本发明涉及用于总线系统的用户站以及用于宽带CAN通信的方法，其中能够以超过CAN-FD的更高速度在CAN总线系统中进行通信。
背景技术：
：汽车总线系统不断发展为带宽更高、等待时间更短并且实时性更加严格。CAN总线系统广泛地流行用于在传感器和控制设备之间进行通信。在CAN总线系统中，利用与ISO11898中的CAN规范所述一样的CAN协议传输消息。近来还为此提出了诸如CAN-FD等之类的技术，在CAN-FD中根据规范“CANwithFlexibleData-Rate，SpecificationVersion1.0(具有灵活的数据速率的CAN，规范版本1.0)”(来源http://www.semiconductors.bosch.de)传输消息。在这样的技术中，通过在数据字段范围内使用了更高的时钟，最大可能的数据速率提高到1MBit/s以上的值。除了例如TTCAN(TimeTriggeredCAN＝时间触发CAN)之类特别重要的功能增补之外，近来还利用CAN-FD尤其针对可行的(更高)数据速率和可用的数据包大小对CAN标准的扩展进行了扩宽，其中尤其以仲裁形式保持了原来的CAN特性。此外由于信号状态(high/low＝高/低)的切换频率较高，基本上改变了数据段中的信号表示。DE102009026961A1描述了一种在总线系统的用户站之间传输数据的方法，其中公开了关于使用高频信号对现有的CAN信号和所属的通信装置的扩展，以任意形式(时间并行或者嵌入)针对CAN数据流将高频信号加到线路上。在此，尤其提出信号(同步，触发)与CAN信号的协调。目前考虑也为汽车总线系统实现超过CAN-FD的更高速度，尤其是5～100MBit/s范围内的速度。然而在此也应该可以的是，为较高速度设计的用户站能够在具有现有CAN用户站或者CAN节点的混合网络中运行。在此，问题在于：如果由此在总线系统的CAN用户站中应该需要将应用软件适配于具有较高速度的网络，因为应用软件的适配大多是昂贵的并且由此是成本高的。技术实现要素：因此本发明的任务在于，提供一种用于总线系统的用户站和一种方法，其解决上述问题。尤其是应该提供一种用于总线系统的用户站和一种方法，所述用户站和方法特别是针对应用即使在没有软件适配的情况下提供CAN信号结构和所需的通信装置到更高的数据速率的继续发展。通过具有权利要求1所述特征的一种用于总线系统的用户站来解决这一任务。所述用户站包括脉冲形成装置，所述脉冲形成装置用于消息的脉冲形成，使得消息包括训练序列，所述训练序列包括用来确定用户站和总线系统的应将消息向其发送的另一个用户站之间的信道特性的信息，并且/或者所述用户站包括修正装置，所述修正装置用于基于另一个用户站的脉冲形成装置形成的消息中所包括的训练序列对用户站所接收的信号进行修正。利用该用户站可以在CAN帧的中段中使用新型的通信格式。在通信时尤其是为此没有附加的系统并行运行，而是在高数据速率的多种方案和实现建议中进一步改进了实际的CAN结构。除此之外，还利用该用户站针对超过CAN-FD的较高速度进一步改进了CAN总线系统，使得主要应用特征与现有的CAN原则一致。因此可以实现混合运行，其中为较高速度设计的用户站在具有现有CAN用户站或者CAN节点的混合网络中运行。以上所述的用户站根据需要适用于也在能够处理超过CAN-FD的数据速率的系统中使用。用户站的其它有利的设计方案在从属权利要求中被说明。可以适当设计脉冲形成装置，使其将训练序列布置在消息的帧头后面和帧尾前面，其中根据CAN协议形成帧头和帧尾。可以适当设计脉冲形成装置，使其将训练序列布置在数据段的起始处或者中间，该数据段被布置在消息的帧头和帧尾之间，并且/或者其中适当设计脉冲形成装置，使其以5～100MBit/s范围内的位速率形成数据段中的数据。