:在检测到PPS信号的脉冲时，获取样本索引值，用SNUM表示；将样本索引SNUM值以及通过使用接入节点(例如，CO)处的时钟而获取的对应TOD值发送到客户节点(例如，CPE)。所述值随后可以由客户节点接收并且用来获取估计的TODi值，其中要考虑到接入节点与客户节点之间的链路传播延迟，用L-Delay表示。随后，可以基于TOD值和TOD'值、采样时钟时间间隔或周期(Ts)、传播延迟以及符号对准误差(Λ sym-align)，获取对应的SNUM'值。客户节点处恢复的时钟可以通过处理客户节点处的SNUiT和TON来进行调整，从而使客户节点处调整过的时钟与接入节点处的时钟频率/时间同步。客户节点处恢复的PPS信号用PPSi信号表示，它是客户节点处时钟的输出，通过处理SNUM'和TOD'来进行调整，从而可能足够准确，以便满足移动回传网络的频率/时间分配和同步要求。此外，所述方法可以包括从接入节点，例如，CO发送TOD值或相对TOD值，其中TOD值和相对TOD值分别表明指定信号在接入节点处的指定位置上(例如，DSL系统的U-O参考点或IDFT的输出)传输的时刻和相对时刻。所述TOD值和相对TOD值可使用接入节点处的时钟来获取，所述时钟与网络时钟同步并且通过PPS信号进行更新。客户节点处的时钟可用所接收的值进行调整，以便与接入节点处的时钟频率/时间同步。如果发送的是相对TOD值，那么当在客户节点处的相同位置(例如，DSL系统的U-R参考点或DFT的输入)接收到相同的指定信号时，客户节点处的时钟可以调整成相同的相对TOD值，从而使调整过的时钟与接入节点处的时钟频率同步。相对TOD值是时间，它相对于可以由接入节点和客户节点接收的来自第三方的指定信号表示成一个值。如果发送的是TOD值，那么客户节点处的时钟可以基于所接收的TOD值和传播延迟L-Delay进行调整，以便与接入节点处的时钟频率/时间同步。客户节点处恢复的PPS信号用PPS'信号表示，由调整过的时钟进行调整。下文进一步描述了用于计算上述各种值的其他方法和细节以及其他相关参数。图1示出了 PPS信号100的一项实施例。PPS信号100可以基于串口通信方法通过日时间接口进行传输，以便更新接入节点处的时钟，从而为通信系统(例如，DSL系统)提供TOD信息。PPS信号和对应的日时间信息均可以通过相同的信道发送，例如，使用相同的接口、端口或引脚发送。PPS信号和对应的ToD信息可以在IPPS与ToD信号102中发送，所述信号102表示一种类型的PPS信号。IPPS与ToD信号102可能以约1，000，000赫兹(Hz)进行传输。IPPS与ToD信号102的下降沿与标准PPS信号101的上升沿对准。当PPS信号上携载日时间信息时，PPS信号102可以包括PPS段103、等待段104、串行信息段106以及闲置段108。所述日时间信息可以携载在串行信息段106中，以表明在当前PPS周期的段103中传输的PPS信号的下降沿的时刻。PPS信号102可以包括约一个开始位和约一个停止位，而且可以不包括校验和位。低压晶体管-晶体管逻辑(LVTTL)可以用来传输IPPS与ToD信号102。图2示出了 PPS与ToD信号分离200的一项实施例，所述信号分离可以在接入节点，例如，CO处实施。为了使系统具有灵活性，来自外部时钟资源的PPS与ToD信号可以分成PPS信号和ToD信息。PPS与ToD信号分离200可以用来接收通过单信道或接口运送日时间(ToD)信息的PPS信号，提取PPS信号和ToD信息，并且通过不同的接口或端口来转发它们。PPS与ToD信号分离200可以使用S2P模块分离器202，所述模块分离器用于将PPS与ToD串行信号转换成两个并行的PPS信号和ToD信号，这两个信号可以各自通过单独的信道转发。PPS信号至少为IPPS信号，S卩，一个秒脉冲。PPS信号可以用来更新接入节点处的时钟。图3示出了可以在接入节点，例如，CO处实施的参考点和对应的样本索引SNUM产生300的一项实施例。参考点和对应的样本索引SNUM产生300可以在检测到PPS信号的每次脉冲或指定脉冲(例如，图1所示的IPPS与ToD信号102的下降沿)时，产生样本索引SNUM0对于CO处出现的PPS信号的每次脉冲，即，每个PPS周期的开始，CO可以基于系统中可能保留的位置计数器来记录样本索引SNUM值。例如，位置计数器可能包括多个计数器:同步符号计数器(SSCLK)、符号计数器(SCLK)以及样本计数器(CLK)。CLK计数器计算接入节点传输的离散多音(DMT)符号中样本的数目。SCLK计数器计算在展示时间(Showtime)的两个邻近同步符号期间由接入节点传输的符号数目。SSCLK计数器计算展示时间期间同步符号的数目。在接入节点处检测到PPS信号脉冲的时刻，根据位置计数器的值，可以获取SNUM值，如图3所示。图4示出了可以在接入节点，例如，CO处实施的SNUM和TOD产生400的一项实施例。SNUM和TOD产生400可以基于参考点和对应的样本索引SNUM产生300。例如，当DSL系统(例如，ADSL2、ADSL2+、VDSL2)进入展示时间时，CO处的位置计数器402可以开始根据采样时钟来计算接入节点传输的样本数目。位置计数器402可包括SSCLK计数器、SCLK计数器，和/或CLK计数器，如上所述。当检测到脉冲时，位置计数器402的值可以由系统中的SReCOder404记录，所述值用SNUM表示。SNUM值随后可以经由发射器通过嵌入式操作信道(EOC)或开销(OH)帧传输到接收器，例如，CPE0此外，同时(即，当检测到脉冲时)，TOD值可以由TReCorder406记录，以表明检测到当前脉冲的时刻，而且随后在发射器上通过EOC或OH帧发送到接收器。TRecorder406可以使用接入节点处的时钟来获取TOD值。所述时钟可以与PPS信号同步并且由PPS信号更新。TOD值可以与SNUM值在相同的EOC消息或相同的OH巾贞中发送。图5示出了 PPS信号恢复500的一项实施例，所述信号恢复可以由客户节点(例如，CPE)实施。PPS信号恢复500可以用CPE接收到的SNUM值和/或TOD值来调整恢复的PPS信号，所述恢复的PPS信号用PPS,信号表示。恢复的PPS信号可以将日时间信息提供给其他设备。一个位置计数器可以保留在CPE处，它与CO方的位置计数器同步。CPE处的位置计数器可以包括SSCLK'计数器、SCLK'计数器，和/或CLK'计数器。