具有可编程增益的电阻器网络和混频器电路的制作方法

本文的若干实施例涉及电阻器网络以及使用该电阻器网络的混频器电路。特别地，它们涉及在无线通信设备中包括电阻器网络的具有可编程增益的无源电流模式混频器电路。

背景技术：

集成的无线电接收机(RX)的构建模块——例如射频(RF)部分、模拟基带电路(ABB)和模数转换器(ADC)——具有受限的动态范围。取决于不同的无线或蜂窝系统，期望信号的输入功率可以例如在-100dBm和-15dBm之间变化。另外，干扰信号的功率也显著地变化。无线电接收机链在任何情况下都不被允许通过期望信号或干扰和/或阻塞信号被压缩。另外，期望信号在ADC输入处的电平必须处于正确范围以实现具有足够信噪比(SNR)的信号采样和量化或数字化而不用压缩ADC。虽然产生了足够的SNR，ADC的动态范围也不足以覆盖期望信号的可能输入功率中大约90dB的变化。因此，必须通过将期望信号在ADC输入处的电平保持在最佳范围内，在前面的RF和模拟部分中实施可调整或可编程的增益以扩大无线电接收机的动态范围。在现代的无线电接收机中，增益调整通常用数字控制来实施，即，RX增益能够具有不同的值，该不同的值之间有一定的差，即增益步长。例如，连续的增益值之间的差或该增益步长可以是3dB或6dB。值6dB相当常用。

初级或分集RX中的可编程增益中的增益步长的精确度必须满足一定的要求。被接收信号的功率在移动站(MS)的RX中被测量，然后被传递到基站(BS)或蜂窝网络，因此该BS能够用对于网络容量来说最佳的输出功率发射数据。在RX的模拟部分中实施可编程模拟增益之后，被接收信号的功率通常在RX的数字电路中被测量。如果所测量的信号功率由于RX的模拟部分中的增益步长中的误差而存在误差，则对于对应的MS的BS发射机(TX)的输出功率不是最佳的。这会影响BS或蜂窝网络的容量。因此，RX中的功率测量的所需精确度被规定，这也为增益步长的精确度设置了要求。具有不同值或大小—例如6dB的倍数—的增益步长可以有不同的规定。

RX中的不同增益值能够被校准以校正生产中的每个样本的值。不幸地，因为单个RX中可能存在若干增益设置，并且在同一芯片上也可能存在若干集成的RX，所以需要测量并校准很多的参数。另外，一个RX能够具有在不同的RF频段中操作的多个低噪声放大器(LNA)。生产中的这种校准是昂贵的，并且应尽可能避免它或者将其最小化。测量无线电接收机(MRX)通常被用来测量或监控TX输出信号的功率和质量，以提供用于TX的校准和调谐的数据来优化其性能。MRX通常被集成在与收发信机剩余部分相同的芯片上。因为MRX被例如用来测量并校准TX的输出功率，所以在MRX中，对相关增益、并且因此还对增益步长的精确度要求是严格的。同样，生产中的MRX的校准量也应该被最小化。

在现代的无线电RX中，大多数或全部的直流(DC)偏移补偿通常在数字电路中实施。如果可编程增益在RX中的基带处被实施并且基带增益被改变，则输出DC偏移可能发生突变，这可能导致降低的输出信号质量。数字DC偏移补偿可能无法对输出DC偏移中的突然变化作出足够快的反应。例如，当数字DC偏移补偿从数字输出信号中减去不正确的DC值而使部分DC偏移未得到补偿时，由于基带增益中的变化而出现在输出DC偏移中的变化也会导致降低的信号质量——即使该变化在实际接收过程中没有出现。这类问题在初级和分集RX中以及在MRX中是可能的。因此，在基带处的可编程增益的实施通常是不可行的。

由于大的干扰或期望信号，ABB之前的RX增益需要被降低以避免ABB中的压缩。因此，部分的可编程RX增益通常在LNA中被实施，但是在LNA中实施全部的可编程增益具有挑战性或者是技术上不可行的。因为LNA的最大电压增益通常是20-30dB，所以LNA中所有需要的可编程增益的实施，例如40-50dB，会需要LNA在较低的增益设置中充当衰减器，这会显著地增加接收机的噪声系数(NF)并导致一个不可行的解决方案。因为不希望在ABB中实施可编程增益并且在LNA中实施所有的可编程增益具有挑战性，所以剩余的可编程增益不得不在下变频混频器中被实施。

