本发明涉及通信技术领域，尤其涉及一种识别误检控制信息的方法及装置。
背景技术：
在长期演进(LongTermEvolution，LTE)系统中，由下行物理控制信道(PhysicalDownlinkControlChannel，PDCCH)承载下行控制信息(DownlinkControlInformation，DCI)，DCI包含一个或多个用户设备(UserEquipment，UE)上的资源分配信息及其他类型的控制信息；PDCCH还承载上/下行数据传输的调度信息和上行功率控制命令信息，其中，所述上/下行数据传输的调度信息可以为资源分配(Resourceallocation)信息、调制与编码策略(ModulationandCodingScheme，MCS)等。
一般情况，LTE系统的一个子帧内可以有多个PDCCH，UE首先需要解调PDCCH中的DCI，然后才能够在相应的资源位置上解调属于UE自己的物理下行共享信道(PhysicalDownlinkSharedChannel，PDSCH)，所述PDSCH承载广播消息、寻呼、UE的数据等信息。
但是，由于DCI具有多种格式，而UE在解调PDCCH中的DCI之前，并不知道接收到的PDCCH携带的是哪种格式的DCI，因此，UE必须对DCI的格式进行盲检；即，UE根据所使用的DCI的格式解调所有可能属于自己的PDCCH，搜索属于自己的信息；因此，对DCI的格式进行盲检会出现误检测的情况，即UE所解调的PDCCH并不是属于自己的；DCI的误检概率大小与循环冗余校验(CyclicalRedundancyCheck，CRC)比特长度有关；PDCCH的CRC为16比特，DCI的理论误检率为1/65536；但是，在实际的无线通信环境中，受传输信道的影响，误检率明显大于该值；如在LTE系统测试过程中，DCIformat0误检概率达2次/分钟；DCI的误检会导致UE异常的随机接入、UE发送/接收非预期的数据、下行混合自动重传请求(HybridAutomaticRepeatRequest，HARQ)反馈错误、UE上行功率异常调整等不可预知的问题，进而影响LTE系统的性能。
技术实现要素：
有鉴于此，本发明实施例期望提供一种识别误检控制信息的方法及装置，能够有效识别DCI的误检，避免UE异常的随机接入、UE发送/接收非预期的数据、HARQ反馈错误、UE上行功率异常调整等不可预知的问题，提高LTE系统的性能。本发明实施例的技术方案是这样实现的：
本发明实施例提供一种识别误检控制信息的方法，所述方法包括：计算通过校验的下行控制信息的译码路径的相对度量值；获取译码幸存路径的初始态和终止态，计算所述初始态和所述终止态之间的汉明距离；根据所述相对度量值与预设的第一门限值的大小，以及所述汉明距离与预设的第二门限值的大小识别误检控制信息。
上述实现方案中，所述第一门限值包含与PDCCH占用的控制信道单位(ControlChannelElement，CCE)的聚合度等级(Aggregation，AL)相关的多个门限值。
上述实现方案中，所述根据所述相对度量值与预设的第一门限值的大小，以及所述汉明距离与预设的第二门限值的大小识别误检控制信息，包括：在所述相对度量值小于所述第一门限值，或所述汉明距离大于第二门限值时，识别为误检控制信息。
上述实现方案中，所述计算译码路径的相对度量值，包括：获取通过校验的下行控制信息的译码路径最大相关度量值，以及所述下行控制信息所对应的译码输入的对数似然比LLR数据的绝对值之和，计算所述最大相关度量值与所述LLR数据的绝对值之和的比值，得到译码路径的相对度量值。
上述实现方案中，所述PDCCH编码为咬尾卷积码，所述译码为viterbi译码。
本发明实施例还提供一种识别误检控制信息的装置，所述装置包括：计算模块、获取模块和识别模块；其中，
所述计算模块，用于计算通过校验的下行控制信息的译码路径的相对度量值；
所述获取模块，用于获取译码幸存路径的初始态和终止态，计算所述初始态和所述终止态之间的汉明距离；
