技术领域本发明涉及电力线载波通信(PLC)领域，尤其是涉及一种基于序列互相关特性的扩频调制和解扩解调方法及装置。
背景技术：
电力线载波通信(PLC)技术作为智能电网和物联网应用的关键技术之一，近年来备受全球关注，如何在恶劣的电力线信道环境下实现低成本高可靠性的通信一直是该领域的技术难题。由于低压电力线网络拓扑结构复杂，接入电网的用电器(称为负载)多样而随机，使得电力线信道噪声环境恶劣，且呈现较强的时变性。另一方面，利用现存电网作为载体进行通信的一大优势在于其较低的实现成本。因此目前在低压电力线领域成熟应用的通信系统多为扩频和单载波调制解调的方式。最常采用的技术组合为基带直接序列扩频(DS-SS)结合射频FSK或PSK调制。这一组合通过对消息序列的频谱扩展，以付出一定的发射带宽为代价来换取接收信号解扩后的相关增益，可以在一定程度上降低系统达到同样净荷速率所需的信噪比(SNR)条件。在实际应用中，特别是在恶劣电力线信道环境下，以往通信系统的缺陷在于，接收机利用扩频码强的自相关特性从解调信号中恢复出基带信息软值的大小及符号。这种方式恢复信号的质量取决于系统收发端在相位、频率及时间上的同步程度。接收机往往需要付出较高的成本来实现精确的载波相位同步、频率同步、扩频码相位捕获与跟踪等电路来进行信号同步信息的恢复。这些带反馈的同步环路在电力线信道恶劣环境下因信噪比较低、噪声变化剧烈等因素常易发生失锁和震荡，造成系统不稳定，通信性能急剧下降；严重时会导致解扩后自相关软值符号翻转或误锁定到伪峰，造成判决误码。从而大大降低了电力线通信系统的可靠性，且在实现成本方面无任何优势。
技术实现要素：
本发明所要解决的技术问题是提供一种基于序列互相关特性的扩频调制和解扩解调方法及装置，以解决电力线载波通信的可靠性问题，同时无需任何同步环路。本发明为解决上述技术问题而采用的技术方案是提出一种扩频调制方法，包括利用扩频码对原始信息进行扩频的步骤，和对扩频后的数据进行调制的步骤，其中所述扩频步骤包括以下步骤：产生自相关性优良、且互相关性较小的序列对；以及用所述序列对的第一序列作为扩频码字对所述原始信息的第一数码进行扩频，用所述序列对的第二序列作为扩频码字对所述原始信息的第二数码进行扩频。在本发明的一实施例中，所述序列对满足：所述第一序列周期内的自相关谱呈现尖锐单峰特性：归一化自相关峰绝对值＝1且仅出现一次，其余旁瓣绝对值＜0.2；两个序列的互相关谱有界，归一化互相关绝对值＜0.3。在本发明的一实施例中，所述序列对为一对由不同本原多项式产生的m序列优选对。在本发明的一实施例中，所述序列对为Gold序列对或Golay互补序列对。在本发明的一实施例中，所述序列优选对的第二序列为全0序列。本发明提出一种解扩解调方法，包括对接收信号进行解调的步骤，对解调信号进行滤波以产生I、Q两路基带信号的滤波步骤，以及对所述I、Q两路基带信号进行解扩的步骤，其中所述解扩步骤包括：产生本地解扩码字，所述本地解扩码字是选自一自相关性优良、且互相关性较小的序列对中的第一序列，其中所述接收信号中的原始信息中，第一数码是用所述序列对的第一序列作为扩频码字进行扩频，第二数码是用所述序列对的第二序列作为扩频码字对进行扩频；以及用所述本地解扩码字分别对所述I、Q两路基带信号进行解扩。在本发明的一实施例中，用所述本地解扩码字分别对所述I、Q两路基带信号进行解扩的步骤包括：用所述本地解扩码字与I路基带信号进行I路相关运算，且同时用所述本地解扩码字与Q路基带信号进行Q路相关运算；对所述I路相关运算结果进行求平方运算，得到I路解扩信号；同时对所述Q路相关运算结果求平方运算，得到Q路解扩信号；将所述I路解扩信号和所述Q路解扩信号进行相加得到相关能量总值；以及对所述相关能量总值进行归一化运算，得到归一化相关能量。