SSCLK'计数器记录在展示时间期间CPE处所接收的同步符号的数目。SCLK'计数器记录在展示时间期间CPE处的两个邻近同步符号之间的所接收的符号数目。CLK'计数器记录在展示时间期间CPE处的一个DMT符号中所接收的样本数目。当CPE处接收到SNUM值和对应的TOD值时，CPE可以估计时刻TOD'。TOD'值表明恢复的PPS信号的下一 PPS周期开始(例如，图1所示的IPPS信号的脉冲)的时刻。通常，由于除了链路的传播延迟之外，还存在其他系统延迟，因此，TOD值与对应的TOD'值之间的时间差可以大于EOC信道传输时间。PPS信号恢复500可以解决因传 播延迟、采样时钟频率偏离以及符号对准误差等造成的时间分配多次降级，从而提高CPE处恢复的PPS'信号的精度。具体而言，对应的SNUiT值可以表明CPE以TOW值接收到的样本的索引。对SNUM,值的估计可以基于所接收的SNUM值、所接收的TOD值、估计的TODi值、链路的传播延迟，和/或符号对准误差，如下:
SNUM+(TOD; -TOD-L-Delay-(Δ sym-align)/Ts, (I)
或者如下:
(TOD' -L-Delay-Δ sym-align)/Ts, (2)
其中L-Delay是从CO到CPE的链路传播延迟，通常可以取决于回路长度、数字电路以及模拟电路；Λ sym-align是符号对准误差；以及Ts是由接入节点传输的样本的周期。当CPE接收到具有SNUMi的样本时，调整过的PPSi信号输出脉冲。恢复的PPS信号(即，PPS'信号)可以由CPE基于SNUM'值和TOD'值进行调整，从而使调整过的PPS^信号与接入节点处的PPS信号频率/时间同步。或者，时钟可以保留在CPE处。所述时钟可以由CPE用估计的TOD'值和SNUM'值进行更新。所述时钟可以输出恢复的PPS^信号。当CPE接收到SNUMi样本时，时钟可以输出具有TOD'信息的恢复的PPS'信号脉冲。CPE处的采样时钟可以通过回路定时来与CO处的采样时钟同步。然而，振荡器可能引入累积的偏移，以便产生CO和CPE处的采样时钟。振荡器通常采用百万分率(PPM)，因此，偏离可能是几毫秒。这可能会将估计TOD'的误差增加到几百毫微秒。例如，如果振荡器为约20PPM，而且TOD'与TOD之间的差等于约20毫秒，那么估计TOD'值的误差可能为约400毫微秒。对于移动网络的时间/频率同步精度而言，这可能是无法接受的。为了减少或消除误差，可能需要一种大体上准确的采样时钟频率或周期估计。图6示出了采样时钟周期估计600的一项实施例，所述采样时钟周期估计可以在接入节点，例如，CO处实施。采样时钟周期估计600可以使用CO处的计数器602，以计算两个邻近的PPS周期之间的采样时钟周期的数目，从而获取大体上准确的采样时钟频率(Fs)或周期(Ts)。Fs或Ts值随后可以通过EOC或OH帧传输到CPE。这种大体上准确的Fs或Ts估计可以用在等式(I)中，以便消除或大体上减少累积的偏移误差。在另一实施例中，为了消除Fs或Ts值的不确定性或不准确性，CO采样时钟可以与NTR同步。NTR可以与原始网络时钟同步。与NTR同步的CO采样时钟可以大体上准确和稳定。在这种情况下，Fs的值为采样时钟的频率。这种方案可以通过等式(I)进一步提高估计的SNUM'值的精度。图7示出了可以在接入节点，例如，CO处实施的参考点和对应的TOD产生700的一项实施例。参考点和对应的TOD产生700可以在CO处产生接入节点传输指定样本的时亥lj。TOD可以根据CO处的时钟来获取。时钟可以通过NTR信号或日时间信号(例如，图1所示的IPPS信号)与CO外部的网络时钟同步，例如，与原始网络时钟同步。所述时钟可以由NTR信号或日时间信号等网络时钟信号更新。对于DSL系统而言，指定样本可以为指定符号的第N个样本,例如,第一时域样本。指定符号可以为CO进入展不时间后的每个时间单位的第M个符号，或者为展示时间期间的每个超帧的第L个符号，例如，每个超帧的第一数据符号，或者展示时间期间的同步符号。当指定样本(例如,每个超帧的第一数据样本的第一时域样本)传输时,时刻TOD可以由CO根据保留在CO方的时钟来获取。当指定样本到达CO的离散傅立叶逆变换(IDFT)的输出或者到达CO方的U-O参考点时，可以获取TOD值。如果TOD值是在具体样本到达U-O参考点时获取的，那么链路的传播延迟L-Delay可以为双绞线的传播延迟，即，从U_0参考点到U-R参考点的传播延迟。指定样本可能为CO和CPE已知，因此，用于获取TOD值的参考样本索引可以不从CO发送到CPE。CO可以经由EOC消息或OH帧将TOD值发送到CPE。或者，发送到CPE的TOD值可以为相对值。TOD值可以表明参考信号与CO传输指定样本的时刻之间的时间差。所述参考信号可以为PPS信号的先前最近脉冲，或者NTR信号的先前最近脉冲。或者，TOD值可以被记录为时刻模一个固定值。如上所述，可以获取所述时刻。所述固定值可以为约125微秒，或者125微秒的倍数。图8示出了用TOD值的频率/时间同步产生800的一项实施例，所述频率/时间同步产生可以在客户节点，例如，CPE处实施。用TOD值的频率/时间同步产生800可以在CPE接收到相同的参考样本(即，CO获取TOD值的参考样本)时获取TODi值，通过所接收的TOD值以及链路的传播延迟L-Delay来计算时刻，并且对CPE所保留的时钟的频率/时间进行调整。CPE方调整过的时钟可以与保留在CO方的时钟频率/时间同步，从而使CPE方调整过的时钟可以与网络时钟频率/时间同步。TOD值可以如图7所示那样获取。TOD'值可以由CPE采用与CO获取时类似的位置来获取，即，当相同参考样本到达的离散傅立叶变换(DFT)的输入或者到达CPE方的U-R参考点时获取。如果TOD值和TOD'值是在U参考点处获取的，那么链路的传播延迟为从U-O参考点到U-R参考点的传播延迟。用TOD值的频率/时间同步产生800可以用TOD值和传播延迟来计算时刻 ΜΕ，随后将CPE处的时钟从TON调整到TOD+L-Delay，从而使CPE处的时钟与CO处的时钟频率/时间同步。从调整过的时钟输出的恢复的PPS'信号可以与输入到接入节点的PPS信号，例如，图1所示的IPPS信号频率/时间同步。图9示出了用相对TOD值的频率同步产生900的一项实施例，所述频率同步产生可以在客户节点，例如，CPE处实施。