专利名称：成像设备及其驱动方法
技术领域：
本发明涉及成像设备及其驱动方法。
背景技术：
已知使用CMOS图像传感器作为成像装置的数字式照相机。对像素信号应用模数(AD)转换的成像装置已知使得能够以高速读出信号。已经知道了ー种AD转换技术，在其中比较器将像素信号与时间相关的參考信号(斜坡信号)进行比较并且获取根据信号振幅的AD转换的数据。因此期望包括AD转换器的成像装置实现高速读取和高分辨率。考虑到像素信号的光学散粒噪声，仅仅足以实现信噪比的比特是必需的。根据分类成多个信号电平，高速读出和高分辨率可以通过減少比特数来实现。此外，已知根据信号振幅结合比较器和參考信号的方法(例如，參见日本专利申请公开No. 2007-281987)。日本专利申请公开No. 2007-281987的技术利用多个比较器。因此，存在响应速度根据制造构成比较器的元件的变化而不同从而导致AD转换的数据的误差的问题。此外，存在增大电路面积和功率消耗的难点。
发明内容
根据本发明的ー个方面，ー种成像设备包括用于通过光电转换产生信号的像素；比较电路，用于将基于像素的信号与时间相关的參考信号进行比较；计数器电路，执行计数操作直到基于像素的信号与时间相关的參考信号之间的大小关系反转；以及选择电路，用于根据基于像素的信号的信号电平来设定參考信号的时间相关的变化率。从以下參考附图的示例性实施例的描述中本发明更多的特征将变得清晰。
图I是根据本发明的第一实施例的成像装置的结构图。图2是示出像素信号的信噪比的图。图3是示出斜坡信号的图。图4是本发明的第一实施例的AD转换单元的框图。图5是图4中的AD转换单元的时序图。图6是示出用于AD转换的数据的比特移位(bit-shift)单元的图。图7是根据本发明第二实施例的AD转换单元的框图。图8是根据本发明第三实施例的AD转换单元的框图。图9是用于AD转换的数据的比特数调整単元的框图。图10是成像系统的结构图。图11是示出了图I中的成像装置的配置的示例的示意图。图12是像素的等效电路图。图13是示出了图11中示出的成像装置的工作的示例的时序图。
具体实施例方式现在将根据附图详细描述本发明的优选实施例。(第一实施例)图I是根据本发明的第一实施例的成像装置100的示意性结构图。成像装置100是CMOS图像传感器，对由所接收的光形成的被摄物图像进行光电转换，并且输出电信号作为数字信号。成像装置100包括像素単元10、垂直扫描电路15、放大单元20、斜坡信号产生电路(參考信号产生电路)25、比较器单元30、计数器单元40、存储单元50、输出电路60、水平扫描电路65和定时产生电路(TG) 70。像素单元10包括以ニ维矩阵方式布置的像素10-1。像素10-1通过光电转换输出像素信号。垂直扫描电路15向像素单兀10输出驱动脉冲Χ-1、Χ-2、……。放大单元20放大来自像素単元10的像素信号。斜坡信号产生电路25产生时间相关的斜坡信号(參考信号)作为用于像素信号的比较信号。比较器单元30将由放大单元20放大的像素信号与斜坡信号进行比较。计数器単元40计数直到比较器单元30输出比较結果。存储单元50保持计数器単元40的计数数据，并且对保持的数据执行比 特移位和运算。水平扫描电路65通过水平扫描将来自存储单元50的数据传送到输出电路60。定时产生电路70控制电路模块的定时。在像素单元10的区域中布置多个像素10-1。然而，图I仅仅示意性地示出四个像素。多行像素10-1由来自垂直扫描电路15的相应的驱动脉冲Χ-1、Χ-2顺序地驱动。每个像素10-1的复位信号(比较信号)和作为光电转换信号的有效信号经由垂直输出线V-I V-n被引导到放大单元20。针对相应的垂直输出线V-I V-n提供从放大单元20到存储单元50的电路。放大单元20的每个放大电路20-1可以仅仅具有简单地放大来自像素10-1的信号的功能。作为替代，该电路可以具有CDS处理功能，该CDS处理功能执行有效信号和复位信号之间的差分处理。在放大单元20中没有⑶S处理功能的情况下，⑶S处理在比较器単元30的输入部中被执行。放大单元20不是强制性的。然而，放大具有減少比较器单元30中引起的噪声的影响的有利效果。