在本发明的一实施例中，用所述本地解扩码字分别对所述I、Q两路基带信号进行解扩的步骤还包括：对所述归一化能量设定一个归一化门限值进行判决；在所述本地解扩码字的每一个码字周期内，当所述归一化相关能量值超过所述归一化门限值时，判决为所述第一数码；以及当所述归一化相关能量值低于所述归一化门限值时，判决为所述第二数码。在本发明的一实施例中，用所述本地解扩码字分别对所述I、Q两路基带信号进行解扩的步骤包括：用所述本地解扩码字与I路基带信号进行I路相关运算，且同时用所述本地解扩码字与Q路基带信号进行Q路相关运算；对所述I路相关运算结果进行求绝对值运算，得到I路解扩信号；同时对所述Q路相关运算结果求绝对值运算，得到Q路解扩信号；以及将所述I路解扩信号和所述Q路解扩信号进行相加得到相关能量总值。在本发明的一实施例中，用所述本地解扩码字分别对所述I、Q两路基带信号进行解扩的步骤还包括：对所述相关能量总值设定一个门限值进行判决；在所述本地解扩码字的每一个码字周期内，当所述相关能量总值超过所述门限值时，判决为所述第一数码；以及当所述相关能量总值低于所述门限值时，判决为所述第二数码。本发明还提出一种扩频调制装置，包括：扩频码产生器，生成一对自相关性优良，且互相关性较小的序列对作为扩频码字；扩频单元，接收所述扩频码产生器生成的序列对，用所述序列对的第一序列作为扩频码字对所述原始信息的第一数码进行扩频，用所述序列对的第二序列作为扩频码字对所述原始信息的第二数码进行扩频；基带成型滤波器，对经所述扩频单元扩频后的信号进行成型滤波；载波产生器，生成调制用的一路载波信号；以及调制单元，利用所述正弦载波信号对所述基带成型滤波器后的信号进行调制。本发明还提出一种解扩解调装置，包括：本地载波产生器，生成解调用的一对相互正交的载波信号；解调单元，利用所述一对相互正交的载波信号对接收信号进行解调，输出I、Q两路解调信号；低通滤波器，对所述I、Q两路解调信号进行低通滤波，输出I、Q两路基带信号；本地解扩码产生器，产生本地解扩码字，所述本地解扩码字是选自一自相关性优良、且互相关性较小的序列对中的第一序列，其中所述接收信号中的原始信息中，第一数码是用所述序列对的第一序列作为扩频码字进行扩频，第二数码是用所述序列对的第二序列作为扩频码字对进行扩频；以及解扩单元，接收所述本地解扩码产生器生成的本地解扩码字，利用所述本地解扩码字分别对所述I、Q两路基带信号进行解扩。本发明的扩频调制方法由于在发射机对原始信息数据中的第一数码以第一序列作为扩频码字进行扩频，对原始信息数据中的第二数码以第二序列作为扩频码字进行扩频；而在接收机，以第一序列作为本地解扩码字进行相关运算，可以得到两种解扩状态：“相关”与“不相关”，当在每个码字周期内的相关能量值超过一定门限时，判决为第一数码；没有过门限的相关值出现，则可判决为第二数码。这种判决方式不依赖于精确的同步，因而可以省略同步环路，降低实现成本。附图说明为让本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，以下结合附图对本发明的具体实施方式作详细说明，其中：图1示出根据本发明实施例的通信系统总体结构框图。图2示出本发明第一实施例的通信系统发射机结构框图。图3示出本发明第一实施例的通信系统接收机结构框图。图4示出本发明第二实施例的通信系统接收机结构框图。图5示出本发明第三实施例的通信系统发射机结构框图。