用相对TOD值的频率/时间同步产生900可以获取CPE接收到相同参考样本(即，CO获取TOD值的参考样本)的时刻，并且将所述时刻更换为相对值TON，如图7所示。用相对TOD值的频率/时间同步产生900可以计算相对TON值与相对TOD之间的偏移在从先前超帧周期到当前超帧周期的过程中发生的变化，随后用偏移的变化来调整CPE方的时钟频率，从而使CPE中的时钟可以与CO中的时钟频率同步。如果在CO传输参考样本时获取的时刻由CPE接收，那么用相对TOD值的频率同步产生900可以进一步将保留在CPE处的时钟调整成与CO处的时钟时间/频率同步。时钟可以输出恢复的PPS^信号，使之与从网络时钟输入到DSL系统的PPS信号时间/频率同步。图10示出了符号对准误差1000 ( Δ sym-align)的一项实施例,所述符号对准误差可能在客户节点，例如，CPE处发生。符号对准误差1000可能在以下情况下发生:离散多音(DMT)符号或帧在使用DMT调制的DSL系统中传输，所述DSL系统例如ADSL、ADSL2、ADSL2+，以及VDSL2系统。CPE处的DSL接收器可以检测DMT帧的边界，并且实施符号定时或符号对准算法，以将所接收的符号序列的开始锁定。由于采样率有限，因此，除了精度误差，符号对准算法还可能引入别的误差。所得的符号对准误差1000( Λ sym-align)可能会影响时钟同步的准确性。如图10所示，CO发射器可以传输符号序列，所述符号序列以称为SINDEX0的第一符号开始。当CPE接收到符号序列时，CPE可以将SINDEX0之后称为SINDEXi的另一符号而非SINDEX0锁定为该序列中的第一符号。SINDEXi与SINDEX0之间的差异可以对应于Λ sym-align，而且可能是由所实施的符号对准算法的准确性误差和/或精度误差引起的，因为采样率有限。在消除或减少Λ sym-align的一个方案中，发射器(例如，位于CO处)可以在开始传输符号或符号序列时记录本地时间。在约同时，发射器还可以传输特殊或预定的正弦信号。正弦信号以及可能的其他已调正弦信号可以形成符号脉冲信号。相对于符号的开始，正弦信号可以具有指定或预定的相位偏移。例如，相位偏移可能等于约零度(0° )。在接收器方(例如，CPE)处，符号的开始点可以采用符号对准算法在初始化过程中确定，而且对应的实际时间被戳记下来。如上所述，此时间戳记可能会有符号对准误差。因此，可以确定特殊正弦信号上距时间戳记点最接近约0°的相点。这样可以提供0°相点与符号的开始点之间的偏移。所述偏移可以用来校正接收器时间戳记。如果所述偏移小于正弦信号的一圈(例如，360° )，那么符号对准误差可以易于校正。可以使用快速傅立叶变换(FFT)或相关算法来找到0°相点。由于采样率有限，因此，0°相点可能不是缓冲器(buffer)中的实点，但可能介于缓冲器中的两个邻近点之间。然而，这可以使用FFT或其他相关算法来解决。对于实际DSL系统而言，上述用来校正时间戳记的方法实施起来不一定有效和/或可能比较困难。在使用多频信号的DSL系统中，鉴于系统条件，可以根据现有的噪声水平进行一些简化。例如，在包含模拟电路和铜线的实际信道中，相位响应在通带的一定范围内大体上是线性的，例如，其中多频信号可能具有约相同的群延迟。因此，频率范围内的部分或所有信号可以用来获取由符号对准误差引起的延迟偏移。在初始化过程中，可以实施频域均衡器(FEQ)算法，以便提供可能由符号对准误差和非线性频率响应引起的相位偏移信息。如果选择了一个频率范围，其中频率响应近乎是线性的，例如，此频率范围内的信号具有约相同的群延迟，那么信号群可以用来减小因射频干扰(RFI)等造成的噪声影响。可以确定信号群的FEQ系数，而且可以采用数学方法计算最佳直线，例如，使用最小平方法进行计算，以便接近或匹配FEQ系数群。直线的斜率可以表示符号对准误差。如果符号对准误差大体上为零或者可以忽略，那么斜率可以约等于零。图11示出了符号对准误差估计1100的一项实施例，所述符号对准误差可以由客户节点或CPE实施。符号对准误差估计1100可以使用音调群来校正由符号对准误差造成的时间戳记误差。函数(音调)为FEQ系数的相位。音调I与音调2之间的群音调是大致具有线性相位转变响应的频率范围，所述响应可以等于相同的延迟时间。频率范围可以设置在大体上远离信道中滤波器停止点的距离处。图11中的子曲线图(a)示出了选定频率范围的FEQ相位响应，子曲线图(b)示出了子曲线图(a)中的FEQ相位响应的线性拟合曲线，以及子曲线图c示出了子曲线图(b)中的线性拟合曲线的斜率。子曲线图(d)示出了从子曲线图(c)获取的符号对准误差，如对应的箭头线所示。符号对准误差估计1100可以使用值AT(在子曲线图(c)中获取)，以校正时间戳记参数Tsl，或者另一时间戳记参数Tm2，如下文进一步描述。Delayl表示在CPE 1230处接收符号与从CPE 1230传输符号之间的处理时间延迟，如图12所示。Delay2表示在CO 1210处接收符号与从CO 1210传输符号之间的处理时间延迟，如图12所示。图12和图13示出了双绞线传播延迟估计1200的一项实施例，所述传播延迟估计可以在CO和/或CPE处实施。图12示出了 CO 1210与CPE 1230之间的DSL链路的延迟组成。参数Atl和Atl'分别表示CO数字处理或传输时间延迟和CPE数字处理或接收时间延迟。这些参数是与CO 1210和CPE 1230中的设备相关的固定参数。值可以通过测试来获取，随后保存为固定的系统参数。参数At2和At2'表示CO传输模拟电路时间延迟和CPE接收模拟电路时间延迟。参数At2和At2'可以相对固定，而且可以通过模拟来获取。这些参数也可以进行测试，例如，在系统组合阶段期间或者在系统部署之前进行测试。参数At3表示通过铜线的下行信号的延迟。由于铜线的长度可以在几百米到几千米内变化，因此，通过标准的或当前的测试技术可能无法非常精确地估计出信号时间延迟Λ t3。参数At4和At4'分别表示CO数字处理或接收时间延迟和CPE数字处理或传输时间延迟。这些参数是与CO 1210和CPE 1230中的设备相关的固定参数。值可以通过测试来获取，随后保存为固定的系统参数。参数At5和At5'分别表示CO接收模拟电路时间延迟和CPE传输模拟电路时间延迟。参数At5和At5'可以相对固定，而且可通过模拟来获取。这些参数也可以进行测试，例如，在系统组合阶段期间或者在系统部署之前进行测试。