专利名称：一种自适应变中频射频接收机的制作方法
技术领域：
本发明涉及无线通信技术领域，尤其是一种自适应变中频射频接收机。
背景技术：
名词解释
Cff :单载波；
ZIF :零中频；
DC offset :直流偏移；
ACS :邻道选择；
AC1:邻道干扰；
LIF :低中频；
LNA:低噪声放大器；
Mixer :混频器；
PLL :锁相环。现有的射频接收机架构主要有以下三种
(I)超外差架构
超外差结构是早期射频接收机应用最广泛的一种系统结构，它的基本原理是将从天线接收到的高频信号经过放大和下变频后转换为一固定中频的信号，然后对该固定中频信号进行进一步下变频或者直接进行解调。实现超外差接收机遇到的一个主要问题是镜像抑制问题，该问题是由下变频引起的。在下变频时，除了有用信号被变换到中频外，镜像信号也被变换到中频，从而对有用信号造成干扰。抑制镜像干扰的唯一办法就是在下变频前抑制镜像信号，而镜像信号的抑制一般由位于下变频器前的镜像抑制滤波器来完成。为了使接收机在很差的接收环境下依然保持较高的性能，镜像抑制滤波器必须高度压缩镜像信号，因而镜像抑制滤波器需要具有高品质因子和高阶数，很难集成在硅片上，一般采用外接的方式来实现。这就增加了电路规模和片外元件数目，提高了系统成本，从而使得超外差结构的应用受限极大。(2)零中频架构
在ZIF接收机中，有用信号被直接下变频到基带，这样，镜像信号就是有用信号本身，减轻了对镜像抑制的要求。然而ZIF接收机存在一系列的问题，如Ι/Q支路不匹配、DCoffset和Ι/f噪声等。由下变频及后级模块引入的DC offset成分将直接叠加在有用信号上，从而对有用信号造成干扰。这些DC offset成分的能量可能比有用信号强很多，会淹没有用信号，并使得后级的各级处理模块出现饱和。故DC offset是阻碍零中频接收机广泛应用的一个主要因素。图1显示的是在CW输入的情况下，ZIF架构接收机双边带输出频谱的情况。其中，DC offset位于OHz处。一般情况下，未校准的DC offset都比灵敏度测试时的有用信号更大(以窄带系统GSM为例，射频接收机一般要求灵敏度达到-108dBm)，因此若不校准将严重限制窄带系统接收机的接收信噪比和灵敏度。目前对DCoffset进行校准的技术大体可分为静态和动态校准两大类
I)静态校准(包括模拟/数字电路的实现方式):检测一段时间有用信号中的直流偏移成分大小并将其减去。该方法存在的问题是，接收机的DC offset在进入接收状态后存在较长的稳定过程(源于电路固有的瞬态响应)。如图2所示，假设接收信号为正弦波信号，则其接收输出的DC offset (见图中的黑粗线)要经很长一段时间才能稳定下来。因为只有待DC offset稳定后的检测结果才有意义，故对DC offset进行检测也需要一段较长的时间。而且对DC offset进行检测必须要在射频系统刚进入接收状态，有效数据到来之前完成，否则将会影响有效数据到来后的接收信噪比。而对多数协议系统时序而言，系统每次进入接收模式前只有很有限的时间(通常小于IOOus)可用于DC offset检测和消除。因此，静态DC offset检测校准的效果通常不理想。2)动态校准利用一个转角频率很窄(通常小于IKHz)的高通滤波器把DC offset予以滤除。该高通滤波器的转角频率是DC offset抑制、接收信号质量和信号稳定时间的折衷如果选择转角频率较宽，对DC offset抑制更好，但对于窄带信号而言将有较多的有用信号被衰减，从而影响了接收信号的质量；而如果选择转角频率较窄，接收信号的质量将有所提高，但对DC offset的抑制有限，且窄转角频率的阶跃响应时间较长，接收机稳定时间也较长，不能满足GSM系统接收模式的时序要求。3)低中频架构