具体实施方式以下结合附图实施例对本发明作进一步详细描述。图1示出根据本发明实施例的通信系统总体结构框图，参考图1所示，本实施例的通信系统包括发射机和接收机。发射机包括扩频单元101和调制单元102，信息数据经扩频、调制后耦合至电力线信道103进行传输。接收机包括解调单元104、解扩单元105和能量判决单元106，最终恢复原始信息。在发射机进行扩频时需要使用序列作为扩频码字。与以往扩频码字主要利用自相关特性不同的是，本发明的实施例提供一对等长的具备特殊相关特性的序列作为扩频码字，同时满足以下两个条件：一个码字周期内的自相关谱呈现尖锐单峰特性：归一化自相关峰绝对值＝1且仅出现一次，其余旁瓣绝对值＜0.2；两个码字的互相关谱有界，归一化互相关绝对值＜0.3。两个扩频码Ca和Cb完整周期的互相关谱可由下式定义：Ra,b(k)=1NΣn=0N-1Ca(n)Cb(n+k)]]>其中N为码字长度。当Cb＝Ca时，上式即变为自相关谱。以m序列为例，根据其性质，自相关谱是二值的，由下式给出：可见m序列的自相关特性优良，呈现尖锐单峰，满足上述扩频码字选取条件①；但任意两个m序列之间的互相关特性并不都很好，其互相关谱可能是三值、四值的或多值的，互相关值大小不一。本发明的实施例根据所述频码字选取条件②，在m序列集中，搜索选用一对由不同本原多项式产生的m序列优选对Ca和Cb，该类特殊的m序列对的互相关谱是三值的，这三个值为：-1Nra,b(n),-1N,1N[ra,b(n)-2]]]>这里：其中，序列的周期为N＝2n-1。Ca和Cb是m序列优选对的充分条件如下：对4取模时，n≠0；也即n为奇数或对4取模时n＝2；Cb＝Ca(q)，其中q为奇数并取值q＝2k+1或q＝22k-2k+1：其中gcd为取最大公约数。例如，当取n＝5，N＝31时，根据以上条件选取的m序列优选对Ca和Cb，对于任意的相移，其互相关谱都是三值的，为：且最大归一化互相关绝对值＜0.3。可见，此时Ca和Cb同时满足本发明所述的两个扩频码选取条件①和②。即对于Ca序列来说，同时具备了对自身的优良自相关性，以及对Cb序列的较小互相关性。因此，本发明实施例所提供的区别于以往惯用直序扩频的方法是：在发射机，对原始信息数据中的第一数码，例如“1”以Ca序列作为扩频码字进行扩频，对原始信息数据中的第二数码，例如“0”以Cb序列作为扩频码字进行扩频；而在接收机，以Ca序列作为本地解扩码字进行相关运算，可以得到两种解扩状态：“相关”与“不相关”，当在每个码字周期内的相关能量值超过一定门限时，判决为信息“1”；没有过门限的相关值出现，则可判决为信息“0”。以上所述方法中的扩频码字选取，可以是m序列优选对、Gold序列对或Golay互补序列对等同时满足所述扩频码选取条件①和②的特殊序列。以下详细描述本发明的各个实施例。第一实施例本实施例在实际应用中，根据数据速率、工作时钟的选择以及实现复杂度和成本等方面的考虑，选用一对长度为31的m序列优选对作为扩频码字，生成多项式分别为Ga(x)＝x5+x2+1和Gb(x)＝x5+x4+x3+x2+1。以BPSK调制方式为例，具体包含如下处理过程：图2示出本发明第一实施例的通信系统发射机结构框图。参照图2所示，发射机200包括扩频单元201、扩频码产生器202、基带成型滤波器203、调制单元204和载波产生器205。扩频单元201、基带成型滤波器203和调制单元204依次连接。扩频码产生器202连接扩频单元201，载波产生器205连接调制单元204。首先，假设待发送的二进制信息序列为s(t)，扩频码产生器202生成两路31-bit长的m序列优选对Ca和Cb，且同时满足前述扩频码字选取条件①和②。