无源电流模式混频器由于其高动态范围而被广泛应用于无线电RX中。通过使用包括能被接通和切断的并行支路的开关跨导级，gm级，可编程增益可以在无源电流模式混频器中被实施。这种解决方案的问题在于较低的线性和动态范围，而这是由于gm级中电压向电流转换的不可避免的非线性。可以是20-30dB的LNA电压增益在混频器的gm级之前，使得gm级的线性要求严格。增加电源电流来提高gm级的线性不是可行的解决方案。较低的线性使这个解决方案更没有吸引力。

通过使用与混频器中的混频晶体管串联的可编程开关电阻器，可编程增益也可以在这类无源电流模式下变频混频器中被实施。如A.S.Sedra,K.C.Smith,Microelectronic Circuits,Saunders College Publishing,USA,第三版,1991,第744-745页中所述，实施开关电阻器网络的一个可能性是使用如图1(a)所示的R2R网络，其能够用6dB的增益步长实现不同的增益级。R2R网络是电阻器网络，其包括串联电阻器R和开关分流电阻器2R的级联重复支路。然而，在无源电流模式混频器中，混频器开关设备具有非零的寄生输入电阻，这在这类配置中降低了增益步长的精确度。增益步长的精确度实际上被限制，并且在一些应用中，特别是在MRX中，但也在初级和分集RX中可能是不足的。R2R网络的另一个问题在于它无法保证针对LNA的固定或良好调节的负载阻抗。

技术实现要素：

因此，需要一种新的解决方案，其在无源电流模式下变频混频器中实施可编程增益，且具有提高的增益步长精确度和调节的针对混频器的输入阻抗。

本文实施例的第一目的是提供一种用于实施具有改进性能的可编程增益的电阻器网络。

根据本文实施例的第一方面，该目的通过具有输入端子和输出端子的电阻器网络被实现。该电阻器网络包括一个或多个开关电阻器支路。

每个开关电阻器支路包括与第一开关串联连接的第一电阻器，其中第一电阻器的第一端被连接到电阻器网络的输入端子，第一电阻器的第二端被连接到第一开关的第一端由此形成中间节点，并且第一开关的第二端被连接到电阻器网络的输出端子。

每个开关电阻器支路还包括在中间节点和一个或多个开关电阻器支路的第三端子之间与第二开关串联连接的第二电阻器。

电阻器网络还包括连接在电阻器网络的输入端子和输出端子之间的第三电阻器。

本文实施例的第二目的是提供一种混频器电路，其具有改进性能的可编程增益。

根据本文实施例的一方面，该目的通过包括根据本文上述实施例的电阻器网络的无源电流模式混频器电路而被实现。无源电流模式混频器电路还包括I/Q混频器，I/Q混频器包括同相混频器和正交混频器。I/Q混频器是单端混频器或单平衡混频器。电阻器网络被用于设置针对无源电流模式混频器电路的最大增益和最小增益之间的不同增益，并且考虑到I/Q混频器的输入阻抗而为不同的增益设置保持输入阻抗。

根据本文实施例的另一方面，该目的通过包括根据本文上述的实施例的两个电阻器网络的无源电流模式混频器电路而被实现。无源电流模式混频器电路还包括I/Q混频器，I/Q混频器包括同相混频器和正交混频器。I/Q混频器是双平衡混频器。两个电阻器网络被用于设置针对无源电流模式混频器电路的最大增益和最小增益之间的不同增益，并且考虑到I/Q混频器的输入阻抗而为不同的增益设置保持输入阻抗。

根据本文实施例的电阻器网络有若干优点。

首先，它通过使用不同于R2R网络的开关电阻器网络的拓扑在无源电流模式下变频混频器中实现了更精确的增益步长。所有的开关电阻器支路都被连接在电阻器网络的输入和输出之间，这是与R2R网络相比的明显区别。原则上，取决于所使用的开关电阻器支路的数量，电阻器网络可用来实施大量不同的增益值或设置，而增益步长的值也是可选择的，即，它可以与R2R网络中可用的值6dB不同。

其次，考虑到无源电流模式下变频混频器电路的输入阻抗，根据本文实施例的电阻器网络还在所有增益设置下将输入阻抗保持在特定容限内。每个开关电阻器支路包括两个电阻器和两个开关。可以用第二开关接地的第二电阻器被用来在该支路从混频器电路被断开时，将混频器电路的输入电阻保持在目标值。这防止了增益步长中所不期望的偏移。另外，如果初级或分集RX中的LNA被实施为电阻反馈的LNA，则包括根据本文实施例的电阻器网络的混频器电路形成LNA的负载。因为电阻器网络的输入阻抗在所有增益步长下都保持目标值，所以LNA的负载电阻也保持不变。这意味着LNA的输入匹配没有被降级。

第三，在根据本文实施例的电阻器网络中的增益控制开关即第一开关的位置是这样的：即使在包括例如由NMOS或PMOS晶体管实施的增益控制开关的不可避免的非线性时，它也能实现良好的线性。