由于超外差接收机容易受到镜像信号的干扰，而ZIF接收机又会受到DC offset的干扰，因此人们提出了 LIF接收机架构。LIF接收机将镜像抑制问题由射频转移到比较低的中频，缓解了实现的压力，使得该类接收机比较容易集成，而且LIF接收机下变频后的信号不位于零频，避免了 ZIF接收机所遇到的DC offset问题。仍以GSM系统为例，通常采用LIF架构的GSM系统会在-ΙΟΟΚΗζ左右选择中频。LIF接收机架构对DC offset的处理过程如图3所示假定CW有用信号为Flo+F0，LIF的频率为Fif，则本振信号的频率为Flo-Fif(而ZIF架构的本振频率为Flo)。CW有用信号首先经过低噪声放大器LNA放大和混频器Mixer混频，接着，混频后的信号经过模拟滤波器和模数转换器进行模拟滤波和模数转换。模数转换后的有用信号频率变为(Flo+FO)- (Flo-Fif)=F0+Fif (而ZIF架构下变频后的有用信号频率为R))，DC offset的频率在OHz。可以看出，采用LIF架构可以有效地使有用信号和DC offset频率成分隔得更远(LIF架构中二者的频率间隔比ZIF架构中的远Fif )，因此LIF架构可以在不损伤有用信号的情况下使用具有高转角频率的高通滤波器对DC offset进行滤除，如步骤(b)所示。完成高通滤波后，有用信号不受影响，但DC offset通常可以被抑制30dB以上。跟着，高通滤波后的有用信号经过步骤(C)的数字变频，被还原到H)频率上，而DC offset则被搬移到-Fif上。此时DC offset已经被足够衰减，不再会对有用信号的灵敏度构成明显影响，而且由于其转角频率较高，接收机的稳定时间较短，GSM系统接收模式时序也将较容易被满足。因此，就DCoffset的性能而言，LIF架构较ZIF架构更有优势。然而对于ACS的性能而言，LIF架构却没有优势。
仍以GSM系统为例。GSM的ACS要求为如图4所示，在有用信号(斜线部分)为-82dBm的时候，距离载频200KHz处的邻道干扰(ACI)强度为-73dBm，距离载频400KHz处的ACI强度为_41dBm，距离载频600KHz处的ACI强度为_33dBm。ACI (特别是距离载频400KHz和600KHz的邻道)干扰很强，若不处理必将导致后级电路饱和，从而影响接收机的性能。因此，在接收通道的ADC前级还会加上模拟低通滤波器对ACI进行抑制(滤波器幅频响应曲线如图4中粗黑线所示)。当采用ZIF架构接收机时，有用信号(变频前处在载频处)被直接下变频到零频处，对于正频和负频的ACI，模拟低通滤波器只需要抑制同样的幅度(见图5和图6中黑粗线的模拟滤波器幅频响应)，即可保证接收机ACS的性能。而当采用LIF架构接收机时 ，假设中频频率为Fif，则在数字变频之前，接收到的信号中心在Fif处。对于正频部分的信号，为了保证有用信号不受损伤，LIF架构下的模拟滤波器的带宽必须比ZIF架构下的通带带宽更宽(最少宽Fif);而由于模拟低通滤波器在正频和负频处展示出同样的幅频特性(见图7和图8)，LIF架构下负频部分的ACI抑制将变差(见图8中黑粗线的模拟滤波器幅频响应)。选择越大的中频Fif，负频部分的ACI抑制越差。因此，LIF架构必须采用电路更复杂，实现难度和功耗更大的带通滤波器来保证ACS性倉泛。综上所述，目前尚未有一种接收机架构，能够同时优化DC offset和ACS两项指标的性能。而从现有的接收机架构的特性来分析，也不存在能够用较小的代价同时优化DCoffset和ACS两项指标性能的架构。
发明内容
为了解决上述技术问题，本发明的目的是提供一种自适应变中频射频接收机，能同时优化直流偏移和邻道选择这两项性能指标。本发明解决其技术问题所采用的技术方案是一种自适应变中频射频接收机，包括
接收天线，用于接收无线信号；
低噪声放大器，用于对接收的无线信号进行放大；
模拟下变频器，用于对放大后的信号进行下变频，从而生成中频模拟信号；
转角频率可调低通滤波器，用于对生成的中频模拟信号进行邻道选择和抗混叠滤波； 模数转换器，用于将经邻道选择和抗混叠滤波后的模拟中频信号转换为数字中频信
号;
静态直流偏移校准模块，用于对数字中频信号的直流偏移进行初步校准；
通道选择和处理模块，用于根据初步校准后的信号选择零中频通道或低中频通道，进而根据选择的通道对初步校准后的信号进行处理；
