基于多载波空间调制的信号发送方法、接收方法和装置与流程

本申请涉及无线通信
技术领域：
，尤其涉及基于多载波空间调制的信号发送方法、接收方法及其装置。
背景技术：
：信息产业的快速发展，特别是来自移动互联网和物联网(IoT,internetofthings)的增长需求，给未来移动通信技术带来前所未有的挑战。如根据国际电信联盟ITU的报告ITU-RM.[IMT.BEYOND2020.TRAFFIC]，可以预计到2020年，移动业务量增长相对2010年(4G时代)将增长近1000倍，用户设备连接数也将超过170亿，随着海量的IoT设备逐渐渗透到移动通信网络，连接设备数将更加惊人。为了应对这前所未有的挑战，通信产业界和学术界已经展开了广泛的第五代移动通信技术研究(5G)，面向2020年代。目前在ITU的报告ITU-RM.[IMT.VISION]中已经在讨论未来5G的框架和整体目标,其中对5G的需求展望、应用场景和各项重要性能指标做了详细说明。针对5G中的新需求，ITU的报告ITU-RM.[IMT.FUTURETECHNOLOGYTRENDS]提供了针对5G技术趋势的相关信息，旨在解决系统吞吐量显著提升、用户体验一致性、扩展性以支持IoT、时延、能效、成本、网络灵活性、新兴业务的支持和灵活的频谱利用等显著问题。多输入多输出(Multiple-inputmultiple-output，MIMO)技术是提高系统频谱效率的重要手段。由于多天线技术能够有效提高系统数据率，提高系统链路稳定性，它已经被广泛地应用于广播式的音频和视频领域以及民用通信系统中，例如第三代移动通信合作伙伴项目(3rdGenerationPartnershipProject，3GPP)制定的演进通用地面无线接入(EvolvedUniversalTerrestrialRadioAccess，E-UTRA)协议对应的长期演进(LongTermEvolution，LTE)系统，欧洲的第二代数字视频(DigitalVideoBroadcasting,DVB)，和IEEE802.16全球微波互联接入(WorldInteroperabilityforMicrowaveAccess,WiMAX)等。MIMO技术通过在收发端不同天线间建立通信链路，能够为系统提供空间分集增益与空间复用增益。通过在不同链路传输相同的数据，MIMO技术提高了传输数据的可靠性，从而获得了分集增益；通过在不同链路传输不同的数据，MIMO技术能够在不增加传输带宽的前提下提高系统 的频谱效率，从而提高传输数据率。通过发射端的信道状态信息，MIMO技术还能够通过与编码来同时、同频服务多个用户，提高系统整体的频谱效率。目前，MIMO技术作为关键技术，能够很好的支持4G时代的移动宽带(MobileBroadband,MBB)业务需求。5G中，频谱效率、能量效率以及数据率的需求将进一步提升，现有的MIMO技术难以满足数据率的极大提升。因此MIMO技术的演进技术：大规模MIMO得到了学术界和工业界的广泛关注。通过在发射端配置远多于用户数的天线，大规模MIMO技术在能够得到更大的阵列处理增益(更细的波束)的同时，也得到了更大的空间自由度，能够通过简单的线性操作将用户完全区分开，因此使得频谱效率与能量效率进一步得到巨大提升。但是在实际应用场景中，MIMO技术与大规模MIMO技术也遇到了一些问题，例如：1.MIMO技术是否有效、可靠，依赖于发射端是否能够获得准确的信道状态信息。若发射端的信道状态信息不够准确，会导致系统增益的显著下降。目前的MIMO技术依赖于基于参考信号的信道估计以及反馈，而当天线数增加时，参考信号与反馈所带来的开销将会严重降低系统的频谱效率。2.对天线间的同步要求严格。3.接收端需要处理天线间的干扰。4.虽然多用户MIMO能够提高小区整体的频谱效率，但是对于单个用户频谱效率的提高则无能为力。作为MIMO技术的一个分支，空间调制(SpatialModulation，SM)近年来获得了学术界的广泛关注。SM技术将一部分信息比特用于选择发送天线，每次传输仅使用一根天线。通过将天线索引作为传输信息的额外载体，在传统两维星座图的基础上构造了三维星座图，从而能够获得比单天线系统更高的频谱效率。同时SM技术还解决了传统MIMO技术的一些问题。例如，由于每次传输仅使用单天线，SM技术不需要接收端进行复杂的天线间同步和链路间干扰的消除，简化了接收端的处理；SM技术能够增加单个用户的频谱效率，因此更适用于一些需要提高单个用户数据率的场景；SM技术在发送端不需要进行预编码，因此接收端无需进行反馈；发送端仅需要一个射频链路，极大降低了发送端的开销。基于多载波的SM技术虽然丧失了单个射频链路的优势，但是时频二维资源的分配为系统提供了更高的自由度，同时对多径引起的频率选择性衰落也有更好的鲁棒性。SM技术的优点使得它在通信研究中获得了广泛的关注。但是作为大规模MIMO技术的一个分支，SM技术存在一些传统大规模MIMO系统并不会关注的问题。例如，SM技术在传输时并没有利用到基站处的全部天线，因此无法获得阵 列增益，也难以通过简单的处理同时同频服务多个用户；传统的大规模MIMO系统能够利用时分双工(time-divisionduplex，TDD)模式的信道互易性解决下行信道估计开销过大的问题，但是SM技术的性能较大的依赖于接收端的信道状态信息的准确性，因此即使发射端能够获取信道状态信息，也无法避免下行物理信道估计的问题。当发射端天线数较多时，下行物理信道估计将会给系统带来显著开销，影响系统所能达到的频谱效率；SM技术依赖不同链路间的差异来识别发送数据的天线索引，并以此检测数据，因此对于空间相关性较强的场景，不同链路间有较高的相似度，空间调制符号间的距离较小，从而使得系统的性能恶化。综上所述，要提升SM在5G候选技术中的竞争力，我们除了开发其优势特征外，还需要解决其自身的不足，针对5G中的多种场景特别是高吞吐率、高数据率的数据通信，我们非常有必要通过有效的方法来解决空间调制系统在高空间相关性环境中的符号间距离较小的问题。