FDD系统中信道互易性补偿方法和装置与流程

本发明涉及通信系统，尤其涉及LTEFDD通信系统。

背景技术：
信道状态信息(ChannelStateInformation，CSI)对于通过预编码或波束成形技术获取多输入多输出(MIMO)系统增益至关重要。在频分双工(FrequencyDivisionDuplex，FDD)系统中，CSI通常通过预编码指示(PrecodingMatrixIndicator，PMI)反馈机制由用户设备(UE)报告给基站(BS)。尽管该PMI反馈机制能够帮助BS获取CSI，但是却面临着CSI的量化误差、反馈周期和反馈延时引起的时延、反馈信号的信令开销等相关的挑战。由于这些挑战，目前3GPPLTE系统中的预编码/波束成形技术并未带来非常吸引人的增益，原因如下：1)来自码本的量化CSI的量化误差仍非常大，特别是对于交叉极化天线。这种量化误差使得目前的LTE系统不能从多用户MIMO(至少对于4天线)获益。2)由于反馈延时(通常超过10ms)带来的CSI反馈误差也不能忽略。其降低了调度、用户配对以及与CSI相关的链路自适应等性能。3)由于对反馈延迟的敏感性，其仅能在低移动性的情形下工作。4)仅能反馈宽带PMI而无法反馈子带PMI。最近的研究显示，假设FDD系统中下行和上行之间存在长期信道互易性，宽带CSI能够在BS侧从上行信号中估计，而非从UE处反馈获取。通常，下行的传输协方差矩阵就是这样的一个宽带CSI。协方差矩阵的主特征向量提供了与由PMI反馈提供的CSI相同的空间信息；而其他特征向量提供了比PMI反馈更多的空间信息，因此，其提供了无量化误差、无反馈延时、更好地支持高秩传输等优势。因此，问题的关键在于：FDD系统中是否真的存在长期互易性。根据研究发现，对于高空间相关性或者小双工距离(例如，10MHz)，下行和上行之间存在长期信道互易性，无需任何补偿；对于低空间相关性以及大双工距离(例如，400MHz)，只有在使用适当的补偿方案补偿了由于下行和上行之间的频偏而产生的信道差异后，下行和上行之间才存在长期信道互易性。由于FDD系统中下行和上行之间的频偏，瞬时信道矩阵由于与下行和上行之间的载波频率相关的随机散射而独立衰落，并且从上行估计出的信道矩阵不能直接用作下行的信道矩阵的估计。这意味着下行和上行之间的瞬时信道互易性在FDD系统中不存在。然而，长期宽带信道特性并不像短期窄带信道互易性那样易受到载波频率的影响。发明人进行的许多仿真证实了这一点，并且一些学术文献[B.K.Chalise，L.Haering，andA.Czylwik，“RobustULtoD1spatialcovariancematrixtransformationforDLbeamforming”inIEEEInternationalConferenceonCommunications，2004，Vol.5，Jun.2004，pp.3010-3014]以及3GPP提案[3GPPR1-100853ChannelreciprocityinFDDsystemsincludingsystemswithlargeduplexdistance，Erricsson]也说明了这一点。发明人在仿真中的主要假设在于：从BS传输的用于下行的无线信号的离开角(AngleofDeparture，DOA)与BS接收的用于上行的无线信号的到达角(AngleofArrival，AOA)相同，而瞬时信道衰落在上行和下行是独立的。这些假设从无线传输理论的角度是合理的，并且也被现场测试证实[YantaoHan，JiqingNiandGaokeDu，“ThepotentialapproachestoachievechannelreciprocityinFDDsystemwithfrequencycorrectionalgorithms”，CommunicationsandNetworkinginChina(CHINACOM)，20105thInternationalICSTConferenceon，25-27Aug2010，pp.1-5.]，并且也与以上提及的文献中的假设一致。现有的一些方案能够保证下行和上行之间的长期信道互易性。