参数At6表示通过铜线的上行信号的时间延迟。由于铜线的长度可以在几百米到几千米内变化，因此，通过标准的或当前的测试技术可能无法非常精确地估计出信号时间延迟 Δ t6。如图13所示，基于CO 1210处的时间戳记Tml和CPE 1230处的时间戳记Tsl，可以获取CO 1210与CPE 1230之间下行方向上的偏移。具体而言，在CO 1210方，当传输时域数据的符号的第一样本时，可以触发CO实时时钟1326，以读取实际时间，便于传输所述符号。所述符号可以通过以下项进行传输:数字处理单元1326、数模(D/A)转换器1314、C0模拟传输电路1316，以及耦接到铜绞线的CO混合电路1318。因此，对应的时间戳记TmP可以存储在存储器中。值Tml'可以被校正成Tml，方法为加上CO数字处理或传输时间延迟Atl和CO传输模拟电路时间延迟Λ t2，从而使得Tml = Tml' +Atl+At2。在CPE1230方，当接收符号的第一样本时，可以触发CPE实时时钟1338，以读取接收所述符号的实际时间。所述符号可以通过以下项进行接收:耦接到铜绞线的CPE混合电路1346、CPE模拟接收电路1332、模数(A/D)转换器1334，以及数字处理单元1336。因此，对应的时间戳记Tsl"可以存储在存储器中。所接收的符号的第一样本的位置可以由符号对准函数确定，而且符号对准误差可以如上所述进行校正。因此，Tsl"可以被校正成Tsl'，而且Tsl'可以被校正成Tsl，方法为减去CPE接收模拟电路时间延迟At2'和CPE数字处理或接收时间延迟Atl'，从而使得Tsl =Tsl' -Atl' At2/。因此，可以获取下行方向上的总偏移，如下:
偏移=Tsl-Tml-Delayl。(3)基于C01210处的第二时间戳记Tm2和CPE 1230处的另一时间戳记Ts2，可以获取CPE 1230与CO 1210之间上行方向上的偏移。具体而言，在CPE 1230方，当时域数据的符号的第一样本返回时，可以触发CPE实时时钟1338,以读取传输所述符号的实际时间。所述符号可以通过以下项进行传输:数字处理单兀1340、D/A转换器1342、CPE模拟传输电路1344，以及CPE混合电路1346。因此，对应的时间戳记Ts2^可以存储在存储器中。值Ts2/可以被校正成Ts2，方法为加上CPE数字处理或传输时间延迟Λ t4'和CPE传输模拟电路时间延迟At5'，从而使得Ts2 = Ts2' +At4' +At5'。在CO 1210方，当接收符号的第一样本时，可以触发CO实时时钟1326，以读取实际时间，便于接收所述符号。所述符号可以通过以下项进行接收:C0混合电路1318、CO模拟接收电路1320、A/D转换器1322，以及数字处理单元1324。因此，对应的时间戳记Tm2"可以存储在存储器中。所接收的符号 的第一样本的位置可以由符号对准函数确定，而且符号对准误差可以如上所述进行校正。因此，Tm2"可以被校正成Tm2'，而且Tm2'可以被校正成Tm2，方法为减去CO接收模拟电路时间延迟Λ t5和CO数字处理或接收时间延迟Λ t4，从而使得Tm2 = Tm2' -At4_At5。因此，可以获取上行方向上的总偏移，如下:
偏移=Ts2-Tm2-Delay20 (4)在Δ t3 = Delayl = Delay2 = Δ t6的情况下，可以获取CPE实时时钟时间与CO实时时钟时间之间的偏移和时间延迟,如下:
偏移=((Ts2+Tsl)-(Tm2+Tml))/2，以及 延迟=((Tsl-Ts2)-(Tml-Tm2))/2。
上述偏移值可以用来将CPE实时时钟校正成CO实时时钟。上述时间延迟包含Atl、Atr、At4以及At4'，可以计入正常数字逻辑电路延迟，例如，存储器写入延迟或缓冲器读取延迟。用于从CO 1210传输到CPE 1230的参考样本点可能具有成本时间或链路延迟，如下:
L-Delay = Δ tl+Δ t2+延迟 + Δ tl' +At2'。
上述延迟值，且因此L-Delay值可以说明CPE实时时钟1338与CO实时时钟1326之间产生定时偏移的原因。图14示出了模拟电路延迟1400的一项实施例，所述模拟电路延迟可以用来估计CO或CO发射器处的上述Λ t2和Λ t5的值。CO或CO发射器可以包括D/A转换器1402、模拟滤波电路1404、混合电路和变压器1406、第二模拟滤波电路1408，以及A/D转换器1410，它们可以如图14所示进行布置。At2表示D/A转换器1402的输出端处的点“a”与耦接到CO的铜绞线或导线的开始处的点“b”之间的延迟。At5表示铜绞线的开始处的点“c”与第二模拟滤波电路1408的输入端处的点“d”之间的延迟。计算延迟时要考虑到两点a与b之间以及两点c与d之间的电路。可以使用PS PICE模拟或MATLAB模拟等软件模拟来估计Λ t2和Λ t5。PSPICE或MATLAB中的电路型号可以根据CO发射器中的电路进行设计，不同芯片组供应商的电路可能有所不同。在PSPICE模拟中，例如，在通过铜绞线传输的信号的上行频率范围内，不同的频率信号可以具有不同的延迟值。因此，可以选择延迟大约相同的频率信号的特定范围。根据移动服务时间同步要求，可以准许所选频率范围内的不同频率之间具有约0.5微秒的差异。在通过铜绞线接收的信号的下行频率范围内，可以选择延迟差异小于约0.5微秒的大体上较广的频率范围。在PSPICE或MATLAB模拟中，可以采用GROUP DELAY算法来获取模拟电路的延迟。图15示出了数字电路延迟1500的一项实施例，所述数字电路延迟可能导致CO或接入节点处的数据传输出现时间延迟。数字电路延迟1500可以对应于上述值Λ tl，而且可以包括缓冲器延迟1502、高带通滤波器(HDF)延迟1504，以及内插器延迟1506。计算Atl时可能还要考虑定时逻辑和组合逻辑电路延迟(未图示)。例如，在数字处理单元1312中，从CO传输的数据可能会经受数字电路延迟1500 (或Λ tl的延迟值)。随后，例如，在D/A转换器1314中，所述数据可能经历D/A延迟1508。硬件设计者可以提供Atl和/或数字电路延迟1500的值或估计值。上述HPF延迟1504和内插器延迟1506可以基于CO的有限脉冲响应(FIR)滤波器的设计架构。图16示出了 FIR数字电路延迟的估计1600，所述估计可以使用FIR数字滤波器延迟算法在接入节点或CO处实施，以估计出传输延迟Λ tl并且说明HPF延迟1504和内插器延迟1506的原因。