因此，本文的实施例提供了一种具有改进性能的电阻器网络。由于电阻器网络的改进性能，使用电阻器网络实施可编程增益的混频器电路也具有改进的性能，因为它满足了对精确的增益步长以及对所有的增益设置均保持类似的输入阻抗的要求。

附图说明

本文的实施例的示例参考附图被更详细地描述，在附图中：

图1是示意框图，其说明了根据现有技术的：(a)R2R网络和使用R2R网络的混频器；(b)对应于图1(a)的简化电路；和(c)具有2增益值的R2R网络的简化示意图。

图2是根据本文实施例的具有2增益设置的电阻器网络的简化示意图。

图3是根据本文实施例的具有超过2增益设置的电阻器网络的示意图。

图4是说明了根据本文实施例的具有可编程增益的单端无源电流模式混频器的示意框图。

图5是说明了根据本文实施例的具有可编程增益的单平衡无源电流模式混频器的示意框图。

图6是说明了根据本文实施例的具有单平衡可编程增益无源电流模式混频器的接收机的示意框图。

图7a是说明了根据本文实施例的具有双平衡可编程增益无源电流模式混频器的接收机的示意框图。

图7b是说明了根据本文实施例的在图7a中所示的电阻器网络的更详细实施的示意框图。

图8是说明了根据本文实施例的使用具有由两个电阻器网络实施的可编程增益的无源电流模式混频器的直接变频接收机的框图。

图9是说明了根据本文实施例的无线设备的框图。

具体实施方式

作为本文开发实施例的一部分，R2R网络的问题将首先被识别并且被详细地讨论。

图1(a)中示出具有用R2R网络实施的可编程增益的单端无源电流模式混频器。如在图1(b)的简化示意图中所示，无源电流模式下变频混频器的开关晶体管具有从混频器的RF端口看到的寄生输入阻抗R_PAR，并且这个阻抗R_PAR与R2R网络串联。另外，如图1(b)中所示，传输阻抗放大器(TIA)的输入阻抗R_IN,TIA实际上不为零，并且这个阻抗还影响寄生输入阻抗R_PAR。TIA的输入阻抗的影响被包括在R_PAR中。阻抗R_PAR影响R2R网络的行为，这导致不精确的增益步长。实际上，不可能使混频器的寄生输入阻抗R_PAR无关紧要，因为混频器的有效跨导gm不能被自由地选择。通过增加开关晶体管的宽度来降低混频器中的开关晶体管的寄生导通电阻将增加驱动混频器的本地振荡器(LO)电路的功率损耗，因为与开关晶体管相关联的寄生电容也成比例增加。如果接收机的电气性能已经足够，而下变频混频器中的增益步长的不精确是仅剩的问题，则进一步增加开关晶体管的宽度来解决这个问题不是可行的方案，因为功率损耗是现代的集成无线电接收机的最显著的特性之一。

下变频混频器的输入阻抗形成前一级的负载，例如，前一级可以是LNA。负载阻抗影响LNA电压增益并且取决于LNA拓扑，并且也可能在反馈放大器的情况下影响LNA输入阻抗。如果混频器的输入阻抗在混频器的可编程增益被改变时发生变化，则即使混频器模块内的增益步长是精确的，在接收机的增益步长大小中也会存在误差。混频器输入阻抗或LNA负载阻抗中的变化还会更改LNA输入阻抗匹配，而这是不希望的。因此，这类混频器的输入阻抗/电阻在所有的增益设置下都应该是一样的，或者保持在某个值，以便实现精确的接收机增益步长并且保持前一模块比如LNA的固定负载阻抗。如果R2R网络与无源电流模式混频器一起使用，则不是这种情况。

那么，由于R_PAR，R2R网络甚至在典型条件下也产生增益步长中的误差。然而，增益步长也受到工艺、温度和电源电压(PTV)变化的影响，并且包括PTV角的增益步长中的最坏情况下的误差可能与要求相比变得太大。此外，由于包括LO电路的混频器的信号路径中的有限带宽，操作频率即LO频率可以影响混频器增益步长的精确度。带宽可以通过例如交流(AC)耦合和寄生电容来限制，并且它也受PTV变化的影响。如果混频器的增益步长在典型的PTV条件下是正确的，并且增益步长精确度的所有裕度可被分配用于操作频率和PTV参数的变化的影响，则这显然将是有益的。