技术实现要素：本发明所要解决的技术问题是衰落或相关信道环境中多载波空间调制系统的可靠性问题，目前尚未有一种非常有效的方法来降低衰落或相关信道环境对系统带来的影响。为此，本申请提供了一种基于多载波空间调制的信号发送、接收方法和装置，能够有效提高链路可靠性，增强多载波空间系统对抗衰落或相关信道的能力。本申请提供了一种基于多载波空间调制的信号发送方法，所述方法包括：发送端设备确定预处理基矩阵，并扩展所述预处理基矩阵得到扩展预处理矩阵；发送端设备使用预处理基矩阵对第一参考信号进行预处理，并发送给接收端设备；发送端设备对待发送比特流进行符号映射和空间调制，并使用扩展预处理矩阵对空间调制后的符号进行预处理，再对预处理后的符号进行多载波调制后发送给接收端设备。较佳的，确定预处理基矩阵的方式包括以下方式中的至少一种：根据信道状态信息计算预处理基矩阵，使用预先设定的预处理基矩阵，根据接收端设备的反馈从预先设定的码本中选择预处理基矩阵。较佳的，所述根据信道状态信息计算预处理基矩阵包括：根据信道系数矩阵使用预编码算法计算预处理基矩阵，其中，所述预编码算法包括以下算法的至少 一种：匹配滤波算法、迫零预编码算法、最小均方误差预编码算法。较佳的，所述信道系数矩阵指包括多载波调制、发送端设备与接收端设备间的实际物理信道、以及多载波解调间的频域信道系数所形成的等效信道系数矩阵。较佳的，扩展所述预处理基矩阵得到扩展预处理矩阵的方式包括以下方式的任意一种或两种及两种以上的组合：对预处理基矩阵的列做线性组合，得到扩展预处理矩阵的列；对预处理基矩阵的按列做相位旋转，得到扩展预处理矩阵的列，其中，列向量中的每个元素的旋转相位相同或不同；对预处理基矩阵的按列乘以功率分配因子，得到扩展预处理矩阵的列。较佳的，所述预处理基矩阵的行数与发射天线数相同，列数由发送端设备根据接收端设备反馈的信道状态信息以及可用的参考信号数量或者可用的传输参考信号的资源进行选择。较佳的，所述扩展预处理矩阵的行数与预处理基矩阵相同，列数大于或者等于预处理基矩阵的列数。较佳的，该方法还包括：发送端设备根据接收端设备反馈的信息选择扩展预处理矩阵的列数。较佳的，该方法还包括：发送端设备使用扩展预处理矩阵对第二参考信号进行预处理，并发送给接收端设备。较佳的，所述第一参考信号用于基础等效信道的估计，第二参考信号用于扩展等效信道估计值的修正。较佳的，所述基础等效信道指预处理基矩阵、多载波调制、实际物理信道与多载波解调所形成的等效信道。较佳的，该方法还包括：发送端设备根据来自接收端设备反馈的信道状态信息调整第二参考信号的插入密度，调整的方式包括以下方式的至少一种：发送端设备选择不插入第二参考信号、插入密度小于预处理矩阵的列数、插入密度等于预处理矩阵的列数。本申请还提供了一种发送端设备，包括：第一预处理基矩阵计算模块、第一预处理矩阵扩展模块、第一参考信号发送模块和第一数据发送模块，其中：第一预处理基矩阵计算模块，用于确定预处理基矩阵；第一预处理矩阵扩展模块，用于扩展所述预处理基矩阵得到扩展预处理矩阵；第一参考信号发送模块，用于使用预处理基矩阵对第一参考信号进行预处理，并发送给接收端设备；第一数据发送模块，用于对待发送比特流进行符号映射和空间调制，并使用扩展预处理矩阵对空间调制后的符号进行预处理，再对预处理后的符号进行多载波调制后发送给接收端设备。本申请还提供了一种基于多载波空间调制的多用户系统中的信号发送方法，包括：发送端设备根据信道状态信息为每个终端选择预处理基矩阵，并扩展每个终端的预处理基矩阵得到对应的扩展预处理矩阵；发送端设备使用预处理基矩阵对参考信号进行预处理，并发送给各个终端，其中，发送给不同终端的参考信号使用相互正交的资源；发送端设备对每个终端的比特流分别进行符号映射和空间调制，并使用相应的扩展预处理矩阵对空间调制符号进行预处理；发送端设备将各个终端的预处理后的符号合并，再对合并后的符号进行多载波调制并发送。较佳的，所述终端指同时同频服务的接收端设备。较佳的，发送端设备根据信道状态信息为每个终端选择预处理基矩阵的方式包括以下方式中的至少一种：发送端设备根据信道系数矩阵计算预处理基矩阵，或根据终端反馈的信道状态信息从预先给定的码本中选择预处理基矩阵。较佳的，所述信道系数矩阵指包括多载波调制、发送端设备与全部终端间的实际物理信道、以及每个终端的多载波解调间的频域信道系数所形成的等效信道系数矩阵。较佳的，所述合并包括：对在相同链路上发送的符号做相加。本申请还提供了一种发送端设备，应用于基于多载波空间调制的多用户系统，包括：第二预处理基矩阵计算模块、第二预处理矩阵扩展模块、第二参考信号发送模块和第二数据发送模块，其中：第二预处理基矩阵计算模块，用于根据信道状态信息为每个终端选择预处理基矩阵；第二预处理矩阵扩展模块，用于扩展每个终端的预处理基矩阵得到对应的扩展预处理矩阵；第二参考信号发送模块，用于使用预处理基矩阵对参考信号进行预处理，并发送给各个终端，其中，发送给不同终端的参考信号使用相互正交的资源；第二数据发送模块，用于对每个终端的比特流分别进行符号映射和空间调制，并使用相应的扩展预处理矩阵对空间调制向量进行预处理，然后将各个终端的预 处理后的符号合并，再对合并后的符号进行多载波调制并发送。本申请还提供了一种基于多载波空间调制的信号接收方法，包括：接收端设备接收第一参考信号，并基于第一参考信号对基础等效信道做估计；接收端设备采用与发送端设备扩展预处理基矩阵相同的方式对基础等效信道的估计做扩展，得到扩展等效信道的估计；接收端设备接收数据，并根据扩展等效信道的估计对所接收的数据进行解调得到原始数据。较佳的，该方法还包括：接收端设备接收第二参考信号，并基于第二参考信号对扩展等效信道的估计做修正。本申请还提供了一种接收端设备，包括：接收模块、基础等效信道估计模块、扩展等效信道估计模块和解调模块，其中：接收模块，用于接收第一参考信号和数据；基础等效信道估计模块，用于基于第一参考信号对基础等效信道做估计；扩展等效信道估计模块，用于采用与发送端设备扩展预处理基矩阵相同的方式对基础等效信道的估计做扩展，得到扩展等效信道的估计；解调模块，用于根据扩展等效信道的估计对所接收的数据进行解调得到原始数据。