这种延迟计算算法可以改编自或基于‘群延迟’算法，例如，使用PSPICE或MATLAB模拟来完成。FIR数字电路延迟的估计1600可能包括与上述符号对准误差估计1100类似的步骤。FIR数字电路延迟的估计1600可以使用音调群来校正由CO与CPE之间的传输延迟造成的时间戳记误差。函数(音调)为HPF和/或内插器系数的相位函数，在子曲线图(a)中示出。由于系统中存在噪声和/或其他非线性源，因此，相位函数或曲线可能并不是线性的。子曲线图(b)示出了子曲线图(a)中的相位曲线的线性拟合曲线。子曲线图c示出了子曲线图(b)中的线性拟合曲线的斜率。子曲线图⑷示出了根据子曲线图(C)中的斜率获取的HPF/内插器时间延迟，如对应的箭头线所示。传输延迟估计1600可以用来获取HPF数字滤波器和内插器(位于CO处)的数字信号处理电路延迟At。FIR数字电路延迟的估计1600还可以说明任何定时逻辑和组合逻辑电路延迟(位于CO处)的原因。图17示出了准确的时间分配方法1700的一项实施例，所述方法可由CO和CPE实施。准确的时间分配方法1700可以基于IEEE1588方法，而且可以提供微秒或亚微秒级准确性和精度。所述方法可以基于在CO与CPE之间，例如，在CO处的主时钟1702与CPE处的从时钟之间交换多个时间戳记。所述时间戳记随后可以由CO和/或CPE用来计算CO与CPE之间的时钟定时偏移误差，以及CO与CPE之间的传输或链路延迟。起初，在由主时钟1702表明的时间Tml处，CO可以将第一时间戳记Tml发送到CPE，所述第一时间戳记可以在时间Tsl处到达CPE。CO可以在同步消息中将第一时间戳记值Tml发送到CPE。第一时间戳记可以在自从时钟1704时间TsO算起的第一或正向延迟Delayl之后到达CPE，所述从时钟时间对应于主时钟1702的相同时刻Tml。由于从时钟1704与主时钟1702之间不匹配或未对准，因此，对于相同时刻而言，从时钟1704时间TsO可能并不等于或匹配主时钟1702时间Tml。TsO与Tml之间的差异可以称为(两个时钟定时之间的)偏移，而且Tsl与TsO之间的差异可能约等于Delayl。因此，所述偏移可以被估计成Tsl-Tml-Delayl。CO可以在后续(Follow-Up)消息中将Tml重新发送到CPE。接下来，在由从时钟1704表明的时间Ts2处，CPE可以将第二时间戳记Ts2发送到CO，所述第二时间戳记可以在时间Tm2处到达CO。CPE可以在延迟请求(Delay-Req)消息中发送第二时间戳记值Ts2。第二时间戳记可以在自主时钟1702时间(未图示)算起的第二或反向延迟Delay2之后到达CO，所述主时钟时间对应于从时钟1404的相同时刻Ts2。用于发送第二时间戳记的主时钟1702时间与值Ts2之间的差异可以为(两个时钟之间的)相同偏移，而且Tm2与用于发送第二时间戳记的主时钟1702时间之间的差异可能约等于Delay2。因此,所述偏移还可以被估计成Ts2-Tm2_Delay2。在Delayl和Delay2大体上相等的情况下，例如，基于CO与CPE之间正向和反向(或上行和下行)方向上的对称延迟假设，可以对上述用于估计偏移的两个等式进行简化。在这种情况下，可以获取偏移，即，约等于(Ts2+TSl)-(Tm2+Tml)的一半。还可以获取对称的单向延迟，即，约等于(Tsl-TS2)-(Tml-Tm2)的一半。图18示出了准确的时间分配方法1800的一项实施例，所述方法可以在客户节点或CPE处实施。准确的时间分配方法1800可以在块1802处开始，其中可以接收TOD和SNUM信息。TOD和SNUM信息可以从耦接到CPE`的接入节点或CO发送，例如，通过EOC信道进行发送。TOD和SNUM信息可以对应于CO处的PPS值或信号。TOD可以表明用于触发与CO处的PPS值或脉冲相关的SNUM值的时刻。例如，当CO处出现表示整秒事件(integer secondevent)的PPS信号脉冲时，CO可以记录信号样本索引值，例如，时间TOD处的SNUM值。在块1804处，可以获取TOD'值。在CPE处使用所接收的TOD和SNUM信息并且通过考虑(通过EOC信道的)传输或链路延迟，可以计算出TOD'值。链路延迟可以被视作允许计算过程中存在足够的误差容限。在块1806处，可以使用TOD、SNUM和TON值以及其他误差或延迟参数来计算SNUM'值，如上所述。例如，可以使用等式(I)来估计SNUM'值。在块1808处，获取SNUM'值后可以产生PPS^信号脉冲。PPS信号脉冲可以在时间TOD'处产生。准确的时间分配方法1800的上述步骤可以重复执行，以便在通过多个对应的TON值获取多个后续SNUMi值后，产生多个后续PPS信号脉冲。例如，每个预定的时间间隔后，例如，在约每一秒，CPE处可以连续地产生并传输PPS信号脉冲和对应的时间信息(TON和SNUM'信息)。图19所示为发射器/接收器单元1900的一项实施例，所述发射器/接收器单元可以是在网络中传输包的任何装置。例如，发射器/接收器单元1900可以位于CO或CPE。发射器/接收器单元1900可以包括:一个或多个入端口或单元1910，用于从其他网络部件接收包、对象或TLV ;逻辑电路1920，用于确定将包发送到哪些网络部件；以及一个或多个出端口或单元1930，用于将帧传输到其他网络部件。上述网络部件可以在任何通用网络部件上实施，例如计算机或特定网络部件，其具有足够的处理能力、存储资源和网络吞吐能力来处理其上的必要工作量。图20示出了典型的通用网络部件2000，其适用于实施本文本所揭示的部件的一项或多项实施例。网络部件2000包含处理器2002 (可以称为中央处理器单元或CPU)，所述处理器与包含以下项的存储装置通信:辅助存储器2004、只读存储器(ROM) 2006、随机存取存储器(RAM) 2008、输入/输出(I/O)装置2010，以及网络连接装置2012。处理器2002可以作为一个或多个CPU芯片实施，或者可以为一个或多个专用集成电路(ASIC)的一部分。辅助存储器2004通常包括一个或多个磁盘驱动器或磁带驱动器，且用于对数据进行非易失性存储，而且如果RAM 2008的容量不足以存储所有工作数据，所述辅助存储器则用作溢流数据存储装置。辅助存储器2004可以用于存储程序，当选择执行这些程序时，所述程序将加载到RAM2008中。ROM 2006用于存储在执行程序期间读取的指令，且可能存储所读取的数据。ROM 2006为非易失性存储装置，其存储容量相对于辅助存储器2004的较大存储容量而言通常较小。RAM2008用于存储易失性数据，还可能用于存储指令。访问ROM2006和RAM 2008通常比访问辅助存储器2004要快。本文揭示至少一项实施例，且所属领域的普通技术人员对所述实施例和/或所述实施例的特征作出的变化、组合和/或修改在本发明的范围内。因组合、合并和/或省略所述实施例的特征而得到的替代性实施例也在本发明的范围内。在明确说明数值范围或限制的情况下，此类表达范围或限制应被理解为包含落在明确说明的范围或限制内具有相同大小的迭代范围或限制(例如，从约为I到约为10包含2、3、4等；大于0.10包含0.11,0.12、