在下文中，图1(b)中所示的电路中的增益步长的不精确性被数学地示出。实施2个增益值的R2R网络的简化示意图在图1(c)中被示出。这个简化示意图足以证明该拓扑中的增益步长的不精确性。再次，R_PAR表示无源电流模式下变频混频器的输入处的寄生阻抗/电阻，其后是形成到混频器输出节点的虚拟接地的TIA，即R_PAR捕获由于混频器开关引起的寄生电阻和TIA输入电阻。偏置细节被省略。实际上，R_PAR会降低增益步长的精确度。R_PAR被假定为给定参数，并且R₁和R₂的电阻是设计参数。因此，可以基于如下所述的设计要求来选择R₁和R₂的值。为了简单起见，还假设开关S₀和S₁是理想的，即它们的导通电阻等于零并且它们的截止电阻无穷大。为了不影响在实践中通过非零阻抗驱动的输入节点处的电压增益，网络的输入电阻R_IN在所有增益设置下应该相同。在0dB模式中，即在高增益设置中，开关S₁闭合且S₀断开，输出电流i_OUT为

i_OUT＝i₁+i₂＝i_IN (1)

网络的输入电阻是

R_IN＝R₁||R₂+R_PAR＝R (2)

在-6dB模式中，即在低增益设置中，开关S₁断开且S₀闭合，输出电流i_OUT变为

在-6dB模式中，期望

当增益减小到1/2时，分贝的相应变化为20log10(1/2)≈6dB。然后

要求输入阻抗在-6dB模式下保持相同，即R：

R_IN＝R₁||(R₂+R_PAR)＝R (5)

从等式(4)可以得出

将等式(6)代入等式(5)可以得出

将等式(8)代入等式(6)可以得出

然而，在等式(8)和(9)的情况下，0dB中的输入阻抗变成

实际上，R_IN>R可以从下面看出

其在实践中保持R>R_PAR。因此，可以看出，具有寄生输入电阻R_PAR的R2R网络不能在具有6dB增益步长的两个增益模式或设置中保证固定的输入电阻R_IN＝R。实际上，可以看出，只有2个设计参数R₁和R₂不能满足3个设计约束，它们是(1)在0dB模式下，R_IN＝R；(2)在-6dB模式中，R_IN＝R，即在两种模式下的固定输入电阻，以及(3)在-6dB模式下，i_OUT＝i_IN/2，即-6dB的增益步长。

在下面，针对图1(c)中所示的电路计算由R_PAR引起的增益步长误差。为简单起见，在该计算中忽略了输入电阻中的变化影响，即具有电压模式输出的前一级的输出电阻为0Ω。现在，R_PAR≠0，并且R1＝R2＝2R。在0dB模式下，输入电压为v_IN，输出电流i_OUT为

在-6dB模式下，希望得到

在-6dB模式下，可以得到

实际和期望的增益步长之间的关系变为

等式(11)示出对于R_PAR>0和R>0的实际值，增益步长太小，即i_OUT”>i_OUT’。例如，如果R_PAR＝0.1·R，则实际和期望的增益步长之间的关系变为1.0476，这对应于-0.40dB的增益步长误差。

也很容易看出，使用图1(c)中所示的R2R网络，输入电阻在0dB和-6dB模式下不同。当R1＝R2＝2R时，0dB模式中的输入电阻，即R_IN,A，和-6dB模式下的输入电阻，即R_IN,B可以从公式(2)和(5)中计算出来：

R_IN,A＝R₁||R₂+R_PAR＝R+R_PAR

直接示出

这意味着-6dB模式中的输入电阻小于0dB模式下的输入电阻，因为R_PAR>0并且R>0。如果初级或分集RX中的LNA被实施为电阻反馈的LNA，则包括用于实施可编程增益的R2R电阻器网络的混频器形成LNA的负载。如果当混频器增益改变时，R2R电阻器网络的输入电阻不保持相同，则LNA的负载电阻在不同增益设置之间改变，这可能使LNA的输入匹配降级。如果驱动R2R的输入的前一级具有有限的输出电阻，则-6dB模式中的R2R网络的输入阻抗的减小意味着R2R网络的输入处的电压增益相比于0dB模式降低。

取决于前一模块的输出级，这可以部分地或完全地补偿或甚至过度补偿增益步长中的误差，例如，在仅具有2个增益设置的图1(c)的简化示例中增益步长太小。然而，这不是尝试校正增益步长的实用方式，因为这将产生一个或多个对前一级的新的设计约束，这将使得前一级的设计更复杂并且可能导致整个接收机的非最佳性能。该设计也将变得更少模块化，这在实践中在设计阶段是明显的缺点。

也可能在实际中不能满足该条件，或者混频器的设计者不能控制前一级的输出阻抗。例如，在MRX中就是这种情况。连接到MRX的RF输入的片外阻抗不一定是集成电路设计者所能控制的。此外，该阻抗无法保持恒定，它不跟踪集成电路上的实际电阻值或其它相关的过程参数，并且实际上它在一定范围内变化。作为结论，这是一个不可行也不实用的解决方案，并且需要一个更好的解决方案。