比较器单元30包括从放大单元20来的与像素列对应的比较电路30-1以及选择斜坡信号之ー的选择电路30-2。比较器单元30确定来自放大电路20-1的像素信号的振幅是大于还是小于考虑到像素信号的信噪比而设定的參考比较信号，根据该结果选择要与像素信号进行比较的斜坡信号，并且执行比较处理。每个比较电路30-1输出反相信号，其是与根据输入信号振幅的确定的结果而选择的一个斜坡信号比较的比较结果。比较器单元30将像素信号与斜坡信号进行比较。计数器単元40计数从斜坡信号的前沿到输出信号的反相的计数器时钟。计数结果作为AD转换的数据被保持在存储单元50的存储电路50-1中。存储电路50-1对复位信号的AD转换的数据和有效信号的AD转换的数据执行比特移位和运算之一，由此增加比特数，并且根据来自水平扫描电路65的扫描脉冲将处理后的数据传送到输出电路60。如上所述，成像装置100使得ー个比较电路30-1根据像素信号的振幅执行与斜坡信号的比较。因此，装置发挥可以通过涉及少量比特的AD转换处理而获取多比特的AD转换的数据的有利的效果。图2是示出用于描述图I中的成像装置100的工作原理的像素信号的信噪比的图。图2的横坐标表示到像素10-1上的入射光量。纵坐标指示根据入射光量光电转换的信号电平的对数表示。实线201表示信号。假设在IV的信号电平处光载流子N=10000。虚线202表示光学散粒噪声。如公知的，噪声的量被表示为V N。虚线203表示在CDS之后的像素系统噪声(包括由放大器引起的噪声但是排除由AD转换引起的噪声)。假设像素系统噪声203是O. 2mV，作为IV的信号电平和O. 2mV的像素系统噪声之间的比例的信噪比是74dB。支持该信噪比的AD转换考虑到量化比特误差而要求大约14比特的分辨率。分辨率越高，计数器时间增加越多。因此，要求一定的AD转换时间。在成像装置中，信号读出的速度被降低。结果，不能执行高速成像。因此本实施例通过减少AD转换的比特的数量来实现高速读出。例如，在假设大振幅信号电平为IV的情况下，光学散粒噪声202大。因此，假设大振幅信号电平为10000个电荷并且光学散粒噪声为100，信噪比为40dB。在假设小振幅信号电平为IOmV的情况下，信噪比为20dB。也就是说，仅仅要求任一点的信号电平具有用于保证在40dB之上一点的信噪比的分辨率。图2讨论10比特的AD转换，其中以62. 5mV为界线分类成大振幅信号AD⑶和小 振幅信号AD CL), 62. 5mV为IV的信号的1/16 (对应于四比特)。双点ー线的虚线204表示对于IV的信号振幅的AD转换的分辨率。交替长短的虚线205表示对于62. 5mV的信号振幅的AD转换的分辨率。虽然两种类型AD转换都具有10比特的AD转换精度，但是图示指示了即使考虑到光学散粒噪声202中的量化误差AD分辨率也较小。10比特AD转换器可以通过对两个AD转换的数据比特移位来获取具有14比特精度的AD转换的数据。对于大振幅信号和小振幅信号的转换对应于10比特。在该转换中，提供的斜坡信号的斜度(其为參考信号的时间相关的变化率)的设为16的比例与对于24 = 16(即四比持)的分辨率的变化对应。对于IV的信号范围可以通过结合具有这种关系的两个类型来实现14比特分辨率。在这里，大振幅信号的转换被讨论。本实施例根据IV (其为信号振幅的最大值)的1/16的界线来确定信号是否为大振幅信号。该值为1000mV/16 = 62. 5mV。因此，用于确定的界线为62. 5mV。另ー方面，在小振幅信号的转换中，直到62. 5mV的界线的小振幅信号使用具有用于大振幅信号的斜坡信号的1/16的斜度的斜坡信号来被AD转换。因此，小振幅信号的AD转换的分辨率205为大振幅信号的AD转换的分辨率204的1/16。因此，对于62. 5mV的信号振幅的10比特AD转换的分辨率为62.5 mV/1024 Ξ 0.0612 mV。0.06i2mV的分辨率相对于像素系统噪声203的O. 2mV的值足够地小。作为界线的62. 5mV的信号可以作为大振幅信号或者小振幅信号被处理。图3是示出根据本实施例的斜坡信号的图。图3示出表示斜坡信号的时间变化的斜度。第一斜坡信号(第一參考信号)VH被用于图2中的62. 5mV及更高的信号振幅。第二斜坡信号(第二參考信号)VL被用于小于62. 