较佳的，所述接收模块，还用于接收第二参考信号；所述扩展等效信道估计模块，还用于根据第二参考信号修正扩展等效信道估计。由上述技术方案可见，本申请提供的基于多载波空间调制的信号发送方法通过在由预处理、多载波调制、实际物理信道、多载波解调构成的等效信道上进行空间调制操作，能够有效提高链路可靠性，增强多载波空间系统对抗衰落或相关信道的能力。附图说明图1为现有一种多载波空间调制系统框图；图2为本申请实施例一基于预处理的多载波空间调制系统框图；图3为本申请实施例一在TDD模式下的信号处理流程示意图；图4为本申请实施例二中数据率为6bps/Hz时传统方案与本申请预处理方案的误比特率性能比较图；图5为本申请实施例二中数据率为4bps/Hz时传统方案与本申请预处理方案的误比特率性能比较图；图6为本申请实施例三基于预处理空间调制的多用户MIMO系统框图；图7为本申请实施例四基于固定预处理基矩阵的信号处理流程图；图8为本申请实施例四中数据率为6bps/Hz时不同方案的误比特率性能比较图；图9为本申请实施例四中数据率为4bps/Hz时不同方案的误比特率性能比较图；图10为本申请实施例五中自适应参数选择的预处理矩阵生成框图；图11为本申请实施例五中插入参考信号与信道估计的处理流程图；图12为本申请实施例六中未经预处理与预处理后的接收星座图对比图；图13为本申请实施例六中发射端配备4根天线时传统方案与本申请预处理方案的误比特率性能比较图；图14为本申请实施例六中未经预处理与预处理后的接收星座图对比图；图15本申请实施例六中为发射端配备16根天线时传统方案与本申请预处理方案的误比特率性能比较图；图16为本申请一较佳发送端设备的组成结构示意图；图17为本申请一较佳发送端设备的组成结构示意图；图18为本申请一较佳接收端设备的组成结构示意图。具体实施方式为使本申请的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下参照附图并举实施例，对本申请作进一步详细说明。空间调制技术利用传输数据的天线索引作为信息的额外载体，与单天线系统相比能够在相同的带宽下获得更高的频谱效率。而与传统的多天线系统相比，空间调制技术具有下述优势：1.由于每次数据传输仅使用多根发射天线中的一根，因此接收端不需要进行天线间的同步；2.仅适用单根发射天线不会产生链路间干扰，接收端不需要使用复杂度较高的均衡算法来消除链路见干扰；3.仅需要少量射频通道，能够显著降低由于射频通道数较高所导致的能耗较高问题，即空间调制是一种能量效率更高的系统；4.空间调制系统在发端天线数大于接收天线数时仍然能够工作。此外，相同的频谱效率可以由不同的天线数与调制方式的组合实现，因此空间调制使系统的参数更加灵活。结合了如正交频分复用(Orthogonalfrequencydivisionmultiplexing,OFDM)等多载波技术的空间调制系统，对包含多载波调制、实际物理信道、多载波解调的频域等效多天线信道做空间调制，虽然 丧失了射频通道数较少的优势，但是在资源分配、导频分配等问题上获得了更大的自由度，同时与标准的兼容性也要更好。图1为现有一种多载波空间调制系统的框图，其中，点划线左侧为发射端框图，右侧为接收端框图。如图1所示，设发射端天线数为N，所用调制阶数为Q＝2B，其中B为映射为一个符号的比特数。发射端的基本处理流程如下：发送数据流以log2(NQ)＝log2(N)+B个比特为一组，前log2(N)个比特决定发送数据所用数据流索引，后B个比特映射为一个QAM符号。以N＝2，B＝2为例，空间调制比特到空间调制符号的映射关系如表1所示。表1中，天线索引表示当前用于发送数据的天线的索引。发送的比特序列中，第一个比特用于决定天线索引，后两个比特用于决定发送的符号。得到空间调制符号之后，对所有N个数据流做反快速傅里叶变换(InverseFastFourierTransform,IFFT)，得到在N根发送天线上传输的数据流。表1：比特-符号映射关系采用OFDM技术的空间调制技术接收端框图如图1点划线右侧所示，并设接收端配备M个天线。在接收到接收信号后，接收端对每个接收天线的数据流做快速傅里叶变换(FastFourierTransform,FFT)，得到频域信号。通过采用OFDM技术，多径信道下的均衡操作可以简化为单抽头均衡操作。设包括发送端IFFT、实际物理信道、接收端FFT在内的频域信道系数所形成的等效信道系数矩阵为 H∈CM×N，则相应信道模型可写为：y＝Hx+n其中，y∈CM×1为经过FFT之后的接收向量，x＝eisj∈CN×1为发送的空间调制符号向量，n∈CM×1为噪声向量。向量ei＝[0,...,0,1,0,...,0]T∈CN×1中仅有第i个元素为1，其余元素为0，表示根据发送比特，仅有第i个天线用于数据发送。符号sj为根据发送比特从星座映射符号集合中选取的符号，例如正交幅度调制(QuadratureAmplitudeModulation,QAM)、脉冲幅度调制(PulseAmplitudeModulation,PAM)或相移键控(PhaseShiftKeying,PSK)符号集合。因此，接收符号可以简写为：y＝hisj+n其中，hi∈CM×1为矩阵H的第i列。接收端采用如下最大似然检测算法对发送符号进行检测：得到发送天线索引的估计与接收符号的估计之后，根据表1所示比特到符号的映射规则可以得到发射比特流的估计值。除上面描述的每次只有一条链路传输数据的空间调制系统外，广义空间调制(GeneralizedSpatialModulation,GSM)系统每次传输激活全部链路的一个子集，并使用该子集的索引作为传输信息的载体，而不同链路可以传输相同的数据，以提高系统的可靠性；或是传输不同的数据，以提高系统的数据率。