0.13等)。例如，只要揭示具有下限R1和上限Ru的数值范围，则特别揭示落入所述范围内的任何数字。具体而言，特别揭示所述范围内的以下数字:R = Rfk=KRu-R1),其中k为从
1%到100%范围内以I %递增的变量，即，k为1%、2%、3%、4%、7%、......,70%,71%,
72%,......、97%、96%、97%、98%、99%或100%。此外，还特别揭示由如上文所定义的
两个R数字界定的任何数值范围。相对于权利要求的任何元素使用术语“任选地”意味着需要所述元素，或者并不需要所述元素，这两种替代方案均在所述权利要求的范围内。应将
使用“包括”、“包含”和“具有”等范围较大的术语理解为支持“由......组成”、“基本上
由......组成”以及“大体上由......组成”等范围较窄的术语。因此，保护范围不受上
文所述的描述限制，而是由所附权利要求界定，所述范围包含所附权利要求书的标的物的所有等效物。每一和每条权利要求作为进一步揭示内容并入说明书中，且权利要求书是本发明的实施例。本发明中对参考的论述并非承认其为现有技术，尤其是
公开日期在本申请案的在先申请优先权日期之后的任何参考。本发明中所引用的所有专利、专利申请案和公开案的揭示内容以引入的方式并入本文本中，其提供补充本发明的示例性、程序性或其他细节。虽然本发明中已提供若干实施例，但应理解，在不脱离本发明的精神或范围的情况下，所揭示的系统和方法可以通过许多其他具体形式来实施。本发明的实例应被视为说明性而非限制性的，且本发明并不限于本文本所给出的细节。例如，各种元件或部件可以在另一系统中组合或合并，或者某些特征可以省略或不实施。此外，在不脱离本发明的范围的情况下，各种实施例中描述和说明为离散或单独的技术、系统、子系统和方法可以与其他系统、模块、技术或方法进行组合或合并。展示或论述为彼此耦接或直接耦接或通信的其他项也可以采用电气方式、机械方式或其他方式通过一些接口、装置或中间部件来间接耦接或通信。其他变化、替代和更改实例可以由所属领域的技术人员确定，而且可以在不脱离本文本所揭示的精神和范围的情况下作出。
权利要求
1.一种设备，其包括: 接入节点，用于耦接到接收器节点，并且用于通过信道将相对日时间(TOD)值发送到所述接收器节点， 其中所述相对TOD值用于使所述接收器节点中的时钟与所述接入节点中的时钟频率同步。
2.根据权利要求1所述的设备，其中所述接收器节点包括客户节点。
3.根据权利要求2所述的设备，其中所述接入节点位于数字用户线(DSL)中心局(CO)，其中所述客户节点为耦接到所述CO的客户驻地设备(CPE)，而且其中所述信道为嵌入式操作信道(EOC)或开销(OH)中贞。
4.根据权利要求2所述的设备，其中所述相对TOD值为传输给所述客户节点的信号到达接入节点方的参考点的时刻模固定值得到的值， 其中所述信号为超帧周期中第一数据符号的第一时域样本， 其中所述参考点为所述接入节点的U-O参考点或IDFT的输出，而且 其中所述固定值为约125微秒，或者125微秒的倍数。
5.根据权利要求2所述的设备，其中所述接入节点中的所述时钟通过NTR信号或日时间信号来与网络时钟同步。
6.根据权利要求2所述的设备，其中所述客户节点获取相对TOD'值，并通过所述相对TODi值和从所述接入节点接收的所述相对TOD值来调整所述客户节点中的所述时钟，以便与所述接入节点处的所述时钟频率同步， 其中所述相对TODi值为采用所述相对TOD值的相同信号到达客户节点方的参考点的时刻模固定值得到的值，而且 其中通过所述相对TODi值和从所述接入节点接收的所述相对TOD值来调整所述客户节点中的所述时钟的步骤包括估计所述相对TOD值与所述相对TOD,值之间的偏移在从当前超帧周期到先前超帧周期的过程中发生的变化，并通过所述偏移的变化来调整所述客户节点中的所述时钟。
7.根据权利要求6所述的设备，其中所述参考点为所述客户节点的U-R参考点或DFT的输入，而且 其中所述固定值为约125微秒，或者125微秒的倍数。
8.根据权利要求6所述的设备，其中所述客户节点进一步使用所述接入节点中的所述时钟来接收TOD值，所述TOD值为传输给所述客户节点的所述信号到达所述接入节点方的参考点的所述时刻；使用所述客户节点中的所述时钟来获取TODi值，所述TODi值为采用所述TOD值的所述相同信号到达所述客户节点方的参考点的所述时刻；使用所述TOD值和链路的传播延迟L-Delay来估计时刻 ΜΕ ;将所述客户节点处的所述时钟从所述TODi值调整成所述TIME，以便与所述接入节点处的所述时钟时间同步， 其中所述接入节点方的所述参考点为所述接入节点的所述U-O参考点或所述IDFT的所述输出，其中所述客户节点方的所述参考点为所述客户节点的所述U-R参考点或所述DFT的所述输入。
9.一种网络部件，其包括: 接入节点中的时钟，用于提供日时间(TOD)值，所述TOD值表明传输给客户节点的信号到达所述接入节点的参考点的时刻；以及 发射器，用于获得相对TOD值，并且通过信道将所述相对TOD值传输到所述客户节点，以便使所述客户节点中的时钟与所述接入节点中的所述时钟频率同步； 其中所述接入节点位于数字用户线(DSL)中心局(CO)，其中所述客户节点为通过铜绞线耦接到所述CO的客户驻地设备(CPE)， 其中所述接入节点中的所述时钟通过NTR信号或日时间信号来与网络时钟同步， 其中所述信号为超帧周期中第一数据符号的第一时域样本， 其中所述参考点为所述接入节点的U-O参考点或IDFT的输出， 其中所述相对TOD值为传输给所述客户节点的所述信号到达接入节点方的所述参考点的所述时刻模固定值得到的值，以及 其中所述信道为嵌入式操作信道(EOC)或开销(OH)中贞。