令扩频码字Css=Ca,s(t)=1Cb,s(t)=0,]]>载波调制频率为fc，则信息数据经扩频单元201、基带成型滤波器203、调制单元204处理后的发射信号为：T(t)＝Css·cos(2πfct)图3示出本发明第一实施例的通信系统接收机结构框图。参照图3所示，接收机300包括解调单元301和303、本地载波产生器302、低通滤波器304和305、解扩单元306和308、本地解扩码产生器307、平方器309和310、加法器311、归一化单元312以及门限判决单元313。接收机300经过电力线信道传输，进入接收机的接收信号为：其中为发送信号经过信道传输后产生的相位畸变，Δf为频偏。经过解调单元301、303运算，输出I、Q两路解调信号：经过低通滤波器304、305，滤除高频成分后，得到I、Q两路基带信号：经过解扩单元306、308，进行相关运算，得到I、Q两路解扩信号：其中Cdess为接收机本地解扩码字。令为解扩相关值。以往惯用技术中，发射机的扩频码Css和接收机的解扩码Cdess为同一组码字，接收机须通过扩频码捕获和位同步跟踪等电路，使收、发码位完全同步时，解扩相关值R达到最大。因此以往接收机通常还包括NCO、鉴相器、环路滤波器、鉴频器等载波同步恢复电路，通过环路反馈调节使接收机本地载波的相位、频率与接收到的信号完全同步时，才有Δf＝0，故此时：M(t)＝R·cos(0)＝RN(t)＝R·sin(0)＝0对I路解扩输出M(t)软值进行门限判决后可得到发送信息s(t)。可见，以往方法只有在通信系统达到精确同步的条件下，才能无失真恢复原始信息s(t)。然而当通信系统不完全同步，即Δf≠0时，以上结果并不成立。在实际应用中，通信系统同步性能往往随着噪声环境的恶劣程度急剧下降，在低信噪比条件下，码字位同步、载波相位同步、频率同步等环路存在相互影响并难以达到理想稳定状态的问题。码片时间相位、Δf等同步参数的估计存在误差或错误估计值，会使实际的解扩输出的M(t)软值变小，且会随信道变化产生较大起伏。甚至因为载波相位180°翻转(倒π)、环路震荡等因素引起解扩输出软值符号翻转，导致判决后误码。根据本实施例，在改进发射机扩频方式的基础上，同时也改变了以往技术所惯用的接收方式，不需任何同步环路，而依靠解扩相关能量总值进行判决，恢复原始信号。以下是具体实施方式：我们注意到上面所述I、Q两路解扩信号M(t)、N(t)的完整表达式，分别含有cos和sin两个正交因子，当载波完全同步时，解扩后相关能量集中在I路(同相支路)；当载波不同步时，能量会不同程度地“泄漏”到Q路(正交支路)。所以，通过平方器309、310和加法器311，求M(t)和N(t)的平方和，可以得到一个与载波相频误差无关的相关能量总值：同时，根据本实施例提供的双码扩频、单码解扩策略，有：Css=Ca,s(t)=1Cb,s(t)=0,Cdess=Ca]]>即用Ca序列同时作为I、Q两路本地解扩码字。所以此时E(t)=R2=(12(Css*Ca))2=14Ra2(k),s(t)=114Ra,b2(k),s(t)=0]]>其中Ra(k)为Ca的自相关函数，由于在一个码字周期内，Ra(k)存在尖锐自相关单峰，而Ra,b(k)绝对值有界且远小于Ra(k)峰值，通过归一化单元312，可得解扩后的归一化相关能量：因此，我们设定一个归一化门限值(如0.7)，通过门限判决单元313，在每一个码字周期内对E'(t)进行判决，若有相关能量值超过门限，则将该码字周期判决为“1”；若在一个码字周期内均无相关值过门限，则可判决为“0”。