在此，还可以适当设计脉冲形成装置，使得数据段还以这样的顺序包括参数、信息位和校验和，其中所述信息位包括应从作为发送方的用户站发送给作为接收方的另一个用户站的信息。修正装置也还可以被设计用于根据DFE算法、BCJR算法或者DDFSE算法对用户站所接收的信号进行修正以用于信号校正。修正装置可以包括与传统的CAN收发器组合的模数转换器，并且脉冲形成装置包括数模转换器与用来将隐性状态耦合输入到总线线路上的后置开关。附加地或替代地，脉冲形成装置可以包括用来将显性状态耦合输入到总线线路上的下拉晶体管或者收发器。用户站还优选地包括用来直接连接到总线系统的总线线路上的发送/接收装置，并且包括用来对发送/接收装置所接收的信号进行处理和以信号形式提供要由该发送/接收装置发送的消息的通信控制装置，其中所述脉冲形成装置和/或者修正装置是发送/接收装置或者通信控制装置的一部分。以上所述的用户站可以是总线系统的一部分，所述总线系统还包括总线线路和至少两个通过总线线路相互连接使得能够相互通信的用户站。在此，所述至少两个用户站的至少一个是以上所述的用户站。还通过根据权利要求10的用于宽带CAN通信的方法来解决上述任务。该方法包括以下步骤：利用脉冲形成装置对消息进行脉冲形成，使得消息包括训练序列，所述训练序列包括用来确定用户站和总线系统的应将消息向其发送的另一个用户站之间的信道特性的信息；并且/或者利用修正装置基于另一个用户站的脉冲形成装置形成的消息中所包括的训练序列对用户站所接收的信号进行修正。该方法提供与以上关于用户站所述的优点相同的优点。本发明的其它可能的实现方式也包括以上或者以下参照实施例所述的特征或者实施方式的没有明确提及的组合。在此，专业人士也添加单独方面作为对本发明的相应基本形式的改进或补充。附图说明以下参考附图并且根据实施例对本发明进行详细说明。其中：图1示出根据第一实施例的总线系统的简化框图；图2至4示出在根据第一实施例的总线系统中传输的消息的构造的示意图；图5示出用于解释根据第一实施例的总线系统的脉冲形成装置和修正装置的功能的框图；图6示出用于解释根据第二实施例的总线系统的脉冲形成装置和修正装置的功能的框图；以及图7示出用于解释根据第三实施例的总线系统的脉冲形成装置和修正装置的功能的框图。如果没有其它说明，在附图中相同或功能相同的元件配备相同的附图标记。具体实施方式图1示出一种总线系统1，其例如可以是CAN总线系统、CAN-FD总线系统等等。总线系统1可以应用于运输工具尤其是机动车、飞机等等，或者应用于医院等等。在图1中，总线系统1具有多个分别连接到总线线路40上的用户站10、20、30。可以通过总线线路40在各个用户站10、20、30之间传输信号形式的消息3、4、5。用户站10、20、30例如可以是机动车的控制设备或者显示装置。如图1中所示，用户站10具有通信控制装置11、可选的脉冲形成装置12、可选的修正装置13和发送/接收装置14。而用户站20具有包括脉冲形成装置12和修正装置13的通信控制装置21以及发送/接收装置14。用户站30与用户站10一样具有通信控制装置11，以及包括脉冲形成装置12和修正装置13的发送/接收装置34。用户站10、20、30的发送/接收装置14、34分别直接连接到总线线路40上，即使这在图1中没有绘出。如图1中所示，每个用户站20、30均具有脉冲形成装置12和修正装置13。在用户站10中并非一定存在脉冲形成装置12和修正装置13。然而在用户站20中，脉冲形成装置12和修正装置13是通信控制装置21的一部分。在用户站30中，脉冲形成装置12和修正装置13是发送/接收装置34的一部分。否则用户站20的通信控制装置21等同于用户站10的通信控制装置11。