5mV的信号。第二斜坡信号具有比第一斜坡信号VH小的斜度(时间相关的变化率)。斜坡信号VH和VL的斜度比为16。利用16的斜度比，分辨率増大四比持。两个AD转换电路采用10比特转换和相同的最大转换时间。因此，计数器时钟具有相同的时钟频率。利用8的斜度比，分辨率増大三比持。在图2中，用于小振幅信号的AD转换的分辨率足够地小于系统噪声。因此，分辨率可以为九比持。在该情况下，计数器的最大时钟频率fmax被分配给10比特AD转换，以便减少转换时间。因此，9比特AD转换电路的计数器时钟为l/2Xfmax。基于像素的饱和电荷的数量、系统噪声和为成像装置100所需的分辨率来确定AD转换电路的分辨率和斜坡信号的斜度比。具有不同的斜度的斜坡信号VH和VL的斜度比可以为ニ的倍数。计数器単元40可以使用具有相同的频率的计数器时钟来对斜坡信号VH和VL计数。作为替代，计数可以根据具有不同频率的计数器时钟。图4为示出根据本发明第一实施例的比较电路30-1与输入和输出电路的连接的AD转换单元的框图。具有与图I中的模块相同作用的模块被分配有相同的符号。省略了描述。AD转换单元可以以高速将光电转换的模拟信号转换成数字信号。接下来，为了便于描述本实施例，描述了没有AD转换器的成像设备的操作和配置的示例。图11为示出成像装置中的像素单元210和放大电路220-1的配置的示例的图，其中省略了比较器单元30、计数器单元40和存储单元50。在放大电路220-1之后设置⑶S电路119。像素单元210包括以多个列和多个行的方式布置的像素210-1。在图11中，从左边数来奇数列处的像素输出的信号由布置在像素単元210下方的读取电路读取。另一方
面，从左边数来偶数列处的像素输出的信号由布置在像素单元210上方的读取电路(未示出)读取。因此，读取电路被交替地布置。因此，用于两列像素単元210的面积可以被用于读取电路的布局。图12为ー个像素210-1的电路图。由传送脉冲PTX驱动传送开关102。由复位脉冲PRES驱动复位开关103。由行选择脉冲PSEL驱动行选择开关105。图示PTX代表PTXl η (η为行数)。图示PRES代表PRESl η。图示PSEL代表PSELl η。图13是示出了图11中示出的成像装置的工作的示例的时序图。在下文中，參考图11 13，描述成像装置的操作的示例。在读取操作之前，成像装置暴露于光持续设定的曝光时间。光载流子被蓄积在光电ニ极管101中。在下面的描述中，从垂直扫描电路215输出的PRES1、PTXl和PSELl选择要被驱动的行。首先，像素复位脉冲PRES从高电平变为低电平，以便解除放大器MOSFET 104的栅极电极的复位。在这时候，与复位的解除对应的电位被保持在与栅极电极连接的浮置扩散区域FD中。随后，在行选择脉冲PSEL变为高电平时，与浮置扩散区域FD的电位对应的输出通过由放大器MOSFET 104和恒流源107形成的源极跟随器电路出现在垂直输出线V-I处。在该状态下，箝位脉冲PCOR被激活到高电平。因此，箝位开关109导通，可变放大器131变为电压跟随器状态，并且箝位电容器108的列放大器侧的电极具有基本上和电压VREF —致的电压。随后，箝位脉冲PCOR被从高电平去激活到低电平，并且垂直输出线V-I上的输出被箝位。接下来，蓄积脉冲PTN被激活到高电平，并且放大电路220-1的偏移(offset)信号经由传送栅极IlOn被存储在保持电容器112η中。随后，传送脉冲PTX被激活到高电平。因此，传送开关102变为高电平持续一定的时间，并且蓄积在光电ニ极管101中的光载流子被传送到放大器MOSFET 104的栅极电极。在这里，传送的电荷为电子。假设传送的电荷的量的绝对值为Q并且浮置扩散区域FD的电容为CFD，则栅极电位减少Q/CFD。垂直输出线V-I的电位因此改变。假设源极跟随器增益为Gsf，根据公式(I)来表示由从光电ニ极管101到浮置扩散单元FD的电荷的传送引起的垂直输出线V-I的电位Vvl的变化量AVvl。AVvl=-Q · Gsf/CFD …(I)