所述接收天线的输出端依次通过低噪声放大器、模拟下变频器、转角频率可调低通滤波器、模数转换器、静态直流偏移校准模块进而与所述通道选择和处理模块的输入端连接。进一步，所述通道选择和处理模块包括动态直流偏移校准子模块和用于选择零中频通道或低中频通道的切换开关，所述切换开关的输入端与所述静态直流偏移校准模块的输出端连接，所述切换开关的输出端包括第一切换点和第二切换点，所述第一切换点与所述动态直流偏移校准子模块的输入端连接，所述动态直流偏移校准子模块的输出端依次连接有数字下变频子模块和数字滤波器；所述第二切换点与所述数字滤波器的输入端连接。
进一步，所述模拟下变频器包括与低噪声放大器输出端连接的混频器和用于为混频器提供正交本振信号的锁相环；所述混频器用于将正交本振信号和放大后的信号进行混频，从而将放大后的信号下变频到中频信号后发送至转角频率可调低通滤波器的输入端。进一步，还包括用于根据选择的切换门限进行控制的接收信号强度指示模块，所述接收信号强度指示模块的输入端与所述数字滤波器的输出端连接，所述接收信号强度指示模块的第一输出端与所述转角频率可调低通滤波器的输入端连接，所述接收信号强度指示模块的第二输出端与所述切换开关的输入端连接，所述接收信号强度指示模块的第三输出端与所述锁相环的输入端连接。进一步，包括一射频芯片，所述的低噪声放大器、模拟下变频器、转角频率可调低通滤波器、模数转换器、静态直流偏移校准模块、通道选择和处理模块、接收信号强度指示模块均设在所述的射频芯片上。进一步，包括一基带芯片和射频芯片，所述的接收信号强度指示模块设置在基带 芯片上，所述的低噪声放大器、模拟下变频器、转角频率可调低通滤波器、模数转换器、静态直流偏移校准模块、通道选择和处理模块均设置在所述的射频芯片上。进一步，所述接收信号强度指示模块的切换门限是根据不同的通信系统来设定。进一步，所述接收信号强度指示模块在GSM系统中的切换门限为-87dBm。本发明的有益效果是本发明包括用于根据初步校准后的信号选择零中频通道或低中频通道的通道选择和处理模块，能同时优化直流偏移和邻道选择这两项性能指标；进一步，还包括用于根据选择的切换门限进行控制的接收信号强度指示模块，能根据接收信号的强度自适应选择零中频通道或低中频通道，结构简单、成本较低和易于实现；进一步，所述接收信号强度指示模块的切换门限根据不同的通信系统来设定，即所述射频接收机的输入信号门限可根据不同的通信系统来设定，具有良好的可扩展性和可移植性。
图1为零中频架构接收机的输出频谱；
图2为直流偏移在进入接收状态后的稳定过程；
图3为低中频架构接收机对直流偏移的处理过程；
图4为GSM通信系统的邻道干扰和模拟滤波器幅频响应；
图5为零中频架构滤波器对正频邻道干扰的抑制示意 图6为零中频架构滤波器对负频邻道干扰的抑制示意图 图7为低中频架构滤波器对正频邻道干扰的抑制示意 图8为低中频架构滤波器对负频邻道干扰的抑制示意 图9为本发明一种自适应变中频射频接收机的模块方框 图10为本发明在信号较大时进行直流偏移校准的示意 图11为本发明在信号较小时进行直流偏移校准的示意 图12为本发明通道选择和处理模块与接收信号强度指示模块的组成结构框 图13为本发明模拟下变频器的组成结构框图。附图标记SW.切换开关。
具体实施例方式下面结合附图对本发明的具体实施方式
作进一步说明。参照图9，本发明一种自适应变中频射频接收机，包括
接收天线，用于接收无线信号；
低噪声放大器，用于对接收的无线信号进行放大；
模拟下变频器，用于对放大后的信号进行下变频，从而生成中频模拟信号；
转角频率可调低通滤波器，用于对生成的中频模拟信号进行邻道选择和抗混叠滤波； 模数转换器，用于将经邻道选择和抗混叠滤波后的模拟中频信号转换为数字中频信·号;
静态直流偏移校准模块，用于对数字中频信号的直流偏移进行初步校准；
通道选择和处理模块，用于根据初步校准后的信号选择零中频通道或低中频通道，进而根据选择的通道对初步校准后的信号进行处理；