此外，用户站50的发送/接收装置34否则等同于用户站10的发送/接收装置14。通信控制装置11用于控制相应的用户站10、20、30通过总线线路40与连接到总线线路40上的用户站10、20、30中的另一个用户站进行通信。脉冲形成装置12和修正装置13用于在具有CAN总线拓扑的总线线路40上以高数据速率传输消息3、4、5，如稍后还将详细描述那样。可以与传统的CAN控制器一样实施通信控制装置11。可以与传统的CAN收发器一样实施发送/接收装置14的发送功能。因此可以使用两个用户站20、30形成消息3、4，并且然后以高于CAN-FD的数据速率传输消息。而如果用户站10不包括脉冲形成装置12和修正装置13，则用户站10不仅关于其发送功能、而且关于其接收功能对应于传统的CAN用户站，并且按照CAN协议传输消息5。图2十分示意性地示出消息3的构造，该消息与消息4相同地构造。因此也称作帧的消息3具有帧头31、数据段32和帧尾33。帧头31布置在消息3的起始处，数据段32布置在中间，帧尾33布置在消息3的结束处。帧头31(除了尤其在值上被适配的标志位之外)对应于CAN帧、即消息5的CAN帧头。帧尾33(除了尤其在值上被适配的标志位之外)对应于CAN帧、即消息5的CAN帧尾。对于中间的数据段32，脉冲形成装置12并非仅仅提高信号速度，而是重新定义了整个信号结构，以便在还更高的数据速率的情况下保持高的鲁棒性。在此，不需要附加协议或者附加数据信道，而是脉冲形成装置12在创建消息3、4的时候仅仅适配信号格式。信号格式以以下方式设计，使得其即使在有常见的信号干扰(例如由辐射等引起)和影响同步要求的硬件公差的情况下也允许可靠的通信，并且同时关于辐射或电磁兼容性(EMV)还遵循频谱屏蔽(Masken)。图3示出包括训练序列321和数据322的数据段32。在图3中所示的变型方案中，将训练序列321布置在数据322前面，也就是布置在数据段32的起始处。然而也可替代地将训练序列321布置在数据段32的中间。训练序列321使得所有用户站10、20、30能够根据当前接收的数据帧确定总线线路40的相应信道特性。对于CAN总线拓扑来说，在总线线路40上存在不同的信号传播路径，由此得出相应的信道特性。视所关注的用户站10、20、30作为发送方和与其通信的接收方而定，这些连接具有引起信号失真的不同脉冲响应。在迄今为止的CAN系统中，通过尽可能线性的具有定义的终端的线路结构解决这个问题。此外，CAN中相当小的数据速率允许使用所定义的总线电平，所述总线电平在小于位持续时间或符号持续时间的所定义的时间之后在所有接收点上均处于稳态。在较高的位速率或符号速率的情况下，总线线路40上的传播效应引起在两个相继的传输符号之间的明显的串扰，使得利用修正装置13针对高速传输进行信号校正。由于并行总线的广播特性，利用必要时适配的预失真不能将两个用户站10、20、30之间的链接构造(例如与Broadcom公司的利用注册商标所表征的产品中所使用的那样)转换成两个用户站10、20、30之间的连接。按照图4，数据322中的数据段32附加地包括参数3221、信息位3222和校验和CRC。利用例如作为附加参数的参数3221和必要时被放大的校验和CRC，可以附加地保证作为数据包的消息3的完整性。在信息位3222中包含以下信息，所述信息作为信息应从作为发送方的用户站10、20、30之一发送给总线系统1中的相应接收方。在本实施例中，在中间数据段32中使用基于脉冲振幅调制(PAM)的线性调制。也可以替代地使用多载波法，例如正交频分复用法(OFDM＝OrthogonalFrequency-DivisionMultiplexing)等等，然而这些方法在高效和低成本实现方面具有不利特性。