电位变化AVvl由包括运算放大器120、箝位电容器108和反馈电容器121的可变放大器131电压放大。根据公式(2)表不可变放大器131的输出Vet。Vct=VREF+Q · (Gsf/CFD) · (C0/Cf) ... (2)在这里，箝位电容器108具有电容CO。灵敏度切换脉冲xl、x2和x4被激活时选择的反馈电容器121a、121b和121c具有电容Cf。例如，C0=lpF。在选择反馈电容器121a吋，Cf=IpF0在选择反馈电容器121b时，Cf=O. 5pF。在选择反馈电容器121c时，Cf=O. 25pF。被表示为-C0/Cf的电压增益为-I倍、-2倍和-4倍。也就是说，在向运算放大器120施加负反馈的系统中，对于反馈电容器121a到121c中的任一个的选择改变由Cf和CO的分压比确定的反馈比，由此使得能够切换电压增益。电压增益的负号表示电路为反相放大电路。在传送脉冲PTX变为低电平之后，蓄积脉冲PTS变为高电平。在那时来自放大电路220-1的输出的电平经由传送栅极IlOs被蓄积在保持电容器112s中。随后，由水平扫描电路65产生的扫描脉冲C0LSEL1和C0LSEL2、……使列选择开关114s和114η顺序地导通。在保持电容器112s中蓄积的信号根据列的顺序被输出到水 平输出线116s。在保持电容器112η中蓄积的信号以列的顺序被输出到水平输出线116η。列的信号对被顺序地输出到水平输出线116s和116η。差分处理器118输出向水平输出线116s和116η输出的信号对的差。因此，包括在保持在保持电容器112s中的信号内的噪声成分可以被減少。图5为示出本实施例的驱动成像装置100的方法的时序图，并且特别地是图4中的AD转换单元的时序图。在下文中，參考图4和图5，描述AD转换操作。在图5中，时间Tad是从像素读取的模拟信号Va的N信号和S信号的AD转换时间。时间Tdata是AD转换的数据传送时间。在时间Tad中，时间Td是来自像素的N信号AD转换时间，并且斜坡信号VR是用于其的比较信号。时间Tj是用于S信号的信号电平确定时间。比较信号VREF是用于其的比较信号。时间Tu是S信号AD转换时间。斜坡信号VH (或者斜坡信号VL)是用于其的比较信号。放大电路20-1的输出信号Va主要获取示出的N和S信号电平，并且被引导到比较电路30-1的输入端子中。作为用于信号Va的比较信号的斜坡信号VRAMP被输入到比较电路30-1的另ー个输入端子中。在比较器单元30之前设置⑶S电路的情况下，在下面的描述中N信号与由图13中的信号PTN采样的信号对应。另ー方面，在没有CDS电路的情况下，该信号与响应于浮置扩散单元的复位而输出到垂直信号线的信号对应。同样地，在比较器单元30之前设置CDS电路的情况下，在下面的描述中S信号与由图13中的信号PTS采样的信号对应。另ー方面，在没有CDS电路的情况下，该信号与响应于光电ニ极管中引起的电荷到浮置扩散单元的传送而输出到垂直信号线的信号对应。斜坡信号产生电路25在定时产生电路70的控制信号CNT2的控制之下产生斜坡信号VH/比较信号VREF和斜坡信号VL/斜坡信号VR。斜坡信号VH用于具有大的斜度的较高位的比持。斜坡信号VL用于具有小斜度的较低位的比持。比较信号VREF为用于确定S信号电平的參考比较信号。斜坡信号VR用干与N信号比较。这四个斜坡信号由选择电路30-2在定时产生电路70的控制信号CNTl的控制之下选择，并且输入到比较电路30-1中。定时产生电路70通过控制信号CNT2控制斜坡信号产生电路25。比较电路30-1在N信号AD转换时间Td中将N信号与斜坡信号VR进行比较。在时间Tr中，斜坡信号VR开始变化并且与N信号的大小关系反转。计数器电路40-1在时间Tr中计数。存储电路50-1保持该计数值作为N信号数据。斜坡信号VR具有与斜坡信号VL相同的斜度。根据相同的斜度，可以获得具有高分辨率的N信号AD转换的数据。接下来，在S信号电平确定时间Tj中，比较电路30-1将S信号的信号电平与比较信号VREF互相进行比较。根据示出的示例，在S信号电平确定时间Tj中，比较电路30-1将表示其中S信号高于比较信号VREF的比较结果的高电平选择信号SEL输出到选择电路30-2。结果，选择电路30-2在S信号AD转换时间Tu中选择具有大的斜度的斜坡信号VH，并且将该信号输出到比较电路30-1。