所述识别模块，用于根据所述相对度量值与预设的第一门限值的大小，以及所述汉明距离与预设的第二门限值的大小识别误检控制信息。
上述实现方案中，所述第一门限值包含与PDCCH占用的CCE的AL相关的多个门限值。
上述实现方案中，所述识别模块，具体用于在所述相对度量值小于所述第一门限值，或所述汉明距离大于第二门限值时，识别为误检控制信息。
上述实现方案中，所述计算模块，具体用于获取通过校验的下行控制信息的译码路径最大相关度量值，以及所述下行控制信息所对应的译码输入的LLR数据的绝对值之和，计算所述最大相关度量值与所述LLR数据的绝对值之和的比值，得到译码路径的相对度量值。
上述实现方案中，所述PDCCH编码为咬尾卷积码，所述译码为viterbi译码。
本发明实施例所提供的识别误检控制信息的方法及装置，计算通过校验的下行控制信息的译码路径的相对度量值；获取译码幸存路径的初始态和终止态，计算所述初始态和所述终止态之间的汉明距离；根据所述相对度量值与预设的第一门限值的大小，以及所述汉明距离与预设的第二门限值的大小识别误检控制信息。如此，能够在不产生DCI漏检的情况下，有效地识别误检的DCI，提高LTE系统的稳定性和LTE系统的性能。
附图说明
图1为本发明咬尾卷积编码器的结构示意图；
图2为本发明实施例卷积编码器T-1时刻到T时刻的状态转移示意图；
图3为本发明实施例识别误检控制信息的方法的处理流程示意图；
图4为本发明实施例确定第一门限值的处理流程示意图；
图5为本发明实施例DCI正确检测与误检情况下的max_Measure与rawBER的分布图；
图6为本发明实施例识别误检控制信息的装置组成结构示意图。
具体实施方式
为更好地理解本发明实施例，下面对LTE系统的PDCCH信道解调技术进行详细介绍。
PDCCH用来承载DCI，如上/下行数据传输的调度信息、上行功率控制信息和公共控制信息等；为了支持链路自适应，并尽可能降低UE检测的复杂度，PDCCH资源映射设计为以CCE为基本单位；一个PDCCH可能占用AL分别为1、2、4、8的CCE。
LTE系统中，一个下行子帧可能承载多个PDCCH，各个PDCCH首先进行独立的CRC计算、加扰、信道编码，并根据AL进行速率匹配；然后，一个子帧中所有的PDCCH复用为一个数据比特流，并对该数据流进行填充，使各个PDCCH信道符合定义的CCE起始位置的规则，即：AL为n的PDCCH的起始位置是n的整数倍CCE位置，并且填充后的数据比特流长度能够充满分配给PDCCH的正交频分复用(OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing，OFDM)符号的所有资源；所述资源是由控制格式指示信道(PhysicalControlFormatIndicatorChannel，PCFICH)指示的除去PCFICH占用的资源和混合自动重传指示物理信道(PhysicalHARQIndicatorChannel，PHICH)占用的资源；再对形成的数据流进行加扰、调制和多天线映射，最后映射到分配至PDCCH的物理资源上。
PDCCH信道编码采用限制长度为七的咬尾卷积码(Tail-BitingConvolutionalCoding，TBCC)，咬尾卷积编码器的结构示意图，如图1所示，编码多项式为G0＝133(octal)、G1＝171(octal)、G2＝165(octal)；与普通卷积码方案采用全零的寄存器初始状态不同的是在咬尾卷积码中，六个寄存器的初始状态设置为编码数据块的最后六比特的数值，如此，卷积编码的起始状态和终止状态将是相同的状态，省去了普通卷积码方案中用于结束状态归零的尾比特；咬尾卷积码一般采用viterbi译码方法进行译码。
viterbi译码算法是一种最大似然译码方法，即译码器选择的输出总是使接收序列条件概率最大的码字。根据最大似然译码原理，在所有可能的路径中求取与接收序列最相似的一条，即：距离最小的一条，进行路径回溯获得判决输出。viterbi算法主要由路径度量的“加比选”运算，累积度量的更新，最大似然路径的回溯等过程组成。