本文将其视为空间调制的一种形式。从上面的描述可以看到，空间调制技术将不同链路的信道系数也作为信息的载体，接收端通过区分信道系数来识别发送端所使用的天线索引，并估计发送数据，因此接收端需要准确的信道状态信息。当信道相关性较强时，发送端设备各个天线到接收天线的链路较为相近，导致符号间的欧式距离较小，不同符号不易区分，从而使得接收端设备检测性能恶化。此外，空间调制技术还为系统下行物理信道训练带来了挑战。传统的用于下行物理信道的参考信号(Referencesignal,RS)，如LTE-A中的小区专用参考信号(Cell-specificRS,CRS)与信道状态信息参考信号(CSI-RS)，在发射端流数较多时将会占用较多的频谱资源，从而造成较大的训练开销，从而导致系统性能的下降。此外，SM技术也难以利用发射端的信道状态信息(CSI)减小下行导频开销，或是同时同频服务多个终端。本发明针对该问题，提出一种发射端预处理的方案，用以提高相关信道下空间调制系统的性能，同时减小下行信道训练开销。实施例一:在本实施例中，我们结合具体的系统参数设置来介绍一种适用于多载波空间调制的下行物理信道训练方案。本实施例中，基站配备的天线数为N，终端配备的天线数为M，系统采用时分双工(Time-divisionDuplex,TDD)模式，因此可以利用信道互易性由上行信道推知下行信道。图2为本申请实施例一基于预处理的多载波空间调制系统框图。如图2所示可以看到，与传统的多载波空间调制系统相比，本实施例基于预处理的多载波空间调制系统在空间调制与IFFT模块之间加入了预处理模块。其基本思想是在由预处理→IFFT→信道→FFT构成的等效信道上进行空间调制操作，以此达到提高链路可靠性、降低导频开销、支持多终端服务等目的。本实施例中TDD模式下的信号处理流程如图3所示，简述如下：首先，终端向基站发送上行探测参考信号(SoundingReferenceSignal，SRS)，基站根据接收到的SRS估计系统频域信道，得到频域信道系数组成的信道系数矩阵H∈CM×N。然后，根据该矩阵，基站计算预处理基矩阵Wb∈CN×M。预处理方案包括但不限于匹配滤波(Matched-filter，MF)预编码，即Wb＝HH，迫零(Zero-forcing，ZF)预编码，即Wb＝HH(HHH)-1，或是最小均方误差(Minimummeansquareerror，MMSE)预编码等。随后，基站对预处理基矩阵进行扩展，得到扩展预处理矩阵W∈CN×N。对预处理基矩阵的扩展包括以下三种方法。第一种扩展方法：线性组合。即对预处理基矩阵的列做线性组合，得到扩展预处理矩阵的列。例如，若其中，为矩阵Wb的第m列的列向量，则矩阵W的第n列列向量wn表示为：其中，为生成wn时向量Wb的线性组合系数。线性组合系数的选取应使得接收端接收到的符号间欧式距离尽可能大(或是等效信道向量间的欧式距离尽可能大)。一个简单的条件为：线性组合系数为实数，并且不出现相反数。该条件仅为可能的条件之一，任何能够确保符号间欧式距离尽可能大的条件都是适用的。第二种扩展方法：相位旋转。即对预处理基矩阵中的列向量按列做相位旋转，得到扩展预处理矩阵的列向量。具体来说，扩展预处理矩阵的第n列表示为：其中，向量为预处理基矩阵的第m列，j为虚数单位，为旋转角度。此外，相位旋转包括对列向量内部元素乘以不同的旋转因子或是对列向量乘以维度 为N×N的旋转矩阵等等其他相位旋转方式。第三种扩展方法：功率分配。即对预处理基矩阵中的列向量按列乘以功率分配因子，得到扩展预处理矩阵的列向量。具体来说，扩展预处理矩阵的第n列表示为：其中，为功率分配因子。需要说明的是，上述三种方式可以相互组合使用。例如，首先对预处理基矩阵按列做线性组合得到维度为N×N的矩阵，再对该矩阵按列做相位旋转以及功率分配，进而得到最终的扩展预处理矩阵。最后，基站向终端传输数据时，首先需要进行下行等效信道训练。虽然基站发送的数据所经过的等效信道为但是由于矩阵W是按照特定规则生成的，若终端已知生成规则，也能够通过较少的信道估计通过线性组合的规则生成完整的信道矩阵。具体来说，定义基础等效信道为：而等效信道可以表示为：可以看到，若对基础等效信道进行生成预处理矩阵时相同的扩展操作，则可以得到等效信道的估计。这说明，在做下行等效信道估计时，仅需要估计基础等效信道即可，而不需要估计等效信道因此能够有效减小在下行链路信道估计上的开销。具体来说，基站进行下行训练时，仅需要估计M个下行基础等效信道链路。对下行参考信号用预处理基矩阵Wb进行预处理，并发送给终端。完成下行基础等效信道训练后，基站使用矩阵W对下行数据进行预处理。进行下行等效信道训练时，终端接收到的信号为：YP＝HWbP+N其中，为参考信号矩阵，其中MP为参考信号长度。例如可取MP＝M，矩阵P为单位阵。即参考信号在正交的时频空资源上传输。终端已知参考信号矩阵P，因此可以估计出基础等效信道的估计值同时，终端已知由预处理基矩阵生成扩展预处理矩阵的扩展规则，因此也可以采用与发送设备扩展预处理基矩阵相同的方式恢复出扩展的等效信道矩阵的估计值发送数据时，终端接收信号为：其中，x∈CN×1为经过空间调制的发送信号，y∈CM×1为终端接收到的信号。终端根据接收信号y与扩展后的等效信道矩阵估计值对发送符号进行检测，并输出传输比特流的估计值。本方案可以看做是通过预处理基矩阵和一扩展矩阵相乘得到，即最终的扩展预处理矩阵通过下式计算：W＝WbWe其中，We∈CM×N，为扩展矩阵，可以根据本实施例如前所述的三种扩展方法进行构造。在进行信道估计时，首先对基础等效信道而扩展等效信道与基础等效信道的关系为：因此若接收端已知扩展矩阵We，就能够通过基础等效信道的估计恢复出扩展等效信道。此时下行参考信号的开销仅与基础等效信道的维度相关，下行训练对系统频谱效率带来的影响得以大大降低。下面根据一个具体示例给出参数设置举例。考虑采用QPSK调制，N＝16，M＝2的多天线系统。若使用传统多载波空间调制技术，每次传输所能发送的比特数为6比特。