在这些方案中，基于协方差矩阵的频率校正是一个简单且有效的方案，参见[B.K.Chalise，LHaering，andA.Czylwik，“RobustULtoDLspatialcovariancematrixtransformationforDLbeamforming”，inIEEEInternationalConferenceonCommunications，2004，Vol.5，June2004，pp.3010-3014]。假设长期宽带协方差矩阵表示为R＝E(HHH)，其中H是赫密特(复数共轭)转置，H是信道矩阵，E(·)是数学期望。相应的，用于下行的传输协方差矩阵是我们感兴趣的且被表示为RDL＝E(HDLHHDL)，其中HDL是N×M下行信道矩阵，N是下行接收天线数目，M是下行发射天线数目。用于上行的接收协方差矩阵被表示为RUL＝E(HULHHUL)，其中HUL是M×N的上行信道矩阵。频率补偿方案已在上述文献中提出，通过下式从上行接收协方差矩阵重建下行信道传输协方差矩阵：RDL＝T(θ)·RUL·T(θ)H(1)补偿矩阵T(θ)是一个对角阵，如下式所示：其中d是天线间距，λ是载波波长，fDL和fUL分别是下行和上行载波频率，f0是取决于d和λ的参考载波频率，θ是下行方向上的无线路径的离开角。上述频率补偿方案能够有效的补偿由于下行和上行的频偏而产生的下行传输协方差矩阵和上行接收协方差矩阵之间的差异；然而，该方案却无法补偿FDD系统中由于下行和上行之间的射频通道不匹配(RFmismatch)而产生的差异。

技术实现要素：
因此，有必要提供一种FDD系统中下行和上行之间的长期信道互易性补偿方案，其能够补偿由于下行和上行的频偏而产生的下行传输协方差矩阵和上行接收协方差矩阵之间的差异以及由于下行和上行之间的射频通道不匹配而产生的差异。根据本发明的一个实施例，提供了一种FDD通信系统中的信道互易性补偿方法，其中，所述方法包括以下步骤：a.发送对应于一定数目子载波的下行参考信号至用户设备，用于估计下行信道矩阵；b.接收来自所述用户设备的训练样本所述训练样本为所述用户设备从其估计的所有子载波上的下行信道矩阵中选择出的一部分；以及接收来自所述用户设备的上行探测参考信号，并根据所述上行探测参考信号估计上行信道矩阵HUL；c.基于所估计的所述上行信道矩阵HUL，利用该上行信道矩阵的协方差矩阵估计上行离开角θ，并构建补偿矩阵T(θ)；以及基于所述训练样本和所述上行信道矩阵HUL并根据下式，估计A和B，其中，A＝diag(a1，a2，...，aN)，B＝diag(b1，b2，...，bM)；a1＝1，2≤n≤N；和b1＝1，2≤m≤M，其中，M是下行发射天线的数目，N是上行接收天线的数目，；d.根据下式重建下行信道矩阵的估计HDL，和其中，hDL，nm是HDL中的元素，其表示第m根发射天线至第n根接收天线的下行信道响应，是中的元素，是上行信道矩阵HUL通过变换后获得的。有利的，上述方法还包括以下步骤：e.基于重建的所述下行信道矩阵的估计HDL并根据下式，重建下行信道传输协方差矩阵的估计RDL，RDL＝E(HDLHHDL)其中，E(·)表示数学期望。根据本发明的另一个实施例，提供了一种FDD通信系统中的信道互易性补偿方法，其中，所述方法包括以下步骤：i.接收来自基站的对应一定数目子载波的下行参考信号，用于估计下行信道矩阵；ii.估计所述一定数目子载波上的下行信道矩阵，并基于该下行信道矩阵，估计所有子载波上的下行信道矩阵；iii.选择所估计的所述所有子载波上的下行信道矩阵中的一部分，将其作为训练样本发送至所述基站；其中，所述方法还包括：-发送上行探测参考信号至所述基站。根据本发明的又一个实施例，提供了一种FDD通信系统的基站中用于信道互易性补偿的装置，其中，所述装置包括：第一发送单元，用于发送对应一定数目子载波的下行参考信号至用户设备，用于下行信道矩阵估计；第一接收单元，用于接收来自所述用户设备的训练样本所述训练样本为所述用户设备从其估计的所有子载波上的下行信道矩阵中选择出的一部分；以及接收来自所述用户设备的上行探测参考信号，并根据所述上行探测参考信号估计上行信道矩阵HUL；第一估计单元，用于基于所估计的所述上行信道矩阵HUL，利用该上行信道矩阵的协方差矩阵估计上行离开角θ，并构建补偿矩阵T(θ)；以及基于所述训练样本和所述上行信道矩阵HUL并根据下式，估计A和B，其中，A＝diag(a1，a2，...，aN)，B＝diag(b1，b2，...