比较电路30-1将S信号与斜坡信号VH进行比较，计数器电路40-1在信号的大小关系反转的时间Ts中执行计数操作。存储电路50-1保持该计数值作为S信号AD转换的数据。如果比较电路30-1的输出在S信号电平确定时间Tj中不反转，则比较结果被表示为选择信号SEL处于低电平并且S信号电平低于比较信号VREF ;选择电路30-2选择具有小斜度的斜坡信号VL作为斜坡信号。在该情况下，比较电路30-1将S信号与斜坡信号VL进行比较。选择电路30-2根据由放大单元20放大的S信号的电平选择具有不同斜度的斜坡信号VH和VL中的ー个。也就是说，选择电路30-2根据基于像素的S信号的电平设定斜坡信号的时间相关的变化率。比较电路30-1将由选择电路30-2选择的斜坡信号与由放大单元20放大的S信号互相进行比较。计数器电路40-1从斜坡信号开始变化时 的时间到比较电路30-1输出表示S信号和斜坡信号之间的大小关系反转的信号时的时间进行计数。在图5中，如上所述，斜坡信号VR和斜坡信号VL具有相同的斜度。在N信号AD转换时间Td中，斜坡信号VR与N信号进行比较。然而，N信号还用作用于S信号的比较信号，并且因此要求具有高精度。斜坡信号VR具有与用于产生低位比特的斜坡信号VL相同的斜度。因此，存在能够利用相同的斜坡信号产生电路25的有利的效果。计数器电路40-1的计数结果被存储在存储单元50中。存储单元50从S信号AD转换的数据中减去N信号AD转换的数据。在水平扫描电路65的控制之下，减去后的数据被从存储单元50传送到输出电路60。该差分处理去除了由放大电路20-1的偏移的变化和比较电路30-1的响应速度的变化引起的AD转换误差。已经使用斜坡信号VL来被AD转换的S信号的AD转换的数据经受与N信号AD转换的数据的差分操作。另ー方面，已经使用斜坡信号VH来被AD转换的并且具有与N信号AD转换的数据不同的斜坡信号斜度的S信号AD转换的数据经受比特移位四个比特，并且随后经受与N信号AD转换的数据的差分操作。N信号的电位的变化的主要因素是像素被复位时的N信号、放大电路20-1的偏移、以及初始设定处的比较电路30-1的变化的成分(直到几十毫伏)。在N信号和放大电路20-1之间的偏移成分在比较电路30-1之前的CDS处理中被減少。然而，比较电路30-1的变化的成分可以被认为是N信号AD转换的数据。作为差分处理的結果，N信号被減少。大振幅信号的AD转换的数据具有14比特。然而，根据图6的描述，四个最低有效比特(4LSB)小于光学散粒噪声202 (图2)并且因此可以被认为是伪数据。假设来自像素単元10的像素信号是利用图2描述的信号201，则图4中的放大电路20-1的增益为一。然而，稍后将利用图10描述的成像系统具有适合于成像环境的灵敏度设定。例如，在16倍灵敏度设定的情况下，图2中的62. 5mV的信号电平被放大到IV，并且信号被输入到比较电路30-1中。在这时候，将大振幅信号与斜坡信号VH进行比较的10比特AD转换的分辨率对于为AD转换所需的信噪比是足够的。因此，在16倍或更大的灵敏度设定的情况下，选择电路30-2可以执行控制以便根据来自定时产生电路70的控制信号CONTl而选择斜坡信号VH并且将信号输出到比较电路30-1。像素单元10的信噪比主要受像素単元10的开ロ面积的影响。因此，斜坡信号VH和斜坡信号VL的斜度比以及用于选择斜坡信号VH的灵敏度设定根据开ロ面积而变化。图6是示出本实施例的用于AD转换的数据的比特移位単元的图。例如，存储电路50-1中的比特移位单元执行比特移位处理。在这里AD转换的数据被描述为通过从S信号AD转换的数据中减去N信号AD转换的数据而获得的数据。图6A示出其中S信号大于參考比较信号(在本实施例中为62. 5mV)的情况；AD转换的数据为与具有大斜度的斜坡信号VH的比较結果。AD转换的数据DO到D9经受4比特移位并且作为AD转换的数据Da4到Dal3输出。在该情况下，在数据Da3处和比数据Da3低的低位比特小于光学散粒噪声202。因此，低电平数据被输出。图6B示出其中S信号低于參考比较信号的情况;AD转换的数据为与具有低斜度的斜坡信号VL的比较結果。AD转换的数据DO到D9不经受比特移位，而是原样地作为AD转换的数据DaO到Da9输出。