当编码约束长度K＝7时，编码器有6个移位寄存器，则有26＝64个状态，分别为S0，S1，S2，…，S63。在卷积编码过程中，能到达T时刻的状态S2k、S2k+1的T-1时刻的状态有Sk和Sk+32这两个状态。卷积编码器T-1时刻到T时刻的状态转移示意图，如图2所示，当输入信息位为0时(用实线表示输入的信息比特为0)到达S2k；当输入信息位为1时(用虚线表示输入的信息比特为1)，到达S2k+1；因此，可以两个相互比较，组成一个蝶形单元。
假设viterbi译码三路LLR的输入为pm(i)，m＝0,1,2，i＝0,1,...,C-1，C为每一路LLR的数据长度。则咬尾卷积码Viterbi算法描述如下：
(1)初始化；
定义每个时刻状态i的累积欧式距离measure(i)＝0，i＝0，1，2，…，63；
使用Pointer(i，j)记录某时刻Si状态选择的输入路径是Si/2或者Si/2+32，i＝0，1，2，…，63，j＝0，1，2，…，VITERBI_IT*C+6-1；其中，VITERBI_IT*C为最大viterbi译码迭代次数；
定义viterbi译码最优路径的相关度量值max_metric＝0。
使用TraceBack(j)记录最优路径回溯各时刻的状态信息,j＝0,1,2,…,VITERBI_IT*C+6-1。
将卷积码生成式子改写为译码器执行方便的形式，令
其中，Gj,k是卷积码生成多项式序列，对于LTE采用的卷积码而言，
G0,k＝{1,0,1,1,0,1,1},k＝0,1,...,6；
G1,k＝{1,1,1,1,0,0,1},k＝0,1,...,6；
G2,k＝{1,1,1,0,1,0,1},k＝0,1,...,6；
Si,k则是状态变量i以二进制值表示的第k位数值；
又令
其中，的取值为{0，1}，对应gi,j的取值为{1，-1}。
(2)路径度量的“加比选”运算；
定义viterbi输入LLR数据绝对值累加和为abs_metric＝0。
Loop0：计数器i从0计到C-1，tempSum＝|p0(i)|+|p1(i)|+|p2(i)|；
abs_metric+＝tempSum；
对计数器i的Loop0结束；
abs_metric＝abs_metric*VITERBI_IT。
设向前搜索长度N＝VITERBI_IT*C+6
Loop1：计数器i从0计到N-1，在每一步中，对每个状态逐个计算度量，并进行加比选操作；
Loop2：计数器j的每个计数值j(j＝0，1，…，31)；
计算E＝gj,0p0(imodC)+gj,1p1(imodC)+gj,2p2(imodC)；
(a)ifmeasure(j)+E>measure(j+32)-E，
nextMeasure(2j)＝measure(j)+E且Pointer(2j,i)＝0
else
nextMeasure(2j)＝measure(j+32)-E且Pointer(2j,i)＝1
(b)ifmeasure(j)-E>measure(j+32)+E，
nextMeasure(2j+1)＝measure(j)-E且Pointer(2j+1,i)＝0
else
nextMeasure(2j+1)＝measure(j+32)+E且Pointer(2j+1,i)＝1
对计数器j的Loop2结束；
待各个状态计算完毕后，令measure(j)＝nextMeasure(j)；
其中，j＝0,1，...，63；
对计数器i的Loop1结束；
(3)最优路径回溯；
令max_metric＝measure(0)，TraceBack(max_it*C+5)＝0；
Loop3：计数器i从VITERBI_IT*C+5计到0，在每一步中：
ifPointer(TraceBack(i),i)＝0
else
对计数器i的Loop3结束；
(4)输出译码结果以及对应的初始状态state0和终止状态state1；
out_bits(i)＝TraceBack(i+(VITERBI_IT-2)*C)mod2，i＝0,1,…,C-1；