由此可以正确恢复原始信息s(t)。第二实施例图4示出本发明第二实施例的通信系统接收机结构框图。参考图4所示，本实施例的接收机400包括解调单元401和403、本地载波产生器402、低通滤波器404和405、解扩单元406和408、本地解扩码产生器407、解扩单元409和410、加法器411、以及门限判决单元412。本实施例的发射机可以与第一实施例的发射机200相同。在第一实施例的基础上，基于降低电路实现成本的考虑，本实施例的接收机400在计算相关能量总值E(t)时，通过求绝对值单元409、410和加法器411，用绝对值求和运算近似替代平方和运算，即：令可知1≤A≤2;]]>另外，同样有Css=Ca,s(t)=1Cb,s(t)=0,Cdess=Ca,]]>因此：E(t)≈12|(Css*Ca)|=12|Ra(k)|,s(t)=112|Ra,b(k)|,s(t)=0]]>同时，为进一步降低实现复杂度，省去归一化单元，不对E(t)做归一化运算，而通过设置合适的软值门限TH，由门限判决单元412直接进行判决。在每一个码字周期内，若有相关能量值E(t)＞TH，则将该码字周期判决为“1”；若在一个码字周期内均无相关值过门限，则判决为“0”。由此可恢复原始信息s(t)。第三实施例在实际应用中，基于进一步降低电路实现复杂度以及减小发射机功耗的考虑，提出本实施例。图5示出本发明第三实施例的通信系统发射机结构框图。参照图5所示，发射机500包括扩频单元501、扩频码产生器502、基带成型滤波器503、调制单元504和载波产生器505。扩频单元501、基带成型滤波器503和调制单元504依次连接。扩频码产生器502连接扩频单元501，载波产生器505连接调制单元504。本实施例在实施例一或实施例二的基础上，改变发射机侧的扩频策略，对于原始二进制信息数据s(t)中的“1”，仍以Ca序列作为扩频码字进行扩频；而对于信息数据“0”，以特殊的全0序列(Cb＝0)作为扩频码字，即：Css=Ca,s(t)=1Cb,s(t)=0]]>所以在发射机扩频相乘运算、载波调制相乘运算后，在输入数据“0”所对应的时段，射频输出数据为全0，即不发射任何能量。发射机输出信号如下：T(t)=Css·cos(2πfct)=Ca·cos(2πfct),s(t)=10,s(t)=0]]>因此，随原始信息s(t)中“0”出现个数的多少，可以在不同程度上减小发射功率的消耗。本实施例的接收机可以与第一实施例或第二实施例所示接收机300和400相同。对于接收机，同样有Cdess＝Ca，接收相关能量总值E(t)的计算与第一实施例一或第二实施例相同，区别在于当s(t)＝0时的Ra,b(k)相关值。由于此时Cb＝0，发射机在s(t)＝0数据段没有能量发送，因此在该时段进入接收机下变频、滤波后参与解扩相关计算的是线上混入的随机噪声，一般情况下可以认为是呈高斯分布的白噪声，它与本地解扩码字Ca互不相关，且在接收频带内能量不大。因此Ra,b(k)计算得到的互相关谱绝对值依然有界，且远小于s(t)＝1时Ca的自相关谱峰值R(0)。满足本发明所述的两个扩频码字选取条件。所以，通过与第一实施例或第二实施例所述的相同判决方法，根据预设门限，在一个码字周期内，对相关能量E(t)进行门限判决，即可恢复原始信号s(t)。虽然本发明已以较佳实施例揭示如上，然其并非用以限定本发明，任何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的修改和完善，因此本发明的保护范围当以权利要求书所界定的为准。