所述接收天线的输出端依次通过低噪声放大器、模拟下变频器、转角频率可调低通滤波器、模数转换器、静态直流偏移校准模块进而与所述通道选择和处理模块的输入端连接。参照图12，进一步作为优选的实施方式，所述通道选择和处理模块包括动态直流偏移校准子模块和用于选择零中频通道或低中频通道的切换开关SW，所述切换开关SW的输入端与所述静态直流偏移校准模块的输出端连接，所述切换开关SW的输出端包括第一切换点和第二切换点，所述第一切换点与所述动态直流偏移校准子模块的输入端连接，所述动态直流偏移校准子模块的输出端依次连接有数字下变频子模块和数字滤波器；所述第二切换点与所述数字滤波器的输入端连接。其中，动态直流偏移校准子模块的功能由高通滤波器来实现，而切换开关SW切在第一切换点时选择的是低中频通道，切换开关SW切在第二切换点时选择的是零中频通道。参照图13，进一步作为优选的实施方式，所述模拟下变频器包括与低噪声放大器输出端连接的混频器和用于为混频器提供正交本振信号的锁相环；所述混频器用于将正交本振信号和放大后的信号进行混频，从而将放大后的信号下变频到中频信号后发送至转角频率可调低通滤波器的输入端。参照图12，进一步作为优选的实施方式，还包括用于根据选择的切换门限进行控制的接收信号强度指示模块，所述接收信号强度指示模块的输入端与所述数字滤波器的输出端连接，所述接收信号强度指示模块的第一输出端与所述转角频率可调低通滤波器的输入端连接，所述接收信号强度指示模块的第二输出端与所述切换开关SW的输入端连接，所述接收信号强度指示模块的第三输出端与所述锁相环的输入端连接。其中，切换门限是根据通信系统的输入信号强度或幅度来选择的，而所述接收信号强度指示模块进行的控制包括控制切换开关SW的切向、锁相环的本振频率和转角频率可调低通滤波器的转角频率。进一步作为优选的实施方式，包括一射频芯片，所述的低噪声放大器、模拟下变频器、转角频率可调低通滤波器、模数转换器、静态直流偏移校准模块、通道选择和处理模块、接收信号强度指示模块均设在所述的射频芯片上。下面结合图9-13和射频芯片对本发明自适应变中频的射频接收机只采用一块射频芯片的实施例作具体说明
本发明自适应变中频的射频接收机架构如图9、图12和图13所示。空中的无线信号经过接收天线接收到低噪声放大器，低噪声放大器把信号放大后送到模拟下变频器的混频器处。锁相环PLL将为模拟下变频器的混频器提供正交本振信号，也即通过分频器把放大的信号分为正交的I路信号和Q路信号。下变频后，Ι/Q两路信号都将经过转角频率可调的低通滤波器进行邻道选择和抗混叠滤波。转角频率可调的低通滤波器的输出将连接模数转换器，把模拟信号转换为数字信号。信号经模数转换器后，将首先经过静态直流偏移校准模块，在射频芯片刚上电时对直流偏移DC offset进行初步校准。射频接收机将记录该初步校准的值，并在每次进入接收状态时自动减去该值。然后将通过切换开关SW来选择信号是经过零中频通道还是经过低中频通道若经过低中频通道，则信号将首先经过高通滤波器(即动态直流偏移校准子模块)进行动态直流偏移校准，然后经过数字下变频器进行数字下变频，把输入信号的载波变为零中频信号后送入数字滤波器；若选择零中频通道，信号将直接送入数字滤波器。数字滤波器将对接收到的信号进行滤波，并将滤波后的信号按照接口设定的格式输出。
当射频芯片刚上电时，GSM通信系统有很长一段时间，让系统进行初始化、稳定以及让射频芯片完成各种校准算法。静态直流偏移校准模块将利用这段时间进行静态直流偏移校准(此校准是在特定的频率下进行的)。由于DC offset会随频率变化而变化，故静态直流偏移校准还能保证在初始化所在的特定频率下将DC offset抑制得很好，而对于其他频率，静态直流偏移校准模块只能把DC offset抑制到一个相对较小的值(相对于不做静态DC offset校准而言)，以保证DC offset在不再进行动态DC offset校准的情况下(也即是采用ZIF架构时)，对于相对较大的信号输入(如测试ACS性能时的-82dBm)仍然具有足够的输出信噪比。本发明的直流偏移校准方法(包括静态直流偏移校准和动态直流偏移校准)如图10和图11所示。如图11所示，当输入信号载频为H)，输入信号强度或幅度较小时，接收机系统关心的是灵敏度的指标。目前GSM射频芯片普遍能做到使灵敏度在-105至-108dBm之间。对于小信号，残余的DC offset将明显影响接收的信噪比，此时本发明接收机的动态直流偏移校准子模块会在静态DC offset校准后进行动态DC offset校准，即本发明接收机会进行如下操作