state0＝TraceBack((VITERBI_IT-2)*C-1)；
state1＝TraceBack((VITERBI_IT-1)*C-1)。
在LTE系统中，定义PDCCH盲检的资源集合为PDCCH搜索空间，搜索空间分为公共搜索空间和UE专用搜索空间；其中，公共搜索空间用于传输与寻呼、随机接入响应、广播控制信道(BroadcastControlChannel，BCCH)等相关的控制信息，公共搜索空间是UE必须检测的PDCCH资源集合，公共搜索空间中PDCCH的AL值为4或8，其CCE起始位置为0；UE专用搜索空间是UE必须检测的属于自己的PDCCH资源集合，用于传输与下行共享信道(DownlinkShareChannel，DL-SCH)、上行共享信道(UplinkShareChannel，UL-SCH)等相关的控制信息，UE专用搜索空间的PDCCH的AL值为1、2、4或8；UE专用搜索空间的起始位置、子帧编号和UE的无线网络临时标识(RadioNetworkTemporaryIdentifier，RNTI)有关。
UE根据自身所处的状态以及在该状态下期待收到的DCI信息，对各种可能的DCI格式和可能占用的资源位置进行尝试译码；由于UE知道自身的搜索空间，因此，UE能够获知DCI可能分布在哪些CCE上；对于不同的期望信息，UE用与期望信息相应的X-RNTI与属于自身的搜索空间内的CCE做CRC校验，如果CRC校验成功，UE则确认此信息是自身需要的，也获知了相应的DCI格式。
通常，UE不确定基站采用哪个AL值来发送DCI，所以UE按所有可能存在的AL值搜索；如：对于公共搜索空间，UE需要分别按AL＝4和AL＝8进行搜索；当按AL＝4搜索时，16个CCE需要搜索4次，也就是有4个CCH控制信道候选码(ControlChannelCandidats，Candidates)；当按AL＝8搜索时，16个CCE需要搜索2次，也就是有2个CCHCandidates；那么，对于公共搜索空间，一共有6个CCHCandidates。对于UE专用搜索空间，UE需要分别按AL＝1、2、4和8进行搜索；根据LTErelease8/9规范，UE专用搜索空间需要搜索的次数为16次，因此，在一个下行子帧内，根据最大可能的DCI格式组合，UE最大的盲检测次数为2×(6+16)＝44次。
在实际测试过程中，每个AL值上误检出DCI的概率不同，并且viterbi译码路径相对度量值(max_measure)的分布也不相同，max_measure值等于viterbi译码路径最大相关度量值(max_metric)与viterbi输入对数似然比(Log-LikelihoodRatio，LLR)数据绝对值累加和(abs_metric)的比值，即：max_measure＝max_metric/abs_metric)；通常，80％以上的误检DCI均是在AL＝1和AL＝2上检测出来的，而在AL＝1和AL＝2上误检到的DCI，其viterbi译码路径相对度量值max_measure也相当高。
下面结合附图和具体实施例对本发明的技术方案进一步详细阐述。
本发明实施例所提供的识别误检控制信息的方法的处理流程，如图3所示，包括以下步骤：
步骤101，计算通过校验的下行控制信息的译码路径的相对度量值；
具体地，首先获取通过校验的下行控制信息的译码路径最大相关度量值，以及所述下行控制信息所对应的译码输入的LLR数据的绝对值之和，再计算所述最大相关度量值与所述LLR数据的绝对值之和的比值，得到译码路径的相对度量值；
其中，所述校验为循环冗余校验(CyclicRedundanceCheck，CRC)，所述译码为viterbi译码；所述最大相关度量值用max_metric表示，所述LLR数据的绝对值之和的比值用abs_metric表示，所述相对度量值用max_measure表示，max_measure＝max_metric/abs_metric；