10.根据权利要求9所述的网络部件，其进一步包括: 所述客户节点中的时钟，用于在采用所述TOD值的相同信号到达所述客户节点的参考点时提供日时间(T0D,)值；以及 接收器，用于获得相对TOD'值，并且通过所述相对TOD'值和从所述发射器接收的所述相对TOD值来调整所述客户节点中的所述时钟，以便与所述接入节点中的所述时钟频率同步， 其中所述参考点为所述客户节点的U-R参考点或DFT的输入， 其中所述相对TODi值为采用所述TOD值的相同信号到达客户节点方的所述参考点的时刻模固定值得到的值， 其中通过所述相对TODi值和从所述接入节点接收的所述相对TOD值来调整所述客户节点中的所述时钟的步骤包括估计所述相对TOD值与所述相对TOD,值之间的偏移在从当前超帧周期到先前超帧周期的过程中发生的变化，并通过所述偏移的变化来调整所述客户节点中的所述时钟。
11.根据权利要求10所述的网络部件，其中所述接收器进一步使用所述接入节点中的所述时钟来接收TOD值，所述TOD值为传输给所述客户节点的所述信号到达所述接入节点方的参考点的所述时刻；使用所述客户节点中的所述时钟来获取TODi值，所述TODi值为采用所述TOD值的所述相同信号到达所述客户节点方的参考点的所述时刻；使用所述TOD值和链路的传播延迟L-Delay来估计时刻 ΜΕ ;将所述客户节点处的所述时钟从所述TODi值调整成所述TIME，以便与所述接入节点处的所述时钟时间同步， 其中所述接入节点方的所述参考点为所述接入节点的所述U-O参考点或所述IDFT的所述输出，其中所述客户节点方的所述参考点为所述客户节点的所述U-R参考点或所述DFT的所述输入。
12.—种方法,其包括: 使用接入节点中的时钟来获取相对日时间(TOD)值，以及 通过信道将所述相对TOD值发送到客户节点， 其中所述相对TOD值用于调整所述客户节点中的时钟，以便与所述接入节点中的所述时钟频率同步。
13.根据权利要求12所述的方法， 其中所述接入节点位于数字用户线(DSL)中心局(CO)，其中所述客户节点为耦接到所述CO的客户驻地设备(CPE)。
14.根据权利要求12所述的方法，其中所述相对TOD值为传输给所述客户节点的信号到达接入节点方的参考点的时刻模固定值得到的值， 其中所述信号为超帧周期中第一数据符号的第一时域样本， 其中所述参考点为所述接入节点的U-O参考点或IDFT的输出，而且 其中所述固定值为约125微秒，或者125微秒的倍数。
15.根据权利要求12所述的方法，其中所述接入节点中的所述时钟通过NTR信号或日时间信号来与网络时钟同步，以及 其中所述信道为嵌入式操作信道(EOC)或开销(OH)中贞。
16.根据权利要求12所述的方法，其进一步包括: 获取相对TOD'值；以 及 通过所述相对TODi值和从所述接入节点接收的所述相对TOD值来调整所述客户节点中的所述时钟，以便与所述接入节点处的所述时钟频率同步， 其中所述相对TODi值为采用所述相对TOD值的相同信号到达客户节点方的参考点的时刻以固定值为模得到的值，而且 其中通过所述相对TODi值和从所述接入节点接收的所述相对TOD值来调整所述客户节点中的所述时钟的步骤包括估计所述相对TOD值与所述相对TOD,值之间的偏移在从当前超帧周期到先前超帧周期的过程中发生的变化，并通过所述偏移的变化来调整所述客户节点中的所述时钟。
17.根据权利要求16所述的方法，其中所述客户节点方的所述参考点为所述客户节点的U-R参考点或DFT的输入，而且 其中所述固定值为约125微秒，或者125微秒的倍数。
18.根据权利要求16所述的方法，其进一步包括: 使用所述接入节点中的所述时钟来接收TOD值，所述TOD值为传输给所述客户节点的所述信号到达所述接入节点方的所述参考点的所述时刻； 使用所述客户节点中的所述时钟来获取TODi值，所述TODi值为采用所述TOD值的所述相同信号到达所述客户节点方的参考点的所述时刻； 使用所述TOD值和链路的传播延迟L-Delay来估计时刻 ΜΕ ;以及将所述客户节点处的所述时钟从所述TODi值调整成所述TIME，以便与所述接入节点处的所述时钟时间同步， 其中所述接入节点方的所述参考点为所述接入节点的所述U-O参考点或所述IDFT的所述输出，而且 其中所述客户节点方的所述参考点为所述客户节点的所述U-R参考点或所述DFT的所述输入。
19.一种设备,其包括: 客户节点，用于耦接到接入节点，并且用于通过信道从所述接入节点接收日时间(TOD)值和对应的样本索引(SNUM)值， 其中所述客户节点进一步用于基于所述TOD值、所述SNUM值以及所述信道的传播延迟(L-Delay)来估计第二日时间(TOD')值，以及其中所述客户节点进一步用于基于所述TOD值、所述TODi值、所述L-Delay以及多个参数来估计第二样本索引(SNUM')值。
20.根据权利要求19所述的设备，其中所述参数包括采样时钟时间间隔和符号对准误差，以及 其中所述信道为在正向和反向路径方向上具有不同传输延迟的非对称信道。
21.根据权利要求19所述的设备，其中所述接入节点位于数字用户线(DSL)中心局(CO)，其中所述客户节点为通过铜绞线耦接到所述CO的客户驻地设备(CPE)，而且其中所述信道为嵌入式操作信道(EOC)。
22.根据权利要求19所述的设备，其中所述客户节点包括用来记录所述SNUM'值的以下计数器中的至少一个:同步符号计数器(SSCLK)、符号计数器(SCLK)，以及样本计数器(CLK)。
23.根据权利要求19所述的设备，其中所述客户节点包括分离器，所述分离器用于从所述接入节点接收秒脉冲(PPS)与TOD信号，并且将所述PPS与TOD信号分成两个并行的PPS和TOD信号。
24.根据权利要求19所述的设备，其中所述客户节点包括本地时钟和多个数据处理电路，其中所述数据处理电路引入时间延迟作为L-Delay的一部分，而且其中所述本地时钟与所述客户节点处的第二时钟具有定时偏移，所述定时偏移也是所述L-Delay的一部分。
25.—种网络部件，其包括: 计数器，用于提供样本索引(SNUM)值，所述SNUM值对应于秒脉冲(PPS)信号的脉冲； 时钟，用于提供日时间(TOD)值，所述TOD值表明信号在参考点处传输的时刻；以及 发射器，用于通过铜绞线来传输所述SNUM值和所述TOD值。