本实施例中的脉冲振幅调制在映射时(Mapping)将可选编码的和嵌套(interleavten)的位映射到调制符号上。在2n-PAM的情况下，将传输位的n元组映射到信号电平上。例如对于实的四脉冲振幅调制适用：+1V(00)，+0.33V(01)，-0.33V(11)，-1V(10).脉冲形成装置12根据频谱要求(屏蔽)设计消息3、4的发送脉冲波形。例如将奈奎斯特脉冲作为发送脉冲，其中作为发送滤波器的平方根升余弦滤波器特别适合用于脉冲形成。在消息3、4的接收方中的相应接收滤波器中，在这种情况下产生升余弦总脉冲。可以通过2倍过采样以数字方式描绘发送滤波器。附加的模拟过滤器用于带限制(Anti-Aliasing/抗混叠)，这在数字预滤波中可以明显更简单地设计。示例：40MHz采样速率(2倍过采样)和滚降系数为0.5，在符号速率为20MHz的情况下得出15MHz带宽。对于4脉冲振幅调制(4-PAM)实现40MBit/s的总位速率。在传输路径的另一侧设置用于消息3、5的接收的修正装置13。修正装置13在接收消息3、5的情况下执行以下步骤：·利用AGC(AutomaticGainControl＝自动增益控制)的电平适配·同步(定时，采样时钟，起始标记)·信道估计·滤波器计算(用于DFE(Decision-FeedbackEqualization＝判决反馈均衡)的前向和后向滤波器)，必要时进行适配·校正通过在接收方中使用校正克服接收信号中的由于失真的传输信道引起的符号间干扰(ISI)。根据训练序列321获得所需的信道状态信息，例如用于信道估计的脉冲响应形式的信道状态信息。在作为发送方的用户站20、30之一和作为接收方的用户站20、30中的另一个之间的强的时钟偏差的情况下，除了跟踪时钟同步之外，也执行信道估计和由此得出的滤波系数的自适应跟踪。在可选地使用的变压器(电隔离)的情况下，产生能够单独在检测器中跟踪的抑制的直流分量。图5示出发送/接收装置34的脉冲形成装置12和修正装置13的构造。使用修正装置13替代了传统CAN发送/接收装置或者CAN收发器的比较器。在此，例如修正装置13构成判决反馈均衡结构，其以下也称作DFE结构，如图5中所示。在训练序列321(图3)中包括为了修正所需的、可以通过信号b(k)表示的信道脉冲响应120。图5示出具有前置的信道模型的DFE结构的原理构造。通过信号n(k)和具有传递函数G(z)的滤波器341表示信道或者总线线路40上的干扰，所述传递函数对应于时间离散序列g(k)的z变换。发送信号a(k)在经过通过具有传递函数H(z)的滤波器342模型化的信道之后，得出用户站10、20、30上的接收信号。在点343将所产生的信号相加，并且然后提供给滤波器344。滤波器344即在其输入端上接收由用户站30所接收的信号。滤波器344是具有传递函数F(z)的发送/接收装置34中的可能的附加滤波器。滤波器344可以用来集中信号能量，然而为了简化的考虑，可以假设具有恒定不变的传递函数，例如F(z)＝1。接着在点345从由滤波器344输出的信号中减去模型化的干扰。归一化的信道脉冲响应120变成利用过滤器342模型化的信道和滤波器344的输出组合而成的总信道。在图5中通过b(k)的z变换、B(z)表示补偿了传播时间的总信道。k＝0位置上的值表示被考虑用于判决的主抽头(Haupttap)，并且k＞0位置上的随后的值对应于在前的符号或者位的抽头。对于信道脉冲响应120的系数b(k)适用b(k)＝0，使得滤波器347的主抽头被消除，这通过由B(z)-1给定的滤波器347的项-1予以表示。例如主抽头具有值1。然后将加法器345后面通过修正信号补偿所产生的信号提供给判决器346，该判决器对应于传统CAN发送/接收装置或者CAN收发器的比较器。