根据本文的实施例，在图2中示出了实施2个增益值的电阻器网络的简化示意图。在下文中，该简化示意图用于证明根据本文实施例的所提出的实施精确增益步长并同时在两个增益设置中保持恒定的输入阻抗或电阻的拓扑的能力。如图2所示，具有2个增益值的电阻器网络200包括连接在电阻器网络200的输入端子和输出端子之间的电阻器R₃以及也连接在电阻器网络200的输入端子和输出端子之间的开关电阻器支路。开关电阻器支路包括与电阻器网络200的输入端子和输出端子之间的开关S₁串联连接的电阻器R₂以及与开关S₀串联连接的电阻器R₁，开关S₀在由R₂和S₁的连接形成的中间节点和第三端子—即图2中的地—之间。同样，R_PAR表示被连接到电阻器网络的电路的输入处的寄生电阻，该电路例如是后面是TIA的无源电流模式下变频混频器。省略偏置细节。实际上，假设R_PAR是给定的参数，并且R₁、R₂和R₃的电阻是设计参数。同样，假定开关S₀和S₁是理想的。为了不影响电阻器网络的输入节点处的电压增益，电阻器网络的输入电阻在所有增益设置下应相同。在0dB模式下，即在高增益设置中，开关S₁闭合且S₀断开，因此电流i₁＝0，电流i_OUT为

i_OUT＝i₂+i₃＝i_IN (12)

假设希望网络的输入电阻R_IN具有特定值R。那么可以写为

R_IN＝R＝R₂||R₃+R_PAR (13)

在-6dB模式下，即低增益设置下，开关S₁断开且S₀闭合，则输出电流i_OUT＝i₃，因为i₂＝0。电流i₁和i₃可写为

为了得到6-dB增益步长，电流i₁和i_IN之间的关系必须是

并且期望输入电阻R_IN在-6dB模式下具有相同的值R

用等式(16)和(17)可以得到

R₃＝2R_IN-R_PAR＝2R-R_PAR(19)

将等式(19)代入等式(16)可以得到

R₁＝2R-R_PAR+R_PAR-R₂＝2R-R₂(20)

现在，由于希望电阻器网络在0dB模式下也呈现恒定输入电阻R，即

那么

将等式(19)代入等式(23)可以得到

现在可以计算出R1

可以看出，现在有三个设计等式，每个电阻器一个，即用于R₁的等式(25)、用于等式R₂的等式(24)和用于R₃的等式(19)。换句话说，3个设计参数R₁-R₃可以满足3个设计约束，它们是(1)在0dB模式下，R_IN＝R；(2)在-6dB模式下，R_IN＝R；即在两个增益设置中的固定输入电阻；以及(3)在-6dB模式中，i_OUT＝i_IN/2，即-6dB的增益步长。例如，下表示出了对于给定的Rin＝300Ω的2个不同Rpar值和6dB增益步长的R₁、R₂和R₃值：

因此，在考虑到电阻器网络之后的电路的输入寄生阻抗的情况下，根据本文实施例的电阻器网络在典型PTV条件下实现精确的增益步长，并且还在所有增益设置下保持相同的输入阻抗。无论前一模块的输出阻抗如何，增益步长现在都是精确的，这使其成为一个模块化的解决方案。

根据本文实施例的电阻器网络可以用于取决于所使用的开关电阻器支路的数量来实施多个不同的增益设置。一个实施例在图3中示出。电阻器网络300具有输入端子IN和输出端子OUT，并且包括一个或多个开关电阻器支路311、312、...。每个开关电阻器支路311、312包括与第一开关331即S₁、S₂串联连接的第一电阻器321即R₁₁、R₂₁。每个第一电阻器321即R₁₁、R₂₁...的第一端301被连接到电阻器网络300的输入端子IN，并且每个第一开关331即S₁、S₂的第二端302被连接到电阻器网络300的输出端子OUT。在每个开关电阻器支路311、312中，第一电阻器321的第二端被连接到第一开关331的第一端以形成中间节点304。

每个开关电阻器支路311、312还包括与第二开关332即S₁、S₂串联连接的第二电阻器322即R₁₂、R₂₂...，第二开关332和第二电阻器322被连接在中间节点304与开关电阻器支路311、312的第三端子303之间。如图3所示，第二电阻器322的位置在第二开关332之上。然而，第二电阻器322和第二开关332的位置可以互换，使得第二电阻器322的位置可以在第二开关332之下。