但与此同时，下行训练需要估计全部16个链路，给系统频谱效率带来了较大的压力。而采用本发明所提供的方案，仅需要估计两个基础等效信道链路，极大的降低了信道训练所带来的开销。本示例中，采用线性组合和相位旋转两种方式扩展预处理基矩阵。发送端生成的预处理基矩阵的维度为16×2。对该矩阵的列进行线性组合，并得到扩展的中间结果矩阵。线性组合系数如表2所示。表2扩展预处理矩阵所用线性组合系数示例编号系数编号系数编号系数编号系数1[01]5[1/23/2]9[1/35/3]13[1/45/4]2[10]6[1/2-3/2]10[1/3-5/3]14[1/4-5/4]3[11]7[3/21/2]11[5/31/3]15[5/41/4]4[1-1]8[3/2-1/2]12[5/3-1/3]16[5/4-1/4]为得到最终的预处理矩阵，对中间结果矩阵以列为单位做相位旋转，同一列向量中所有元素使用相同的相位旋转因子。本实施例中，相邻两列采用相同的相位旋转因子，为11.25°的倍数。发送数据之前首先发送经过预处理基矩阵处理过的参考信号矩阵，再发送经过扩展预处理矩阵处理过的经过空间调制的数据。接收端首先根据参考信号估计 下行基础等效信道，并根据表2以及所述相位旋转处理规则对基础等效信道矩阵的列进行扩展处理，得到扩展的等效信道。最后根据该信道矩阵以及接收信号估计发送比特流。需要说明的是，由于本发明所提供的方案建立了发射端与接收端的等效链路，因此在此链路上也可以使用同时激活多个链路进行发送的广义空间调制。实施例二：本实施例将通过实际系统中的参数设置以及仿真结果来说明本发明所提供方案的有效性。考虑一个系统使用256个子载波，其中用于传输数据的有效子载波数量为120。每14个OFDM符号上相邻的12个子载波构成一个物理资源块(PhysicalResourceBlock,PRB)。假设发射端已知信道状态信息，根据该信道状态信息，基站通过匹配滤波预编码算法计算预处理基矩阵，即：Wb＝HH之后，基站根据实施例一所述扩展方式将预处理基矩阵扩展，并对数据进行预处理。信道模型为EVA信道，终端移动速度设为50km/h。首先考虑基站配备16根天线，终端配备2根天线的情况。调制方式采用QPSK调制，这种情况下，传输数据率为6bps/Hz。对预处理基矩阵的扩展与实施例一所述相同，即使用预处理基矩阵列之间的线性组合与相位旋转作为扩展方式，线性组合系数如表2所示。对比对象为传统的多载波空间调制系统，其系统框图如图1所示。图4所示为传统方案与本实施例上述预处理方案的误比特率性能比较示意图。图中横轴表示Es/N0，其中Es为每次发送符号的平均能量，本实施例中归一化为1；N0为噪声谱密度，用于衡量噪声能量。可以看到，经过本发明所提供的预处理方法之后，在相同的传输数据率下，多载波空间调制系统的误比特率性能大大提升。例如在误比特率为10-3左右时，采用本发明提供的预处理方法之后，系统性能比传统多载波空间调制系统要好约7dB左右。由上述可见，本发明实施例首先通过预处理生成能量更为集中的链路，用以优化收端的信噪比；在这些链路的基础上，按照功率分配、相位旋转、链路间线性组合的方法生成新的虚拟链路，以使用链路索引提供更高的频谱效率。因此，本实施例所给出的性能比较结果可以从以下两个方面解释：1.由于利用了发端已知的信道状态信息，基础的预处理能够将发送能量集中，使得基础的链路上，收端的信噪比能够有显著的提升；2.生成的新的虚拟链路能够在发端通过预处理确 保符号间的欧式距离较大，进一步提升了系统的误比特率性能。进而考虑基站配备4根发射天线，终端配备1根接收天线的情况。调制方式仍然使用QPSK调制，因此此时传输数据率为4bps/Hz。由于接收端只有单根天线，经过传统预编码后的等效信道为单入单出信道，没有自由度进行线性组合预处理，因此仅对预处理基矩阵做相位旋转扩展。具体来说，扩展预处理矩阵W的第i列(1≤i≤4)为wbexp{j×(i-1)θ}，其中，向量wb∈C4×1为根据信道状态信息所计算得到的预处理基向量，所用计算方法为匹配滤波预编码算法；为虚数单位；θ＝π/8为旋转角度。图5所示为传统方案与本实施例上述预处理方案的误比特率性能比较示意图。可以看到，由于终端接收天线的减少，两种方案的误比特率性能都会有所下降。本发明所提供的方案仍然具有较佳的性能，例如在误比特率为10-2左右时，经过预处理的多载波空间调制系统具有超过5dB的性能优势。实施例三：本实施例中，将给出本发明所提供方案对多用户MIMO的支持方法。本实施例基于预处理空间调制的多用户MIMO系统框图如图6所示。图中，同时服务的终端个数为K，基站配备的天线数为N，第i个终端配备的天线数为Mi，总的接收天线个数为基站在对发送数据做预处理时，首先根据基站到全部终端的信道状态信息计算频域预编码矩阵，从而得到每个终端的预编码矩阵；之后对每个终端的预编码矩阵按照实施例一所述方案进行扩展，得到扩展预处理矩阵，并对每个终端的数据进行预处理；进行预处理之后，将数据在合并模块中合并，即将在相同天线上发送的数据相加；之后对合并后的信号做IFFT操作，并通过天线发送。具体来说，将K个终端的全部M根发送天线视为接收端，则基站与接收端间的频域信道模型可以写为：y＝Hx+n其中，H∈CM×N为频域等效信道矩阵。针对该矩阵做预编码处理，以在发送端发送数据前将终端间的干扰消除掉。常见的预编码方案包括匹配滤波预编码、迫零预编码、最小均方误差(MMSE)预编码以及块对角化预编码等。以迫零预编码为例，其预编码基矩阵WP计算为WP＝HH(HHH)-1＝[W1W2...WK]，其中，为第i个终端的预编码基矩阵。对该矩阵做实施例一中所述扩展，得到第i个终端的扩展预编码矩阵WE,i∈CN×N。之后，每个终端从N个虚拟链路中选择一条发送调制阶数为Q的符号，并使用相应的扩展预编码矩阵对发送向量做预编码，最后经 过IFFT之后通过天线发送。可以看到，每个终端能够发送的比特数为log2(NQ)。由于通过预编码，终端间干扰能够显著减弱甚至消除，此时多用户系统能够等效为多个单用户系统。