随后由修正装置13修正的接收信号可供通信控制装置11或21继续进行处理。在图5中，项k0表示判决延时，具有滤波器344后面的滤波信号的延时k0，可以使用具有传递函数F(z)的滤波器344对其进行优化，为了简化考虑，这里假设k0＝0。例如适用：-示例信道脉冲响应h(k)＝δ(k)+0.5δ(k-1)+0.2δ(k-2)-预滤波器脉冲响应f(k)＝δ(k)＝＞F(z)＝常量-判决延时k0＝0对于该情况来说，b(k)＝h(k)是合理的解，并且B(z)-1对应于信道脉冲响应b(k)-δ(k)＝h(k)-δ(k)＝0.5δ(k-1)+0.2δ(k-2)。这里可以容易看出，仅仅将已判决并且已知的符号用于反馈，因为当前的判决时刻对应于k，并且该脉冲响应仅仅考虑与以前的接收值(k-1，k-2)有关的项。脉冲形成装置12按照图5的之前描述通过信道脉冲响应120配置滤波器347。可以并且为了提高通过修正装置13进行修正的质量还更有利的是，也利用必要时有别于信道脉冲响应120的相应信道脉冲响应来配置滤波器344。以与滤波器347的之前所述的配置相同的形式执行滤波器344的利用相应的信道脉冲响应的配置。即使能够非常简单地在发送/接收装置34中实现脉冲形成装置12和修正装置13，也可以在通信控制装置11中将其实现，如通过用户站20的通信控制装置21所示那样。根据本实施例的方法在传输期间观察CAN总线信号，并且利用以上所述的DFE结构修正信号。在此，了解与发送方和接收方配对有关的信道脉冲响应是有利的，如之前所述。在消息3、4的接收方中根据训练序列321估测脉冲响应。原理上没有给出消息3、4的信号延时，但是可以将其用于其它优化措施，尤其是滤波器优化。因此考虑用于物理层的新方案，并且描述了一种用户站和用于实现的方法，以便将CAN总线系统继续发展到超过CAN-FD的更高速度，尤其用于5～100MBit/s之间的数据速率范围。为了按照扩展的共存规范实现与现有CAN用户站10的兼容性，并且实现CAN系统的迁移路径，CAN总线信号的结构尤其如消息5那样在CAN帧的帧头和帧尾中被保留，并且通过在CAN帧的中段中的更加复杂的传输形式进行了补充，以便获得高的净数据速率。特别是通过在数据段32中(可选地)使用更高数量的有效数据，可以实现很高的最大数据速率。在CAN的数据段中高阶调制的所述使用是一种可行的技术。可以根据例如脉冲振幅调制(PAM)和多载波调制(正交频分复用(OFDM))之类的已知方法(也可以组合不同的方法)建立这种调制，并且除了基带之外也可以利用更高的频率范围。通过适当设计前端、也就是帧头31，以迄今为止由CAN已知的形式进行仲裁，其中以迄今为止的形式执行CAN-ID的规划。对于帧的中段、即数据段32中的高速率部分，利用发送输出级的恒定阻抗将消息3、4以信号形式耦合输入到总线系统1上。由于总线线路40上的可能的反射，在接收方中设置由修正装置13执行并且在帧格式设计中加以考虑的信号校正方法。图6示出脉冲形成装置12和修正装置13的硬件实施的第二实施例。相应地，对于脉冲形成装置12和修正装置13的硬件实施来说，可以是由迄今为止的连接到总线线路40上的CAN收发器14与附加的模/数和数/模转换器131、121构成的组合。在图6中作为示例描绘了具有上拉电阻124的内部电阻布线的不对称图示。按照图6，通过模/数转换器131与相应的后处理装置132实施接收部分、也就是修正装置13。通过数/模转换器121与后置的放大器122实现发送部分、也就是脉冲形成装置12(图1)，其中所述数/模转换器121可以通过开关123高欧姆地(断开)连接。由此可以通过电阻124耦合输入隐性状态。图7示出脉冲形成装置12(图1)和修正装置13(图1)的硬件实施的第三实施例。