26.根据权利要求25所述的网络部件，其中所述计数器包括用来记录SNUM'值的以下计数器中的至少一个:同步符号计数器(SSCLK)、符号计数器(SCLK)，以及样本计数器(CLK)，所述计数器提供对应于所述PPS信号的所述脉冲的所述SNUM值。
27.根据权利要求25所述的网络部件，其中所述计数器进一步用于计算所述PPS信号的多个邻近脉冲，以便获取大体上准确的采样时钟频率(Fs)或周期(Ts)，而且其中所述发射器通过所述铜绞线将所述Fs和Ts中的一者传输到客户节点。
28.根据权利要求25所述的网络部件，其进一步包括多个电路，用于传输、接收和处理引入电路时间延迟的数据，而且其中所述电路时间延迟包括由有限脉冲响应(FIR)数字滤波算法说明的高带通滤波器(HPF)延迟和内插器时间延迟。
29.根据权利要求25所述的网络部件，其中所述PPS信号为包括PPS段、等待段、串行信息段以及闲置段的IPPS与TOD信号。
30.根据权利要求25所述的网络部件，其进一步包括引入时间延迟的模拟电路以及混合电路和变压器，而且其中所述时间延迟是使用群延迟算法估计的。
31.一种方法，其包括: 接收日时间(TOD)值和对应的样本索引(SNUM)值； 基于所述TOD值、所述SNUM值以及传播延迟来获取第二 T0D(T0D')值； 基于所述TOD值、所述TODi值以及多个传输参数来获取第二样本索引(SNUMi )值；以及使用调整过的时钟，基于所述TON值和所述SNUiT值来产生秒脉冲(PPS^ )信号脉冲。
32.根据权利要求31所述的方法，其中形成PPS信号的多个PPS'脉冲是基于所述调整过的时钟、使用从随后接收的多个TOD和SNUM值中获取的多个SNUMi和TODi值产生的，而且其中所述PPS信号用来通过网络节点使时间同步，或大体上准确地分配时间。
33.根据权利要求31所述的方法，其中所述SNUIT值被估计成如下:SNUM+(TOD; -TOD-L-Delay-(Δ sym-align)/Ts, 其中L-Delay为因模拟和数字电路中的延迟、时钟定时偏移以及铜线延迟而造成网络节点中的链路延迟，Λ sym-align为因采样率有限和符号对准算法误差而造成的符号对准误差，以及Ts为连续PPS信号脉冲之间的时间间隔。
34.根据权利要求31所述的方法，其中使用TOD、SNUM、TOD'、L-Delay,Δ sym-align以及Ts来估计所述SNUM'，减少了因信道或传播延迟、采样时钟频率偏离以及符号对准误差而造成的时间分配降级。
35.根据权利要求32所述的方法，其中在假设对称链路延迟的情况下，L-Delay被估计成如下: L-Delay = Atl+Λ t2+((Tsl-Ts2)-(Tml-Tm2))/2) +Atl' +M2'， 其中Atl为中心局(CO)数字传输时间延迟，At2为⑶传输模拟电路时间延迟，Atl'为客户驻地设备(CPE)数字处理或接收时间延迟，At2'为CPE接收模拟电路时间延迟,Tml为表明符号从所述CO的传输时间的校正时间戳记,Tsl为表明所述符号到达所述CPE的校正时间戳记，Ts2为表明所述符号从所述CPE返回的校正时间戳记，以及Tm2为表明所返回的符号到达所述CO的校正时间戳记。
36.根据权利要求33所述的方法，其中在假设对称链路延迟的情况下，L-Delay被估计成如下: L-Delay = Atl+Λ t2+((Tsl-Ts2)-(Tml-Tm2))/2) +Atl' +M2'， 其中Atl为中心局(CO)数字传输时间延迟，At2为⑶传输模拟电路时间延迟，Atl'为客户驻地设备(CPE)数字处理或接收时间延迟，At2'为CPE接收模拟电路时间延迟,Tml为表明符号从所述CO的传输时间的校正时间戳记,Tsl为表明所述符号到达所述CPE的校正时间戳记，Ts2为表明所述符号从所述CPE返回的校正时间戳记，以及Tm2为表明所返回的符号到达所述CO的校正时间戳记。
37.根据权利要求35所述的方法，其中Tsl、Ts2、Tml和/或Tm2是使用具有约线性相位转变响应的音调群通过偏移值来校正的，方式为针对所述音调群的高带通滤波器(HPF)/内插器系数获取相位响应曲线的线性拟合，计算所述线性拟合的斜率，以及基于所述斜率来计算校正值ΔΤ以便校正Δ sym-align。
38.根据权利要求36所述的方法，其中Tsl、Ts2、Tml和/或Tm2是使用具有约线性相位转变响应的音调群通过偏移值来校正的，方式为针对所述音调群的高带通滤波器(HPF)/内插器系数获取相位响应曲线的线性拟合，计算所述线性拟合的斜率，以及基于所述斜率来计算校正值ΔΤ以便校正Δ sym-align。
39.根据权利要求32所述的方法,其中△sym-align是使用具有约线性相位转变响应的音调群来校正的，方式为针对所述音调群的频域均衡器(FEQ)系数获取相位响应曲线的线性拟合，计算所述线性拟合的斜率，以及基于所述斜率来计算校正值AT以便校正Δsym-alignο
40.根据权利要求33所述的方法,其中△sym-align是使用具有约线性相位转变响应的音调群来校正的，方式为针对所述音调群的频域均衡器(FEQ)系数获取相位响应曲线的线性拟合，计算所述线性拟合的斜率，以及基于所述斜率来计算校正值AT以便校正Δsym-alignο
41.一种用于在网络中将时间分配给接收器节点的系统；所述系统包括: 接收器节点；以及 接入节点，其耦接到所述接收器节点，并且用于通过信道将相对日时间(TOD)值发送到所述接收器节点， 其中所述相对TOD值用于使客户节点中的时钟与所述接入节点中的时钟频率同步。
42.根据权利要求41所述的系统，其中所述接收器节点为客户节点。
43.根据权利要求41所述的系统，其中所述接收器节点通过双绞铜线耦接到所述接入节 点。
全文摘要
一种设备，所述设备包括客户节点，用于耦接到接入节点，并且用于通过信道从所述接入节点接收日时间(TOD)值和对应的样本索引(SNUM)值，其中所述TOD值和所述SNUM值用以基于所述信道的传播延迟(L-Delay)来估计第二日时间(TOD′)值，而且其中所述TOD值和所述TOD′值用以基于L-Delay和多个参数来估计第二SNUM(SNUM′)值。
文档编号H04J3/06GK103181104SQ201180036288
公开日2013年6月26日 申请日期2011年7月1日 优先权日2010年7月2日
发明者卫东, 龙国柱, 刘建华, 徐贵今, 吴安妮 申请人:华为技术有限公司