，bM)；a1＝1，2≤n≤N；和b1＝1，2≤m≤M，其中，M是下行发射天线的数目，N是上行接收天线的数目；第一重建单元，用于根据下式重建下行信道矩阵的估计HDL，和其中，hDL，nm是HDL中的元素，其表示第m根发射天线至第n根接收天线的下行信道响应，是中的元素，是上行信道矩阵HUL通过变换后获得的。有利的，上述装置还包括：第二重建单元，用于基于重建的所述下行信道矩阵的估计HDL并根据下式，重建下行信道传输协方差矩阵的估计RDL，RDL＝E(HDLHHDL)其中，E(·)表示数学期望。根据本发明的又一个实施例，提供了一种FDD通信系统的用户设备中用于信道互易性补偿的装置，其中，所述装置包括：第二接收单元，用于接收来自基站的对应一定数目子载波的下行参考信号，用于估计下行信道矩阵；第二估计单元，用于估计所述一定数目子载波上的下行信道矩阵，并基于该下行信道矩阵，估计所有子载波上的下行信道矩阵；第一选择单元，用于选择所估计的所述所有子载波上的下行信道矩阵中的一部分，将其作为训练样本发送至所述基站；其中，所述装置还包括：第二发送单元，用于发送上行探测参考信号至所述基站。本发明的优点在于：1)CSI将直接被估计而无需在UE侧被量化，由此避免的量化误差能够帮助改进系统性能。2)CSI将及时的被估计而无需遭受反馈延时，由此能够帮助改善调度、用户配对以及与CSI相关的链路自适应的性能。3)及时估计的CSI使得预编码/波束成形能够在中度移动性的情形下工作，而传统方法中来自UE的CSI反馈由于反馈延时到达BS时将不再有效。4)重用上行参考信号或业务信号估计CSI，因此节约了上行反馈信道资源。5)提供了完整的CSI，因此使得BS能够获得不同秩的CSI，而PMI反馈仅提供被报告的秩的CSI。6)对于大天线阵列或较多数量的天线单元，本发明能够提供低开销的信道状态信息获取方案。附图说明通过阅读以下结合附图对非限定性实施例的描述，本发明的其它目的、特征和优点将变得更为明显和突出。图1示出了根据发明的一个实施例的4根发射天线和4根接收天线的系统模型图；图2示出了根据发明的一个实施例的FDD系统中信道互易性补偿的方法流程图。其中，相同或相似的附图标记表示相同或相似的步骤特征/装置(模块)。具体实施方式以下结合附图对本发明的技术方案进行描述。以图1为例，其示出4根发射天线和4根接收天线的实际系统模型。其中，HBS，T表示BS侧的传输RF信道特性，类似的，HMS，R，HMS，T和HBS，R分别表示UE侧的接收RF信道特性，UE侧的传输RF信道特性，BS侧的接收RF信道特性。通常，所有这些信道矩阵均为对角阵。HA，DL和HA，UL分别表示下行和上行的空中无线信道特性，其依赖于载波频率fDL和fUL。下行的等效基带信道为HDL＝HMS，R·HA，DL(fDL)·HBS，T(3)并且能够通过已知的参考信号估计得到。类似的，上行的等效基带信道为HUL＝HBS，R·HA，UL(fUL)·HMS，T(4)由于波束成形通常在基带上实现，因此等效基带信道是我们所关注的，而非空中信道例如HA，DLandHA，UL。下行传输协方差矩阵为上行接收协方差矩阵为所讨论的波束成形问题的目的在于：寻找一种补偿方案以从RUL获得下行传输协方差矩阵RDL。基于无线传输理论，上述方程(1)和(2)的现有频率校正方案仅适用于空中接口的信道，而非由RF信道和空中信道构成的等效基带信道。也即，下式成立：RA，DL＝T(θ)·RA，UL·T(θ)H(7)而由于下行和上行之间的RF不匹配，下式不再成立：RDL≠T(θ)·RUL·T(θ)H(8)在本发明中，提出了一种新的长期信道互易性补偿方案，其能够补偿不仅由于频偏产生的而且由于下行和上行的RF不匹配产生的下行协方差矩阵和上行协方差矩阵之间的差异。本发明的方案将基于以下两个已广泛得到证明的假设：1)下行的空中信道能够由上述方程(1)和(2)的频率补偿矩阵补偿，也即：HA，DL(fDL)＝(HA，UL(fUL))T·T(θ)(9)2)在相同的载波频率f，下行和上行的空中信道矩阵将是对称的，也即：HA，DL(f)＝(HA，UL(f))T(10)将方程(9)代入(3)中，得到：HDL＝HMS，R·((HA，UL(fUL))T·T(θ))·HBS，T(11)从方程(4)，得到：HA，UL(fUL)＝H-1BS，R·HUL·H-1MS，T(12)由于HBS，R和HMS，T是对角阵并且通常具有非零对角元，因此，它们的逆矩阵总是存在。