因此，终端的处理与单用户系统的接收端处理类似，即先对每个链路做FFT处理，得到频域接收信号后根据信道估计值对接收信号进行解调，得到发送数据的估计。下行信道估计仅需要估计由每个终端的预处理基矩阵和频域等效信道构成的基础等效信道，终端通过信道估计得到该等效信道的估计后，通过和发射端相同的扩展操作得到扩展的等效信道估计，并用于接收信号的解调。与传统的多用户大规模MIMO系统相比，若终端配备单天线，则由于本发明所提供的方案能够通过链路索引承载更多的信息，在调制方式一致时，本实施例所述方案能够发送更多的比特。这额外的比特即可以用来通过信道编码来为系统提供可靠性，也可以发送更多的信息来为系统提供更高的吞吐率和数据率，或是一部分比特用于编码而另一部分比特传输数据，这样既可以获得更高的可靠性，同时也能够获得更高的吞吐率。对于配备多根接收天线的终端来说，多根接收天线可以提供分集，提高链路可靠性，也可以视为多个单天线终端，提供更高的吞吐率和数据率。需要说明的是，上述多用户体系适用于TDD模式或频分双工(Frequency-divisionduplex,FDD)模式。具体来说，对于TDD模式，基站利用信道互易性，通过上行信道估计得到下行链路信道状态信息；对于FDD模式，基站根据终端反馈的信道状态信息选择不同终端所使用的预处理基矩阵，并进行扩展。多用户系统中参考信号的发送方法与实施例一中所述方法类似。不同终端的参考信号使用相互正交的资源(包括时间、频率或是正交码本资源等)，并使用每个终端的预编码基矩阵对参考信号进行处理，并发送给用户。终端对自己的基础等效信道进行估计，并使用与基站相同的扩展方式对基础等效信道进行扩展，得到扩展等效信道的估计。其中，每个终端的基础等效信道定义为包括该终端的预编码基矩阵、多载波调制、发射端到该终端的实际物理信道以及该终端的多载波解调在内的等效信道系数矩阵；而每个终端的扩展等效信道估计定义为包括该终端的扩展预编码矩阵、多载波调制、发射端到该终端的实际物理信道以及该终端的多载波解调在内的等效信道系数矩阵。实施例四：实施例一、二、三中给出了本发明所提供的方案在TDD模式下的应用方法与 性能比较。这些实施例的共同特点是基站都已知精确的信道状态信息，因而极大的便利了发射端预编码基矩阵的计算。但是这在FDD模式下是难以实现的。本实施例将给出FDD模式下的实施方法。FDD模式下，基站难以获知准确的信道状态信息，这给预处理基矩阵的计算带来了较大的障碍。但是从本方案的原理来看，预处理基矩阵可以与信道状态信息不相关。虽然基站通过已知的信道状态信息计算预处理基矩阵能够提高终端接收信噪比，但是随机选取的预处理基矩阵仍然能够生成基础的信道链路，并且也能够通过与实施例一类似的方法生成虚拟链路，因此本发明对FDD模式下的系统仍然是适用的。下面以一个具体实施方式为例，介绍本发明在FDD模式下的一种实施方式。图7所示为FDD模式下基于固定预处理基矩阵的信号处理流程图。该方案中，由于预处理基矩阵不需要根据信道状态信息计算，因此不依赖从终端到基站的反馈。本实施例中，基于固定预处理基矩阵的信号处理步骤为：首先基站从一个固定码本集合中选取合适的码字作为预处理基矩阵，该矩阵可以随机选取，也可以根据终端反馈的信道状态信息选择最为合适的码字。第二种情况中，基站在进行下行信道估计时，可以对需要发送的参考信号进行基于预先给定的码本的预处理，终端选择接收信噪比最大的码字索引并反馈，而基站则选择反馈的码字作为预处理基矩阵。然后，选择预处理基矩阵后，继续进行相应的预处理矩阵扩展操作，与实施例一类似，可以对预处理基矩阵做列之间的线性组合、相位旋转和/或功率分配，得到扩展的预处理矩阵。最后，使用扩展的预处理矩阵对要发送的空间调制符号做预处理，之后经过IFFT操作后由各个天线发送。信道估计方面，基站在选取预处理基矩阵后发送用于基础等效信道估计的解调参考信号，并对该参考信号使用预处理基矩阵做预处理。终端通过解调参考信号得到基础等效信道估计后，对该估计做与基站相同的扩展操作(包括列之间的线性组合、相位旋转与功率分配)，得到扩展的等效信道估计值。最后，终端使用该估计值对接收信号做空间调制的解调处理，得到发送比特流的估计值。下面通过性能仿真说明本实施例所提供方案的有效性。首先，考虑基站配备4根发射天线，终端配备1根接收天线的情况，采用QPSK调制方式，此时传输数据率为4bps/Hz。考虑三种方案，其中：方案1为采用本实施例中的固定预处理基矩阵的方案，预处理基向量在基站处固定，并选择为wb＝[1j1-j]T，其中j为虚数单位。方案2为采用本实施例中的固定预处理基矩阵的方案，基站根据终端反馈的 信道状态信息从预先设定的码本中选择码字作为预处理基矩阵。仿真中所采用的码本用下述矩阵描述：其中，矩阵中的每一列为一个码字，并且码字之间相互正交。j表示虚数单位。上述两种方案的预处理包括相位旋转与功率分配。相位旋转角度为π/8的倍数，而功率分配比值为P1:P2:P3:P4＝5:6:7:8，其中Pi为第i个链路的发射功率，平均发射功率归一化为1。方案3为传统的多载波空间调制系统。图8所示为上述三种方案的误比特率性能比较图。可以看到，基站不考虑信道状态信息时，也即对不同子载波选用相同预处理基矩阵的方案1，具有与传统多载波空间调制近似但稍差的性能。这一方案的优势在于，仅需要估计扩展前的等效信道，用于下行等效信道估计的开销将会减小。考虑了信道状态信息的方案2在性能上有明显优势，例如在误比特率约为10-2左右时，方案3与传统方案相比获得了大于5dB的增益。但是方案2需要进行基于码本的物理信道估计，带来了一定的开销。之后考虑基站配备16根天线，终端配备1根天线的情况。调制方式仍然使用QPSK调制，此时系统数据率为6bps/Hz。考虑如下两种方案：方案1为采用本实施例所提供的固定预处理基矩阵的方案，基站根据终端反馈的信道状态信息从预先设定的码本中选择码字作为预处理基矩阵。仿真中采用的码本为从维度为16的DFT矩阵中等间隔选取的4列，即：上述矩阵中的每一列为一个码字。