在该情况下，到数据Da9的比特的信号振幅被 AD转换。因此，在数据DalO处和高于数据DalO的较高位的比特不处于高电平。因此，数据DalO到Dal3被设定为低电平。具有不同斜度的斜坡信号的类型的数量可以为三个或更多个。比特移位单元至少对与具有最大斜度的斜坡信号对应的数据DO到D9应用比特移位。本实施例在S信号的振幅的62. 5mV的界线处改变斜坡信号的斜度。因此，在S信号的振幅为62. 5mV或更大的情况下，10比特AD转换的数据DO到D9经受4比特移位。因此，14比特AD转换的数据DaO到Dal3可以被获取。本实施例已经描述了斜坡信号在62. 5mV的信号电平处的切換。然而，电平可以为65和70mV中的ー个。也就是说,任何S信号必须与斜坡信号VH和VL中的一个进行比较，由此允许获得AD转换的数据。在该情况下，光学散粒噪声202和AD转换的数据在分辨率的差方面彼此不同。然而，AD转换的分辨率低于光学散粒噪声202，其不引起问题。如上所述，关于AD转换精度，切換信号电平不一定设定为AD转换精度或更小。该电平可以具有低精度。比特移位単元可以设置在其中来自计数器単元40的数据存储在存储单元50中、从存储单元50传送到输出电路60以及从输出电路60输出到成像装置100外的任何地点处的成像装置中。比特移位単元可以设置在成像装置100タト(例如，在图10中的视频信号处理电路单元830中)。在该情况下，如果用于识别对于參考比较信号的信号确定电平(选择信号SEL)的标志数据被添加到AD转换的数据，则可以容易支持任何比特移位方法。从计数器单元40输出的AD转换的数据DO到D9与表示S信号的电平的标志数据一起被输出。(第二实施例)图7是根据本发明第二实施例的AD转换单元的框图。在本实施例中，信号电平由信号电平确定电路(选择电路)30-3确定。在下文中将描述本实施例与第一实施例的差另U。如同关于图6中的比特移位的描述ー样，斜坡信号切換可以以低精度确定。因此，切換不一定由比较电路30-1确定。作为替代，该切换可以由信号电平确定电路30-3确定。在该情况下，斜坡信号产生电路25将斜坡信号VH和斜坡信号VL/斜坡信号VR输出到选择电路30-2。在S信号高于比较信号VREF时，信号电平确定电路30-3将高电平确定信号SEL2输出到选择电路30-2，并且选择电路30-2基于高电平确定信号SEL2将斜坡信号VH输出到比较电路30-1。另ー方面，在S信号低于比较信号VREF时，信号电平确定电路30-3将低电平确定信号SEL2输出到选择电路30-2，并且选择电路30-2基于低电平确定信号SEL2将斜坡信号VL输出到比较电路30-1。比较信号VREF不是为本实施例的斜坡信号VRAMP所必需的。由于斜坡信号产生电路25不产生斜坡信号VREF，因此斜坡信号产生电路25可以被简化。(第三实施例)图8是根据本发明第三实施例的AD转换单元的框图。在下文中将描述本实施例与第二实施例的差別。在本实施例中，斜坡信号产生电路25产生斜坡信号VH并且将该信号输出到衰减器30-4。衰减器30-4衰减由斜坡信号产生电路25产生的斜坡信号VH，由此产生具有不同斜度的斜坡信号VL和VR。衰减器30-4根据控制信号CONTl和确定信号SEL2(或者选择信号SEL)输出斜坡信号VH、VL和VR中的一个到比较电路30_1。因此，设置衰减器30-4，由此发挥減少从斜坡信号产生电路25到衰减器30-4的布线的数量的有利的效果O
图9是本实施例的用于AD转换的数据的比特数调整単元的框图。比特数调整单元包括输出缓冲器。根据第一到第三实施例的描述，10比特AD转换的数据DO到D9经受比特移位成14比特AD转换的数据DaO到Dal3，由此实现高分辨率。然而，在成像装置100的某些应用中，可以要求低分辨率和低功率消耗。在对较暗的被摄物成像并且放大像素信号的情况下，光学散粒噪声和系统噪声高并且信号的信噪比降低。在该情况下，可以采用12和10比特中的任意一个作为AD转换的数据。输出缓冲器被供应有电源电压Vdd，并且缓冲器输出14比特数据DaO到Dal3。用于四个最低有效比特数据DaO到Da3的输出缓冲器通过控制信号Dcont2和Dcont4被供应有电源电压Vdd。