这里除了图6中所示的元件之外，为了在消息3、4中表示显性状态在脉冲形成装置12中还使用了下拉晶体管或者传统的收发器。因此在图7中描绘了具有缓冲器125、下拉晶体管126和电阻127的下方电路部分，利用这些元件来表示消息3、4中的显性状态。按照第四实施例，脉冲形成装置12仅仅包括用于表示消息3、4中的显性状态的图7的下方电路部分，替代元件121、122、123、124。因此按照该实施例，不将隐性状态耦合输入到总线线路40上。总线系统1、用户站10、20、30和方法的上述所有设计方案均可以单独或者以所有可能的组合使用。附加地，尤其可以设想以下修改方案。根据基于CAN协议的总线系统描述根据实施例的上述总线系统1。然而根据实施例的总线系统1也可以是其它类型的通信网络。有利的，但并非强制性前提条件，在总线系统1、2中至少在确定的时间段内保证用户站10、20、30、50、60对共同信道的独占、无冲突访问。根据实施例的总线系统1、2尤其是CAN网络或TTCAN网络或者CANFD网络。在实施例的总线系统1中，用户站10、20、30的数量和布置是任意的。在实施例的总线系统1中，尤其也可以仅仅存在用户站10或用户站20或者用户站30。用户站10、20、30也不必既有脉冲形成装置12又有修正装置13。用户站10、20、30也可以只有脉冲形成装置12或者修正装置13。也可以使用任意基于Trellis的修正方法替代第一实施例中所述的用于估计装置12和修正装置13的判决反馈均衡结构(DFE结构)，例如BCJR算法(BCJR中的各个字母代表开发者姓氏的首字母：B表示L.Bahl，C表示J.Cocke，J表示F.Jelinek，R表示J.Raviv)和/或者DDFSE算法(DDFSE＝DelayedDecision-FeedbackSequenceEstimation/延迟判决反馈序列估计)。可以设想用户站10、20、30及由其所执行的方法的不同的应用领域。除了用于CAN和CAN-FD之外，也可设想应用于FlexRay之中。这些系统迄今为止没有在接收方、接收用户站中使用校正方法。可以单独针对每个特殊应用(例如CAN-FD、FlexRay等等)优化该方法。对于多个应用领域，也可以自动识别应用并且相应地进行适配。例如该方法在CAN-FD中可以比在CAN中更快地执行，使得不出现比相应协议容许的更长的延迟。有多种传输格式可供在总线线路40的信道上进行传输。通常可以在基带中进行传输，使得直接从数/模转换器121将采样值通过放大器122耦合输入到总线线路40上。除了发送方中或脉冲形成装置12中的数字脉冲形成以及接收方中或者修正装置13中的信号滤波之外，也可以使用模拟滤波器级。替代于基带传输，可以使用基于载波的传输，其中将QAM调制符号调制到载波频率上。在使用过采样的情况下，也可以在数字范围内调制载波频率。在基带中传输是优选的实现方式，因为低频范围内的传输信道具有最好的特性，例如最大的容量。将实值的调制符号(例如2-，4-，8-，16-PAM)用于基带中的调制。在由于线路特性而具有少的失真的信道的情况下，可以使用非相干传输(然而其具有明显较差的效率)替代需要频率和相位同步以及信道估计的相干传输。除了之前所述的脉冲振幅调制(PAM)之外，还可以使用正交频分复用(OFDM)作为可行的设计。为此可将待传输的数据映射到多个载波的符号上，并且将其分配给OFMS符号的各个频率。为了生成发送信号，利用反傅立叶变换(IFFT)将OFDM符号的符号变换到时域中，并且给所产生的序列配备循环扩展。应当从长度设计附加的观察间隔(保护间隔)，使得所产生的序列包括传输信道的符号间干扰(ISI)的长度。长度通常是0.2至0.8μs的持续时间。