1)将切换开关SW切在低中频通道(即切换开关的第一切换点)；
2)控制锁相环PLL提供R)-Fif的本振(Fif为中频频率)；
3)转角频率可调低通滤波器的转角频率设置在低中频模式下(此时转角频率更宽)。上述操作能利用低中频架构接收机的高通滤波器有效抑制DC offset，从而提高小信号下的接收信噪比和灵敏度。如图10所示，当输入信号幅度超过_82dBm时，接收机系统的信噪比已经足够高，此时DC offset对信噪比的影响可以忽略，故接收系统更关心的是ACS性能。此时，本发明射频接收机只进行静态DC offset校准而不再进行动态DC offset校准，即本发明射频接收机进行如下操作
1)将切换开关SW切在零中频通道(即切换开关的第二切换点)；
2)控制锁相环PLL提供输入信号载频H)的本振；
3)转角频率可调低通滤波器的转角频率设置在零中频模式下(此时转角频率更窄)。上述操作能利用零中频架构接收机的低通滤波器转角频率更窄的特点，有效抑制ACI，提高接收机的ACS性能；同时，刚上电时静态直流偏移校准模块已把DC offset校准到一个较小的范围，在ACS的测量中即便不使用高通滤波器也能保证DC offset不明显对输出信噪比产生不良影响。根据国际、国内规范要求，对于GSM通信系统，ACS测量的输入有用信号为_82dBm。而由于无线传输存在多径衰落的效应，基站发出_82dBm的信号到达射频芯片天线被接收时，信号会有范围的波动。因此，理论上只要保证输入信号幅度大于时采用零中频架构，就能保证ACS性能。而-87dBm的这个切换门限，最少比测量接收灵敏度时的信号强度大18dB，故此时DC offset对于此大信号信噪比的影响是可以忽略的。该实施例的接收机射频芯片上集成了接收信号强度指示(RSSI)模块，用于在数字滤波器输出端检测接收到信号的强度。以_87dBm为切换门限，接收信号强度指示模块根据检测到输入信号(即数字滤波器的输出信号)的大小来选择
1)切换开关SW;
2)锁相环PLL的本振频率；
3)转角频率可调低通滤波器的转角频率的转角频率。接收信号强度指示模块选择的切换门限即为接收机架构(即通道选择)切换的输入信号门限，其可以通过写寄存器的方式进行配置。因此可以配置不同的切换门限来适应不同的通信系统(例如对GSM通信系统而言，切换门限就是_87dBm)。进一步作为优选的实施方式，包括一基带芯片和射频芯片，所述的接收信号强度指示模块设置在基带芯片上，所述的低噪声放大器、模拟下变频器、转角频率可调低通滤波器、模数转换器、静态直流偏移校准模块、通道选择和处理模块均设置在所述的射频芯片上。下面结合图9-13、射频芯片和基带芯片对本发明自适应变中频的射频接收机采用射频芯片和基带芯片共同实现的实施例作进一步说明
该实施例与只采用一块射频芯片的实施例的结构大致相同，不同之处在于该实施例通过基带芯片的接收信号强度指示模块或接收信号质量模块来选择射频接收芯片采用哪一种架构。此时射频接收机的架构选择(即通道选择)将直接受基带芯片控制，而不受射频接收机芯片内部信号控制。由于基带芯片的功能强大，可以完成信号解调等一系列复杂运算，因此除了通过接收信号强度指示模块，基带芯片还可以通过接收信号质量的好坏来判断当前所采用的射频接收机架构是否最优化。若此时的接收信号质量不是最优，基带芯片将产生一个反馈信号至射频接收芯片来选择
1)切换开关SW;
2)锁相环PLL的本振频率；
3)转角频率可调低通滤波器的转角频率的转角频率。进一步作为优选的实施方式，所述接收信号强度指示模块的切换门限是根据不同的通信系统来设定。进一步作为优选的实施方式，所述接收信号强度指示模块在GSM系统中的切换门限为 _87dBm。以上是对本发明的较佳实施进行了具体说明，但本发明创造并不限于所述实施例，熟悉本领域的技术人员在不违背本发明精神的前提下还可做作出种种的等同变形或替换，这些等同的变形或替换均包含在 本申请权利要求所限定的范围内。