电阻器网络300还包括连接在电阻器网络300的输入IN端子和输出OUT端子之间的第三电阻器323，即R₀。如图3所示，电阻器网络300可以用于取决于用于连接到它的电路310的开关电阻器支路的数量来实施多种不同的增益设置。R_PAR表示电路310的寄生输入阻抗。在一个或多个开关电阻器支路311、312中，通过接通第一开关331并关断第二开关332，或者通过关断第一开关331并接通第二开关332，电阻器网络300可以设置连接到电阻器网络300的电路310的最大增益和最小增益之间的不同增益。通过在电阻器网络300中为一个或多个开关电阻器支路311、312中的每一个中的第一电阻器321和第二电阻器322，以及为第三电阻器323选择适当的值，考虑到电路310的输入阻抗，电阻器网络300针对所有不同的增益设置保持输入阻抗。如上所述，为了具有精确的增益步长，输入电阻在所有增益设置下应保持相似。当考虑所有PTV变化和器件失配时，输入阻抗可在任何两个相邻增益设置之间的±10％的容限内变化。

在一些实施例中，如图3中虚线框所示，开关320可以与第三电阻器323串联使用，开关320被连接在第三电阻器323和电阻器网络300的输出端子之间，例如，用以从电路310关断所有电阻器支路。当一次只激活一个LNA时，如果超过一个的电阻器网络被连接到电路310的输入以结合来自前一模块(例如，单独的LNA)的信号路径，则这可能是需要的。

根据本文的实施例的电阻器网络300中的增益步长的值可以被自由地选择，即它可以不同于R2R网络中可用的值6dB。所有开关电阻器支路都被连接在电阻器网络的输入和输出之间，这与R2R网络相比有明显的区别。

在根据本文实施例的电阻器网络300中，包括第一开关331和第二开关332(即每个开关电阻器支路中的S₁,S_2,)的所有开关的位置使得即使考虑到增益控制开关的不可避免的非线性也能实现良好的线性，增益控制开关例如为N沟道金属氧化物半导体(NMOS)或P沟道MOS(PMOS)晶体管。其原因是增益控制开关的漏-源电压摆幅小于电阻器网络的输入处的电压摆幅，而不管开关是闭合还是断开。电路310的寄生输入电阻远小于电阻器网络300的有效电阻，因此在电阻器网络300的输出处的电压摆幅比在输入处的电压摆幅小得多，即，电阻器网络的输出被连接到低阻抗。此外，被闭合的增益控制开关的导通电阻比相应的串联连接的电阻器的电阻小得多，并且所有增益控制开关都被连接到低阻抗节点，即被接地或被连接到电阻器网络300的输出。此外，当开关S₁断开而闭合时，电阻器R₁₁和R₁₂形成分压器，这减小了开路开关S₁上的电压摆动，因此通过S₁的寄生非线性电流减小。

当相应的串联连接的电阻器的电阻被确定时，可以考虑控制可编程增益的增益控制开关的典型导通电阻。例如，R₁₁的电阻应该被S₁的导通电阻减小。这些增益控制开关的尺寸和导通电阻可以根据相应的串联连接的电阻器来缩放，以在PTV角中保持相应支路的相对电阻正确。

根据一些实施例，电阻器网络300可用于实施用于如图4所示的无源电流模式混频器电路的可编程增益。无源电流模式混频器电路400包括电阻器网络300。混频器电路还包括I/Q混频器410，其包括同相混频器和正交混频器。根据本文实施例的I/Q混频器410是单端混频器，因为其以单端本地振荡器(LO)信号和单端RF信号操作。

如图4中所示，I/Q混频器410的输入端子直接或通过电容器(未示出)被一起连接到电阻器网络300的输出端子OUT。一个或多个开关电阻器支路311、312的每一个中的第三端子303接地。I/Q混频器的输出被连接到TIA 420。

如上所述，在一个或多个开关电阻器支路311、312中的每一个中，通过接通第一开关331并断开第二开关332，或者通过关断第一开关331并接通第二开关322，电阻器网络300可以用于设置无源电流模式混频器电路400的最大增益和最小增益之间的不同增益。通过为电阻器网络300中的一个或多个开关电阻器支路311、312中的每一个中的第一电阻器321和第二电阻器322，以及第三电阻器323选择适当的值，电阻器网络300可以考虑I/Q电路的输入阻抗来针对不同增益设置维持目标输入阻抗。