这里，max_metric和abs_metric获取方法参见上述viterbi算法描述部分，这里不再赘述。
步骤102，获取译码幸存路径的初始态和终止态，计算所述初始态和所述终止态之间的汉明距离；
在咬尾卷积码中，通常将六个寄存器的初始状态设置为编码数据块的最后六比特的数据，如此，卷积编码的起始态state0和终止态state1是相同的；在译码过程中，会利用幸存路径的state0等于state1的特性作为viterbi译码迭代的终止条件之一，或作为DCI误检的识别条件；
但是，为节省硬件资源，减少单次译码消耗的时间，确保LTE系统的时序，降低LTE系统的功耗，在具体实现时，会限定viterbi译码迭代次数的最大值；在无线信道条件不好的情况下，UE在DCI盲检时，即使达到最大viterbi译码迭代次数，其幸存路径的state0和state1也不一定相等；由于viterbi译码的纠错能力能够纠正错误的比特，因此，即使幸存路径的state0和state1不相等，viterbi译码的结果也是正确的；这种情况下，如果以幸存路径的state0等于state1作为DCI错误检测的判决条件，则会产生DCI漏检；并且，在无线信道条件不好的情况下，这种漏检情况会非常严重，极大地影响了LTE系统的性能；
因此，本发明实施例通过获取viterbi译码幸存路径的初始态state0和终止态state1，计算所述初始态state0和所述终止态state1之间的汉明距离作为识别误检控制信息的因素；
其中，计算所述初始态state0和所述终止态state1之间的汉明距离具体为：计算幸存路径的初始态state0和幸存路径的终止态state1两者二进制数值不同比特的个数；幸存路径的初始态state0和终止态state1的获取方法参见上述viterbi算法描述部分，这里不再赘述。
步骤103，根据所述相对度量值与预设的第一门限值的大小，以及所述汉明距离与预设的第二门限值的大小识别误检控制信息；
具体地，在所述相对度量值小于所述第一门限值，或所述汉明距离大于第二门限值时，识别为误检控制信息；否则，识别为非误检控制信息；
其中，所述第一门限值为包含与PDCCH占用的CCE的AL相关的多个门限值，AL＝1，2，4，8；与AL＝1对应的第一门限值为TH1，与AL＝2对应的第一门限值为TH2，与AL＝4对应的第一门限值为TH4，与AL＝8对应的第一门限值为TH8；
这里，确定第一门限值的处理流程，如图4所示，包括以下步骤：
步骤a，设置不同AL对应的信噪比值(SIGNAL-NOISERATIO，SNR)；
所述SNR为3GPPTS36.101规范设定的PDCCH工作点，即PDCCH误块率(BLER)为1％时所对应的SNR值。
步骤b，记录原始的DCI比特。
步骤c，对DCI数据进行CRC添加、信道编码、发送。
步骤d，将校验通过的DCI比特数据与记录的原始的DCI比特进行对比，根据对比的结果分别记录正确检测与误检情况下viterbi译码的相对度量值、rawBER和viterbi译码幸存路径初始态和终止态；
其中，rawBER为viterbi译码输出的比特序列进行编码后得到的编码比特，与viterbi译码输入的软比特数据进行硬判决得到的比特序列进行比较，比较得到两者不同的比特数相对于viterbi输入软比特数据长度所占的比率。
步骤e，统计DCI正确检测与误检情况下,max_Measure与rawBER的分布图；
其中，AL＝1时，DCI正确检测与误检情况下的max_Measure与rawBER的分布图，如图5所示，圆点表示正确检测的DCI，圆圈表示误检的DCI。
步骤f，根据DCI正确检测与误检情况下的max_Measure与rawBER的分布图设定第一门限；
具体地，以AL＝1为例，如图5所示，横坐标为检测到的DCI的max_Measure值；正确检测的DCI，其max_Measure值分布均大于0.95，而误检DCI的max_Measure值分布均小于0.9087，因此，将AL＝1的viterbi译码门限值TH1设定为0.9087，即可在不产生漏检的情况下，去除全部的误检DCI；