权利要求
1.一种自适应变中频射频接收机，其特征在于包括接收天线，用于接收无线信号；低噪声放大器，用于对接收的无线信号进行放大；模拟下变频器，用于对放大后的信号进行下变频，从而生成中频模拟信号；转角频率可调低通滤波器，用于对生成的中频模拟信号进行邻道选择和抗混叠滤波；模数转换器，用于将经邻道选择和抗混叠滤波后的模拟中频信号转换为数字中频信号;静态直流偏移校准模块，用于对数字中频信号的直流偏移进行初步校准；通道选择和处理模块，用于根据初步校准后的信号选择零中频通道或低中频通道，进而根据选择的通道对初步校准后的信号进行处理；所述接收天线的输出端依次通过低噪声放大器、模拟下变频器、转角频率可调低通滤波器、模数转换器、静态直流偏移校准模块进而与所述通道选择和处理模块的输入端连接。
2.根据权利要求1所述的一种自适应变中频射频接收机，其特征在于所述通道选择和处理模块包括动态直流偏移校准子模块和用于选择零中频通道或低中频通道的切换开关(SW)，所述切换开关(Sff)的输入端与所述静态直流偏移校准模块的输出端连接，所述切换开关(SW)的输出端包括第一切换点和第二切换点，所述第一切换点与所述动态直流偏移校准子模块的输入端连接，所述动态直流偏移校准子模块的输出端依次连接有数字下变频子模块和数字滤波器；所述第二切换点与所述数字滤波器的输入端连接。
3.根据权利要求2所述的一种自适应变中频射频接收机，其特征在于所述模拟下变频器包括与低噪声放大器输出端连接的混频器和用于为混频器提供正交本振信号的锁相环；所述混频器用于将正交本振信号和放大后的信号进行混频，从而将放大后的信号下变频到中频信号后发送至转角频率可调低通滤波器的输入端。
4.根据权利要求3所述的一种自适应变中频射频接收机，其特征在于还包括用于根据选择的切换门限进行控制的接收信号强度指示模块，所述接收信号强度指示模块的输入端与所述数字滤波器的输出端连接，所述接收信号强度指示模块的第一输出端与所述转角频率可调低通滤波器的输入端连接，所述接收信号强度指示模块的第二输出端与所述切换开关(SW)的输入端连接，所述接收信号强度指示模块的第三输出端与所述锁相环的输入端连接。
5.根据权利要求3或4所述的一种自适应变中频射频接收机，其特征在于包括一射频芯片，所述的低噪声放大器、模拟下变频器、转角频率可调低通滤波器、模数转换器、静态直流偏移校准模块、通道选择和处理模块、接收信号强度指示模块均设在所述的射频芯片上。
6.根据权利要求3或4所述的一种自适应变中频射频接收机，其特征在于包括一基带芯片和射频芯片，所述的接收信号强度指示模块设置在基带芯片上，所述的低噪声放大器、模拟下变频器、转角频率可调低通滤波器、模数转换器、静态直流偏移校准模块、通道选择和处理模块均设置在所述的射频芯片上。
7.根据权利要求3或4所述的一种自适应变中频射频接收机，其特征在于所述接收信号强度指示模块的切换门限是根据不同的通信系统来设定。
8.根据权利要求3或4所述的一种自适应变中频射频接收机，其特征在于所述接收信号 强度指示模块在GSM系统中的切换门限为-87dBm。
全文摘要
本发明公开了一种自适应变中频射频接收机，包括接收天线、低噪声放大器、模拟下变频器、转角频率可调低通滤波器、模数转换器、静态直流偏移校准模块和通道选择和处理模块，接收天线的输出端依次通过低噪声放大器、模拟下变频器、转角频率可调低通滤波器、模数转换器、静态直流偏移校准模块进而与通道选择和处理模块的输入端连接。本发明的通道选择和处理模块能根据初步校准后的信号选择零中频通道或低中频通道，能同时优化直流偏移和邻道选择；进一步，本发明还包括接收信号强度指示模块，结构简单、成本较低和易于实现；进一步，本发明具有良好的可扩展性和可移植性，可广泛应用于无线通信技术领域。
文档编号H04B1/06GK103001654SQ20121059379
公开日2013年3月27日 申请日期2012年12月31日 优先权日2012年12月31日
发明者陈弟虎, 郭建平, 黄沫 申请人:中山大学