在一些实施例中，电阻器网络300可以用于实施用于如图5所示的无源电流模式混频器电路的可编程增益。无源电流模式混频器电路500包括电阻器网络300，其包括3个开关电阻器支路311、312、313。第一开关电阻器支路311包括串联连接的第一电阻器R₁₁和第一开关M₁₁、串联连接在节点N₁₁和地之间的第二电阻器R₁₂和第二开关M₁₂。混频器电路还包括I/Q混频器510，其包括同相混频器和正交混频器。根据本文实施例的I/Q混频器510是单平衡混频器，因为其以双平衡本地振荡器(LO)信号和单端RF信号操作。如图5所示，增益控制开关M₁₁、M₁₂等用NMOS晶体管实施，并且每个开关电阻器支路中用于第一开关和第二开关即M₁₁和M₁₂的控制信号是互补的，例如用逆变器I₁来实施。

如图5所示，I/Q混频器510的输入端子经由电容器C₁被一起连接到电阻器网络300的输出端子OUT。替换地，I/Q混频器510的输入端子可以被一起直接连接到电阻器网络300的输出端子OUT。一个或多个开关电阻器支路311、312、313的每一个中的第三端子303被接地。I/Q混频器510的输出被连接到TIA 520。

根据本文实施例的电阻器网络300使得在典型的PTV条件和操作频率下进行针对混频器增益步长居中的设计是可能的。现在，增益步长精确度的所有裕度或容限可以被分配用于PTV参数和/或操作频率的变化的影响。因此，考虑到器件失配和工艺、温度和电压中的变化，当保持输入阻抗变化例如保持在±10％之内时，可以自由地设置最大增益和最小增益之间的增益步长并保持一定的精确度。

增益控制开关也可以用不同类型的晶体管来实施，并且也可以实施为更复杂的结构而不是仅一个晶体管，例如实施为包括3个开关并且在关断状态下提供改进的开关隔离的T网络。在一些开关电阻器网络支路中，如果在没有该电阻器的情况下增益步长的精确度足够，则可以排除第二电阻器322，即第二电阻器322可以被短路代替。这可能是实施小增益的支路的情况，其中R_PAR的值与该支路中的电阻器值相比可能是微不足道的。

开关电阻器支路的信号路径被偏置到0V，因为这使得被关闭的NMOS开关的栅-源电压最大化，并且从而使导通电阻最小化。C₁是交流(AC)耦合电容器，其将电阻器网络的DC电压与混频器中的开关晶体管的DC电压分离。

通过在所有开关电阻器支路311、312、313中接通第一开关331并关断第二开关332来实现最大增益，并且通过在所有开关电阻器支路311、312、313中关断第一开关331并接通第二开关332来实现最小增益。例如，在图5中，在最大增益下，V_C1＝V_C2＝V_C3＝V_DD，即电源电压，则开关M₁₁、M₂₁和M₃₁被导通或闭合，并且开关M₁₂、M₂₂和M₃₂被关断或断开。当增益减小一个步长时，开关电阻器支路之一从I/Q混频器510被断开并被接地。通过设置例如V_C3＝0V和V_C1＝V_C2＝V_DD，可以将增益降低一个步长。在最小增益下，V_C1＝V_C2＝V_C3＝0V，则开关M₁₁、M₂₁和M₃₁被关断或断开，并且开关M₁₂、M₂₂和M₃₂被导通或闭合。

在图5中，电阻器R_M用于将RF输入匹配到指定的阻抗，其通常为50Ω。在该实施例中，电阻器网络300是单端的，即每个开关电阻器支路中的所有第三端子303被接地。

在一些实施例中，分离的电阻器网络可以被用于I/Q混频器410、510，一个用于同相混频器、一个用于正交混频器。两个电阻器网络可以具有单端或差分的公共输入以及连接到不同的同相混频器和正交混频器的分离输出。

根据一些实施例，在图6中示出了利用直接变频架构并且具有单端RF输入和可编程增益无源电流模式下变频混频器电路的MRX。接收机600包括如图5所示的无源电流模式混频器电路500，其包括电阻器网络300。在MRX中，在接收机的前部不需要LNA，因为MRX测量来自相关联的发射机的TX信号的衰减版本，并且因此MRX输入功率电平相对较高。可编程增益无源电流模式下变频混频器电路500可以利用电阻器连接到MRX的输入以实现高度线性的MRX。因此，电阻器网络300通过电阻器网络300的输入端子IN直接或通过无源网络601连接到接收机600的输入。电阻器602是输入匹配电阻器，并且可以是无源网络601的一部分。由于在基带处的可编程增益的实施可能不可行，并且LNA不存在于MRX中，所以所有的可编程增益都在下变频混频器电路500中实施。