第一门限值包括TH1、TH2、TH4和TH8，相应的，可得到TH2＝0.815，TH4＝0.7，TH8＝0.65。
在执行步骤b至步骤e的过程中，统计并分析DCI正确检测与误检情况下viterbi译码幸存路径初始状态state0和终止状态state1两者二进制数值不同的比特数分布；当最大viterbi译码迭代次数为3时，state0和state1两者二进制数值不同比特数小于2的情况下，可达到DCI检测误检概率与漏检概率的最佳折衷；因此，设定第二门限值T＝2。
需要说明的是，本发明实施例中，步骤101和步骤102不存在执行的先后顺序，既可以先执行步骤101，再执行步骤102，也可以先执行步骤102，再执行步骤101。
为实现上述识别误检控制信息的方法，本发明实施例还提供一种识别误检控制信息的装置，所述装置的组成结构，如图6所示，包括计算模块11、获取模块12和识别模块13；其中，
所述计算模块11，用于计算通过校验的下行控制信息的译码路径的相对度量值；
所述获取模块12，用于获取译码幸存路径的初始态和终止态，计算所述初始态和所述终止态之间的汉明距离；
所述识别模块13，用于根据所述相对度量值与预设的第一门限值的大小，以及所述汉明距离与预设的第二门限值的大小识别误检控制信息。
上述实现方案中，所述第一门限值包含与PDCCH占用的CCE的AL相关的多个门限值。
上述实现方案中，所述识别模块13，具体用于在所述相对度量值小于所述第一门限值，或所述汉明距离大于第二门限值时，识别为误检控制信息；否则，识别为非误检控制信息。
上述实现方案中，所述计算模块11，具体用于获取通过校验的下行控制信息的译码路径最大相关度量值，以及所述下行控制信息所对应的译码输入的LLR数据的绝对值之和，计算所述最大相关度量值与所述LLR数据的绝对值之和的比值，得到译码路径的相对度量值。
上述实现方案中，所述校验为循环冗余校验(CyclicRedundanceCheck，CRC)，所述译码为viterbi译码；所述最大相关度量值用max_metric表示，所述LLR数据的绝对值之和的比值用abs_metric表示，所述相对度量值用max_measure表示，max_measure＝max_metric/abs_metric。
上述实现方案中，通过获取viterbi译码幸存路径的初始态state0和终止态state1，计算所述初始态state0和所述终止态state1之间的汉明距离作为识别误检控制信息的因素；其中，计算所述初始态state0和所述终止态state1之间的汉明距离具体为：计算幸存路径的初始态state0和幸存路径的终止态state1两者二进制数值不同比特的个数。
上述实现方案中，所述第一门限值为包含与PDCCH占用的CCE的AL相关的多个门限值，AL＝1，2，4，8；与AL＝1对应的第一门限值为TH1，与AL＝2对应的第一门限值为TH2，与AL＝4对应的第一门限值为TH4，与AL＝8对应的第一门限值为TH8；
这里，根据图4所示步骤确定第一门限值，第一门限值包括TH1、TH2、TH4和TH8，TH1＝0.9087，TH2＝0.815，TH4＝0.7，TH8＝0.65；
在执行图4所示步骤b至步骤e的过程中，统计并分析DCI正确检测与误检情况下viterbi译码幸存路径初始状态state0和终止状态state1两者二进制数值不同的比特数分布；当最大viterbi译码迭代次数为3时，state0和state1两者二进制数值不同比特数小于2的情况下，可达到DCI检测误检概率与漏检概率的最佳折衷；因此，设定第二门限值T＝2。
需要说明的是，在实际应用中，所述计算模块11、获取模块12和识别模块13的功能可由位于识别误检控制信息的装置上的中央处理器(CPU)、或微处理器(MPU)、或数字信号处理器(DSP)、或可编程门阵列(FPGA)实现。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。