方案2为传统的多载波空间调制系统。图9所示为上述两种方案的误比特率性能比较示意图。可以看到与传统方案相比，即便采用较小的码本，本发明所提供的方案仍然能取得良好的效果。此外，采用较小的码本也能够降低下行信道估计所造成的开销。上述结果表明，采用本发明所提供的方案，即使在FDD模式下，以较小的信道估计与反馈开销也可以换来系统性能上的明显增益。接收端配备多根接收天线时，可以以行满秩矩阵作为 码字构建码本，发射端根据接收端的反馈选择码字矩阵作为预处理基矩阵，并得到扩展预处理矩阵。该场景中，使用行满秩的矩阵作为预处理基矩阵能够增加扩展操作的自由度，有助于获得更大的符号间距离，从而得到更好的误码性能。实施例五：本实施例将给出采用本发明所提供方法的自适应参数调节方式。对于实际通信环境中的时变信道环境，需要根据信道状态信息实时调整系统参数，以使得系统性能达到最优。对于本发明所提供的方案来说，发射端扩展预处理矩阵的维度、选取预处理基矩阵的维度及方式、相位旋转角度的选择、功率分配的选择，以及插入用于估计下行等效信道的导频的频度等，都可以根据信道状态信息进行调整。图10所示为本实施例自适应参数选择的预处理矩阵生成框图。当信道变化较快时，信道估计误差会导致有效信道估计的不准确。而本发明所提供方案利用相位旋转与功率分配来生成虚拟链路，因此信道估计误差会导致符号间欧式距离的缩小，从而引起误码率的上升。考虑到信道预处理基矩阵的扩展可以调节，即扩展预处理矩阵W的维度可以为Nc≥Nb的整数，其中Nc为W的列数，Nb为预处理基矩阵的列数。而扩展预处理矩阵W的维度决定了有效发送链路的个数，进而决定了空间维度发送的比特数，因此较大的维度可以提高数据率，同时较小的维度可以确保虚拟链路间有较大的差异，从而增大接收端的符号间欧式距离，进而提高系统的检测准确率。而扩展预处理矩阵W维度的调整，也会引起旋转相位与功率分配的调整。具体来说，当信道变化较快，接收端信道估计较为不准确时，应当提高接收端设备检测的准确性，因此选择较小的扩展矩阵维度，较大的相位旋转角度以及功率分配因子差异较大的功率分配方式。反之，信道条件较好时，则可以以提高系统传输数据率为目标，选择较大的扩展矩阵维度，较小的相位旋转角度以及功率分配因子差异较小的功率分配方式。对于FDD模式来说，预处理基矩阵根据信道状态信息选取，因此其列数不需要由发射天线数或接收天线数决定。列数较大的预处理基矩阵可以给后续的扩展操作带来更大的自由度，有助于提高系统的性能。但是同时，用于下行等效信道估计的开销也会随之增长。因此，当信道变化较快或是频率/时间选择性较强时，使用列数较大的预处理基矩阵，以提高链路可靠性；反之，则选取列数较小的预处理基矩阵，以降低下行等效信道估计的开销。上述预处理矩阵维度的选择说明，W＝WbWe，其中，这些矩阵的维度中，只有预处理基矩阵的行数N需要与发送天线数一致，Nb与Nc 均可以通过来自接收端的反馈决定。例如，Nb可以由接收端反馈的信道状态信息，例如信道变化快慢或是等效信道矩阵的秩，或是可用的参考信号决定；而Nc可以由接收端反馈的信道状态信息以及接收端数据率的需求决定。此外，当由于信道变化较快或是频率/时间选择性较强时，仅估计基础等效信道，并根据基础等效信道恢复扩展等效信道可能引入较大误差，导致信道估计不够准确。此时可以估计部分虚拟链路的信道，用于对扩展等效信道的估计值做修正。本实施例插入参考信号与信道估计的处理流程如图11表示。图11中参考信号插入两次，第一次为生成预处理基矩阵后，对参考信号1使用预处理基矩阵做预处理，终端使用该参考信号1做等效信道估计。之后终端使用与基站相同的规则扩展等效信道，得到扩展后的等效信道估计。基站在得到扩展预处理矩阵后第二次插入参考信号2，使用扩展预处理矩阵做预处理并发送。终端用该参考信号2估计扩展后的虚拟链路信道，以此为依据对之前得到的扩展后的等效信道估计做修正。需要说明的是，由于第二次插入的参考信号仅用于对等效信道估计值做修正，因此可以根据信道的可靠性调制插入密度。例如当信道条件较好，数据传输较为可靠时，第二次插入的参考信号密度较低，甚至不需要插入；而当信道条件较差，数据传输较为不可靠时，第二次插入的参考信号则需要较高的密度。实施例六：本实施例中将给出采用本发明所提供方案的针对单天线终端的开环系统的实施方式。假设基站未知信道状态信息，并且终端只配备单天线，此时，基站需要通过预处理基矩阵的选取以及功率分配、相位旋转增大接收端的符号间欧式距离。选择功率分配因子与相位旋转的基本准则为：利用不同链路间的功率分配与相位旋转，使单天线接收端看到的等效星座图中星座点间的最小距离尽可能大。首先考虑发射端配备4根天线，采用QPSK调制时的情况，此时传输数据率为4bps/Hz。预处理基矩阵随机选取行数为4，列数为1的矩阵，通过功率分配与相位旋转生成扩展预处理矩阵。功率分配与相位旋转角度的选取如表3所示。需要说明的是，该相位旋转角度的生成，考虑QPSK星座图与16QAM星座图的幅度与相位关系。表3：发端配备四根天线时功率分配因子与旋转角度选取链路索引1234功率因子0.211.81旋转角度°026.570-26.57采用表3所示功率分配因子以及旋转角度，可以使接收端看到的星座图符号间具有良好的欧式距离。图12为某次信道实现时，未经过预处理与经过预处理这两种情况下，接收端得到的星座图。图12左侧为未经预处理情况下得到的原始接收星座图中，从图中可以看到，由于信道时间和频率选择性衰落的影响，导致接收端看到的等效星座图中有一些点的欧式距离非常接近，将会导致系统检测性能的下降。而图12右侧示出的经过预处理之后得到的接收星座图，接收端的等效星座图近似于一个经过旋转的16QAM星座图，平均的最小欧式距离得到增大，因而能够提高系统的检测性能。图13所示为上述两种方案的误比特率性能比较示意图。可以看到，由于符号间距离的增加，经过预处理后的方案其误比特率性能也得到了一定的提高。