对于OFDM，将训练序列321用于信道估计。此外在OFDM信号中不占用所有副载波，使得为了避免过折叠效应省去带限制。附加地，在OFDM信号中给各个副载波配备训练符号，以便实现同步。使用一部分训练序列321作为消息3、4的电平适配和同步的基础。可以使用具有确定长度(例如63个符号)的训练序列321用于信道估计。为此可以从具有极好自相关特性的Gold码中选择训练序列321。该方法的基础是确定用于校正的信道脉冲响应120。这可以基于训练序列321通过估计总线线路40的传输信道的信道脉冲响应120获得。替代地，也可以直接确定或者优化信号b(k)形式的信道脉冲响应120。可以使用所有合适的方法执行信道脉冲响应120的估计。为了对基于训练序列321执行信道估计进行补充，也可以使用自适应方法，例如LMS算法(LMS＝leastmeansquares/最小二乘法)和/或者RLS算法(RLS＝recursiveleastsquaresfilter/递归最小平方滤波器)。为了稳定估计和提高信道脉冲响应120的精度，之前接收的消息3、4、5或者消息3、4、5的包(也可以称作接收突发)的参数和系数可以被分配给消息标识符或者发送用户站，并且被用于时间上随后接收的消息3、4、5或者消息3、4、5的包。在其功能上作为接收方的用户站10、20、30中要么可以通过时钟同步跟踪时钟，要么可以通过过采样和插值修正时钟。只要没有补偿定时漂移，就必须跟踪信道估计，包括由此导出的滤波器。因为通过严重失真引起的信道特性可能非常不利，所以优选地使用具有相应预滤波的DFE。替代地，为了校正可以使用线性方法，如最小均方误差滤波器(MMSE滤波器)或者迫零滤波器(ZF滤波器)。可以使用(具有判决延迟的)其它更复杂的校正方法替代DFE，属于此的尤其是BCJR算法和延迟判决反馈序列估计(DDFSE)。附加于或替代于估计信道或者其信道脉冲相应120，可以优化发送/接收装置14、34中的滤波器341、342、344。为此关注滤波器344(传递函数F(z))和347(传递函数B(z)-1)以及判决延迟k0。为了优化可以利用不同的标准，例如将判决器346的输入端上的信噪功率比最大化。替代地，所需的滤波器系数344、347在没有明确估计信道脉冲响应120的情况下由估计装置调整，而是直接从由用户站10、20、30接收的信号中确定。利用DFE滤波器的2倍过采样的使用固有地导致通过DFE前向滤波器按照采样网格重新采样，该DFE前向滤波器组合滤波后的多相分量。因为时钟从数据段32的起始直至数据段32的末尾可能移动确定的相位，所以跟踪在没有时钟同步的情况下是优选的。高速率传输模式可以作为附加的运行方案以以下形式实施，即相应的通信装置控制所有迄今为止的CAN模式，例如CAN-FD、局部网络等等。除此之外，高速率传输模式可以被实施成，使得其能够与迄今为止的CAN模式(例如CAN-FD、局部网络等等)共存地运行。通信装置中的脉冲形成装置12和修正装置13的上述功能的划分也可以被实现为，使得上述功能被分配到多个部件上。由此能力求与迄今为止的CAN控制器和CAN收发器尽可能相似的实施。可以使用模拟接口与数字接口用于连接多个部件。尤其对于CAN-FD和具有较高数据速率的系统来说，用户站20、30是一种利用明显更高的数据速率将CAN-FD和这些系统的接收质量提升到常见的CAN传输的范围内的方案。例如可以在收发器或者发送/接收装置14、34中、在通信控制装置21等等之中关于接收信号方面的功能实施该方法。补充地或替代地，其可以集成在现有的产品之中，如利用用户站10所说明的那样。当前第1页1 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