在用于四个最低有效比特数据DaO到Da3的输出缓冲器通过控制信号Dcont2和Dcont4不被供应有电源电压Vdd的情况下，用于较高位的10比特数据Da4到Dal3的输出缓冲器输出10比特数据Da4到Dal3。另ー方面，在用于较低2比特数据DaO和Dal的输出缓冲器通过控制信号Dcont2不被供应有电源电压Vdd的情况下，用于较高位的12比特数据Da2到Dal3的输出缓冲器输出12比特数据Da2到Dal3。因此，14、12和10比特AD转换数据中的任意ー个可以被输出。比特数调整単元根据控制信号Dcont2和Dcont4減少已经通过图6中的比特移位单元经受比特移位的数据的比特的数量。AD转换数据的利用比特的数量和功率消耗可以通过控制信号Dcont2和Dcont4来控制。因此控制利用比特的数量，由此发挥降低成像装置100的功率消耗和图10中的成像系统的图像信号处理的功率消耗的有利的效果。利用比特的数量可以根据图10中的成像系统的灵敏度设定和放大单元20的増益中的ー个来被控制。(第四实施例)图10是示出根据本发明第四实施例的成像系统的配置的示例的图。成像系统800包括例如光学单元810、成像装置100、视频信号处理电路单元830、记录和通信单元840、定时控制电路单元850、系统控制电路单元860以及再现和显示单元870。成像设备820包括成像装置100和视频信号处理电路单元830。在这里使用的成像装置100是实施例中示出的相同的装置。作为光学系统(例如透镜)的光学单元810在成像装置100的其中像素被ニ维地布置的像素単元10 (图I)上形成来自被摄物的光的图像，以便形成被摄物图像。成像装置100在基于来自定时控制电路单元850的信号的定时处输出根据在像素单元10上形成的光的信号。从成像装置100输出的信号被输入到作为视频信号处理器的视频信号处理电路单元830中。视频信号处理电路单元830根据由程序限定的方法对输入信号执行信号处理，例如图6中的比特移位处理。通过视频信号处理电路单元830中的处理获得的信号作为图像数据被发送到记录和通信単元840。记录和通信単元840将用于形成图像的信号发送到再现和显示単元870，由此使得再现和显示単元870再现和显示运动图像和静态图像中的任何ー个。记录和通信单元840从视频信号处理电路单元830接收信号，与系统控制电路単元860通信，并且执行将用于形成图像的信号记录在记录介质(未示出)上的操作。
系统控制电路单元860以集成的方式控制成像系统的操作，并且控制光学单元810、定时控制电路单元850、记录和通信单元840以及再现和显示单元870的驱动。系统控制电路单元860包括存储装置，其例如是记录介质并且未示出。为控制成像系统的操作所需的程序被记录在该介质中。系统控制电路单元860为成像系统提供例如响应于用户的操作来切換驱动模式的信号。具体的示例包括改变用于读取和复位的行、根据电子变焦改变视角、以及对于电子防振的视角的移动。定时控制电路单元850基于由作为控制単元的系统控制电路单元860的控制来控制成像装置100和视频信号处理电路单元830的驱动定时。因此，第一到第四实施例确定要被AD转换的信号是具有大的振幅还是小的振幅，并且使用具有适合于确定的信号的斜度的斜坡信号执行比较处理，由此获取AD转换的数据，以及根据图6中的比特移位处理实现多比特配置。在暗成像环境之下，在某些曝光条件中，S信号容易变为小振幅信号。因此，用于提高灵敏度的S信号的放大可以被考虑。在第一实施例中，放大电路20-1放大信号，由此允许灵敏度被改善。在不放大的情况下将来自像素単元10的信号输入到比较电路30-1中的情况下，斜坡信号的斜度可以改变，结果由此改善灵敏度。实施例不唯一地确定斜坡信号的斜度。作为替代，斜坡信号的斜度可以根据需要的灵敏度的提高而改变。例如，在灵敏度的两倍的提高的情况下，斜度可以被控制到一半。任何实施例仅仅描述本发明的具体实现方式的ー个示例。本发明的技术范围不应该根据实施例以限制的方式来解释。也就是说，在不脱离技术想法和主要特性的情况下能够以各种形式实现本发明。例如，已经描述了其电平相对于时间线性地变化的斜坡信号作为參考信号。然而，该信号可以具有阶梯状变化的斜度。虽然已经參考示例性实施例描述了本发明，但是应当理解，本发明不限于所公开的示例性实施例。以下权利要求的范围将被给予最宽的解释从而包括所有这样的修改、等同的结构与功能。