之后考虑发射端配备16根天线的情况，调制方式仍然使用QPSK调制，此时传输数据率为6bps/Hz。预处理基矩阵首先随机选取行数为16，列数为1的向量。功率分配和相位旋转角度的选取如表4所示。表4：发端配备16根天线时功率分配因子与相位旋转角度选取链路索引12345678功率因子2.331.771.771.191.191.381.381.19旋转角度°09.46-9.4636.87-36.8721.80-21.800链路索引910111213141516功率因子0.620.620.810.810.050.240.240.43旋转角度°33.69-33.6914.04-14.04026.57-26.570图14为某次信道实现时，未经预处理与经过预处理后接收端看到的等效星座图示意。如图14左侧星座图所示，未经预处理时，由于信道的影响，接收端会有一些等效星座点间的欧式距离非常近，从而导致系统误比特性能的下降。而如图14右侧星座图所示，经过预处理后，接收端等效星座图呈现旋转的64QAM的形式，每个星座点间都保持了一定的欧式距离，因此最小的符号间欧式距离显著增大了，此时整个系统的误比特性能也会随之增高。图15所示为发端配备16根天线时上述两种方案的误比特率性能比较示意图。随着数据率的提高，接收端看到的等效星座图中的星座点个数随之提高，因此更加容易受到噪声的干扰。而经过预处理之后，由于星座点间的最小欧式距离被拉 大，因此系统对于噪声的抵抗能力得到增强，提高了系统整体的误比特性能。而从图15中可以看到，经过本实施例所提供的预处理方法后，系统的误比特性能有了提升。需要说明的是，本实施例中通过功率分配与相位旋转在接收端形成了类似于QAM调制方式的星座图。通过调整功率分配与相位旋转的具体数值，能够形成其他种类的星座图，但其基本准则是使得接收端的等效星座图中星座点的最小欧式距离尽可能大。实施例七：本实施例将给出本发明所提供方案在降低参考信号开销方面的应用。假设基站配备四根发射天线，接收端配备一根接收天线，发射端未知信道状态信息。令预处理基矩阵为：该预处理基矩阵的列秩为3，即该矩阵列向量之间不是线性相关的。通过列之间线性组合的方式扩展该矩阵，即扩展预处理矩阵的前三列为预处理基矩阵Wb的三列，第四列为w4＝w1-w2+w3。可以得到扩展预处理矩阵为：等效扩展矩阵为：发送信号仍然面对4条等效链路，传输前述实施例所述的空间调制信号，即每次传输只激活4条等效链路中的一条，通过激活链路的索引与所发送的符号一起传递信息。由于预处理基矩阵的列秩为3，因此仅需要三个使用正交资源的参考信号即可完成基础等效信道的估计，之后通过扩展矩阵We的扩展，可以得到扩展等效信道，并完成传输信号的检测。上述实施例说明，根据可用参考信号的多少，或是可用于传输参考信号资源 的多少，可以设计相应列秩的预处理基矩阵，并通过简单的列之间的线性组合生成扩展预处理矩阵，在参考信号开销较低的情况下，获得较高的数据率，从而达到参考信号开销与传输数据率间的折中。考虑到参考信号的长度一般为2的幂次，因此占用的正交资源也需要为2的幂次。若是所需要的参考信号并不满足该条件，可以使用未使用的参考信号资源传输数据，从而达到降低开销的目的。以上述实施例为例，设参考信号长度为4，虽然需要的参考信号数量为3，但是仍然需要4个正交的资源传输参考信号，因此参考信号的开销并没有变化。此时，可以利用未用于传输参考信号的1个正交资源传输数据，与参考信号间使用正交覆盖码(OrthogonalCoverCode，OCC)等技术区分，从而达到降低参考信号开销的目的。对应于上述基于多载波空间调制的的信号发送方法，本申请还提供了一种发送端设备，其组成结构如图16所示，包括：第一预处理基矩阵计算模块、第一预处理矩阵扩展模块、第一参考信号发送模块和第一数据发送模块，其中：第一预处理基矩阵计算模块，用于确定预处理基矩阵；第一预处理矩阵扩展模块，用于扩展所述预处理基矩阵得到扩展预处理矩阵；第一参考信号发送模块，用于使用预处理基矩阵对第一参考信号进行预处理，并发送给接收端设备；第一数据发送模块，用于对待发送比特流进行符号映射和空间调制，并使用扩展预处理矩阵对空间调制后的符号进行预处理，再对预处理后的符号进行多载波调制后发送给接收端设备。对应于上述适用于基于多载波空间调制的多用户系统的信号发送方法，本申请还提供了一种发送端设备，其组成结构如图17所示，包括：第二预处理基矩阵计算模块、第二预处理矩阵扩展模块、第二参考信号发送模块和第二数据发送模块，其中：第二预处理基矩阵计算模块，用于根据信道状态信息为每个终端选择预处理基矩阵；第二预处理矩阵扩展模块，用于扩展每个终端的预处理基矩阵得到对应的扩展预处理矩阵；第二参考信号发送模块，用于使用预处理基矩阵对参考信号进行预处理，并发送给各个终端，其中，发送给不同终端的参考信号使用相互正交的资源；第二数据发送模块，用于对每个终端的比特流分别进行符号映射和空间调制， 并使用相应的扩展预处理矩阵对空间调制向量进行预处理，然后将各个终端的预处理后的符号合并，再对合并后的符号进行多载波调制并发送。对应于上述基于多载波空间调制的信号发送方法，本申请还提供了一种接收端设备，其组成结构如图18所示，包括：接收模块、基础等效信道估计模块、扩展等效信道估计模块和解调模块，其中：接收模块，用于接收第一参考信号和数据；基础等效信道估计模块，用于基于第一参考信号对基础等效信道做估计；扩展等效信道估计模块，用于采用与发送端设备扩展预处理基矩阵相同的方式对基础等效信道的估计做扩展，得到扩展等效信道的估计；解调模块，用于根据扩展等效信道的估计对所接收的数据进行解调得到原始数据。较佳的，所述接收端设备中的接收模块还用于接收第二参考信号；所述扩展等效信道估计模块，还用于根据第二参考信号修正扩展等效信道估计。以上所述仅为本申请的较佳实施例而已，并不用以限制本申请，凡在本申请的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请保护的范围之内。当前第1页1 2 3