将方程(12)代入(11)中，得到：HDL＝HMS，R·(H-1BS，R·HUL·H-1MS，T)T·T(θ)·HBS，T(13)根据H-1BS，R和H-1MS，T的对角特性，H-1BS，R＝(H-1BS，R)T和H-1MS，T＝(H-1MS，T)T(14)将方程(14)代入(13)，得到为简明起见，以A，B，分别表示：A＝HMS，R·H-1MS，T＝diag(a1，a2，...，aN)(16)B＝H-1BS，R·HBS，T＝diag(b1，b2，...，bM)(17)并且于是，方程(15)可表示为：假设下行有M根发射天线和N根接收天线，方程(19)为假设a1＝1，如果以其他每一行点除第一行，那么得到：类似的，对于2≤n≤N中的任一个：假设b1＝1，如果以其他每一列点除第一列，那么得到：类似的，对于2≤m≤M中的任一个：在实际系统中，等效下行信道HDL经由下行参考信号(例如，LTERel-10中的信道状态信息参考信号)估计，并且估计出的等效下行信道在时域和频域上的一些采样将被反馈给BS作为训练样本(以表示)用于获取A和B。上行信道HUL经由上行参考信号(例如，LTERel-10中的探测参考信号)估计。T(θ)能够基于估计的DOA以及方程(2)中给定的其他系统参数构建。A和B能够基于方程(21)至(24)获得。然后，下行信道能够根据方程(19)估计。下文中将基于上述方程及推导对本发明的信道互易性补偿方法进行描述。参照图2，首先在步骤S21中，基站发送对应一定数目子载波的下行参考信号至用户设备，该下行参考信号用于在用户设备侧进行下行信道估计。在步骤S22中，用户设备根据接收到的来自基站的对应一定数目子载波的下行参考信号，估计该一定数目子载波上的下行信道矩阵，并且基于该下行信道矩阵，估计所有子载波上的下行信道矩阵。在步骤S23中，用户设备选择所估计的所有子载波上的下行信道矩阵中的一部分，将其作为训练样本在某一反馈期间以及某一频率粒度上发送至基站。在步骤S24中，用户设备发送上行探测参考信号至基站，该上行探测参考信号用于在基站侧进行上行信道估计。需要说明的是，步骤S24与步骤S22和S23之间并无先后顺序。然后，在步骤S25中，基站接收来自用户设备的训练样本以及接收来自用户设备的上行探测参考信号，并根据该上行探测参考信号估计上行信道矩阵HUL。在步骤S26中，基站基于所估计的上行信道矩阵HUL，利用该上行信道矩阵的协方差矩阵估计上行离开角θ，并且基于该离开角θ和上述方程(2)中的其他系统参数，构建补偿矩阵T(θ)；以及基于训练样本和上行信道矩阵HUL并根据上述方程(21)至(24)，估计A和B。接着，在步骤S27中，基站根据方程(18)和(19)重建下行信道的估计HDL。有利的，在步骤S28中，基站基于重建的下行信道矩阵的估计HDL并根据以下方程重建下行信道传输协方差矩阵的估计RDL，RDL＝E(HDLHHDL)。为了量化本发明的协方差矩阵方案相对于现有技术中PMI反馈的方案的优势，发明人评估了LTERel-10中的下行多用户MIMO的系统级性能。具体的仿真参数如下表所示：比较基础是基于PMI反馈的Rel-10多用户MIMO，其与基于从上行信号估计的协方差矩阵的Rel-10多用户MIMO相比较。仿真结果假定协方差矩阵的理想估计。仿真结果显示，基于协方差矩阵的方案相比于基于PMI反馈的方案获取了大约14％的小区平均增益和18％小区边缘增益。该增益主要来源于由于没有量化误差和反馈延时的改进的信道状态信息。此外，协方差矩阵方案相比于PMI反馈方案提供了更丰富的空间信息，其有利于用户配对和调度。而且，准确的信道状态信息有利于多用户MIMO和单用户MIMO之间的模式切换。尽管在附图和前述的描述中详细阐明和描述了本发明，应认为该阐明和描述是说明性的和示例性的，而不是限制性的；本发明不限于所上述实施方式。那些本技术领域的一般技术人员可以通过研究说明书、公开的内容及附图和所附的权利要求书，理解和实施对披露的实施方式的其他改变。在权利要求中，措词“包括”不排除其他的元素和步骤，并且措辞“一个”不排除复数。在本发明的实际应用中，一个零件可能执行权利要求中所引用的多个技术特征的功能。权利要求中的任何附图标记不应理解为对范围的限制。