权利要求
1.一种成像设备，包括 用于通过光电转换产生信号的像素； 比较电路，用于将基于像素的信号与时间相关的参考信号进行比较； 计数器电路，执行计数操作直到基于像素的信号与时间相关的参考信号之间的大小关系反转；以及 选择电路，用于根据基于像素的信号的信号电平来设定参考信号的时间相关的变化率。
2.根据权利要求I所述的成像设备，还包括 放大电路，用于放大从像素输出的信号，以及 由放大器放大的信号被输入到比较电路。
3.根据权利要求I所述的成像设备，其中 比较电路将基于像素的信号的信号电平与比较信号的信号电平进行比较，以及， 选择电路基于比较的结果来设定参考信号的时间相关的变化率。
4.根据权利要求I所述的成像设备，还包括 用于确定基于像素的信号的电平的信号电平确定电路，其中， 基于由信号电平确定电路确定的结果，选择电路设定参考信号的时间相关的变化率。
5.根据权利要求3所述的成像设备，其中 在基于像素的信号大于比较信号时选择电路设定第一参考信号，而在基于像素的信号小于比较信号时选择电路设定第二参考信号，第二参考信号的时间相关的变化率小于第一参考信号的时间相关的变化率。
6.根据权利要求1-5中任何一个所述的成像设备，还包括 参考信号产生电路，用于产生参考信号，以及 衰减器，用于衰减由参考信号产生电路产生的参考信号。
7.根据权利要求1-5中任何一个所述的成像设备，其中 像素、选择电路、比较电路和计数器电路被布置在成像装置内，以及成像装置具有比特移位单元，所述比特移位单元用于至少比特移位在计数器电路的计数值之中的与具有最大的时间相关的变化率的参考信号对应的计数值。
8.根据权利要求1-5中任何一个所述的成像设备，其中 像素、选择电路、比较电路和计数器电路被布置在成像装置内，以及成像设备在成像装置外还包括比特移位单元，所述比特移位单元用于至少比特移位在计数器电路的计数值之中的与具有最大的时间相关的变化率的参考信号对应的计数值。
9.根据权利要求7所述的成像设备，还包括 比特数调整单元，用于减少由比特移位单元比特移位后的数据的比特数。
10.根据权利要求1-5中任何一个所述的成像设备，其中 计数器电路的计数值与指示基于像素的信号的电平的标志一起被输出。
11.根据权利要求1-5中任何一个所述的成像设备，其中 以矩阵方式布置的多个所述像素被设置，以及 比较电路与所述多个所述像素中的每一列对应地被布置。
12.—种驱动成像设备的方法，所述成像设备具有用于通过光电转换产生信号的多个像素，所述方法包括 确定步骤，用于确定基于像素的信号的电平； 设定步骤，用于根据确定步骤的结果来设定参考信号； 比较步骤，用于将参考信号与基于像素的信号进行比较；以及计数步骤，用于执行计数操作直到基于像素的信号与时间相关的参考信号之间的大小关系反转。
13.根据权利要求12所述的方法，还包括 输出步骤，用于基于多个像素中的每个像素输出两个信号； 确定步骤、设定步骤、比较步骤和计数步骤针对所述两个信号中的每一个信号执行；其中 所述两个信号中的一个信号为偏移信号而所述两个信号中的另一个信号为基于到像素的入射光的信号；此外其中 针对偏移信号设定的时间相关的参考信号的时间相关的变化率低于针对基于到像素的入射光的信号的时间相关的变化率。
全文摘要
本发明涉及成像设备及其驱动方法。提供了可以产生高分辨率像素信号的数字数据的成像设备及其驱动方法。该成像设备包括用于通过光电转换产生信号的像素(10-1)；比较电路(30-1)，用于将基于像素的信号与时间相关的参考信号进行比较；计数器电路(40-1)，执行计数操作直到基于像素的信号与时间相关的参考信号之间的大小关系反转；以及选择电路(30-2)，用于根据基于像素的信号的信号电平来设定参考信号的时间相关的变化率。
文档编号H04N5/378GK102843528SQ201210204450
公开日2012年12月26日 申请日期2012年6月18日 优先权日2011年6月23日
发明者桥本诚二, 松野靖司 申请人:佳能株式会社