根据一些实施例，具有可编程增益的双平衡混频器电路700在图7a中被示出。如图7a所示，混频器电路700具有平衡信号路径并且包括两个电阻器网络—第一电阻器网络701和第二电阻器网络702—两者类似于电阻器网络300。混频器电路700还包括I/Q混频器710，其包括同相和正交混频器，两者都是双平衡的。I/Q混频器710利用差分RF和LO信号操作，因此它被称为双平衡。同相混频器的第一输入端子与正交混频器的第一输入端子连接在一起并连接到第一电阻器网络701的输出端子。同相混频器的第二输入端子与正交混频器的第二输入端子连接在一起并连接到第二电阻器网络702的输出端子。第一电阻器网络701和第二电阻器网络702可以以单端或平衡的形式连接。如果第一电阻器网络701和第二电阻器网络702以单端形式连接，则第一电阻器网络701和第二电阻器网络702中的每个开关电阻器支路中的第三端子被接地(如图4所示)。

根据一些实施例，第一电阻器网络701和第二电阻器网络702可以以平衡形式连接。这在图7b中被更详细地示出，其中4个增益设置具有3对开关电阻器支路。如图7b所示，第一电阻器网络701和第二电阻器网络702每个包括3个开关电阻器支路。第一电阻器R_11P,R_21P,R_31P、第二电阻器R_12P,R_22P,R_32P以及第一开关M_11P,M_21P,M_31P属于第一电阻器网络701。第一电阻器R_11N,R_21N,R_31N、第二电阻器R_12N,R_22N,R_32N和第一开关M_11N,M_21N,M_31N属于第二电阻器网络702。在该实施例中，第一电阻器网络701和第二电阻器网络702中的每个开关电阻器支路中的第二开关是共享的，即，第一电阻器网络701中的开关电阻器支路的每个第三端子被连接到第二电阻器网络702中的开关电阻器支路的相应的第三端子，并且两个电阻器网络701、702的第二开关对因此被组合成单个开关，即M₁₂,M₂₂,M₃₂...。此外，同相混频器的第一输入端子与正交混频器的第一输入端子连接在一起并经由第一电容器C_1P连接到第一电阻器网络701的输出端子。同相混频器的第二输入端子与正交混频器的第二输入端子连接在一起并且经由第二电容器C_1N连接到第二电阻器网络702的输出端子。I/Q混频器710的输出连接到TIA 720。

同样，每个开关电阻器支路的信号路径可以偏置到0V。偏置细节未在图中示出，并且增益控制类似于先前的示例实施例的增益控制。

根据一些实施例，图8中示出了使用可编程增益无源电流模式混频器电路700的直接变频接收机800的简化框图。天线802将接收的RF信号馈送到执行所接收的RF频带的预选择的RF滤波器804。LNA806放大所选择的RF信号，并且驱动对放大的RF信号进行下变频的下变频混频器电路700。根据本文的实施例，下变频混频器电路700包括两个电阻器网络701、702。下变频的模拟信号在模拟基带(ABB)808的低通滤波器和和增益级中被滤波和放大，然后在模数转换器(ADC)810中被转换为数字信号。

总的来说，根据本文实施例的电阻器网络300具有若干优点。

它在无源电流模式下变频混频器中实现了更精确的增益步长，无源电流模式下变频混频器由于其高动态范围通常被使用。根据本文实施例的电阻器网络使得可以在典型的PTV条件和操作频率中进行针对混频器增益步长居中的设计。现在，增益步长精确度中的所有裕度或容限可以被分配用于PTV参数或操作频率的变化影响。

考虑到电阻器网络之后的电路的输入阻抗，根据实施例的电阻器网络300在所有增益设置下保持目标输入电阻或特定阻抗。电路可以是无源电流模式的I/Q下变频混频器。

与R2R网络相比，通过使用根据本文实施例的电阻器网络300的硅面积的增加是可忽略的。

通过使用根据本文实施例的电阻器网络300，增益步长不限于6dB或1:2。

根据本文实施例的电阻器网络300不增加电源电流。

根据本文实施例的电阻器网络300可以在与收发信机IC的其余部分相同的芯片上的现代CMOS工艺中实施。

作为示例，参考图9中的RNET 300，其中示出了无线通信设备900，并且电阻器网络300可以在与收发信机910相同的芯片上实施。无线通信设备900包括接收机600或800，接收机600或800包括电阻器网络300。无线通信设备900还包括发射机920、存储器930和处理单元940。

本领域技术人员将理解，虽然在电阻器网络300中，增益控制开关被描述并示出为N沟道金属氧化物半导体(NMOS)器件，但是增益控制开关可以由任何其它类型的器件或晶体管来实施，诸如双极结晶体管(BJT)、P沟道MOS(PMOS)器件、互补MOS(CMOS)器件等。当使用词语“包含”或“包括”时，它应当被解释为非限制性的，即意味着“至少由...组成”。

本文的实施例不限于上述优选实施例。可以使用各种替代、修改和等同方案。因此，上述实施例不应被视为限制本发明的范围，本发明的范围由所附权利要求限定。