穿钢数能同传系统中的数字干扰消除、规避方法及装置与流程

本发明涉及超声波通信
技术领域：
，特别是指一种穿钢数能同传系统中的数字干扰消除、规避方法及装置。
背景技术：
：在监控系统、流程、机器和其它实时硬件时，急需提高检测的安全性、有效性并减少成本。射频(RF)无线传输已经很大程度上改善了该现状，可以将数据从遥感器轻松地传送到控制系统或数据记录装置。但是，射频(RF)信号无法穿过密闭金属结构，如压力管道、船体和密闭集装箱，因为这些结构的法拉利效应会将射频信号屏蔽。而在石油、气体、化学过程和核能领域广泛应用密闭金属结构，这样传统的无线电射频技术将无法直接应用。如果使用有线传输技术，则需要在器壁或舱壁上穿孔，这样做除了费用高昂以外，还会破坏容器或舱壁的完整结构。使用超声波的声传输技术将不需要引线技术，有广阔的应用前景。超声波传输技术利用压电传感器将电信号和超声波进行相互转换，使发送的电信号可以以声波的形式在钢板中进行传输。超声波穿钢技术打破了传统射频无线传输技术和引线技术的限制，将会在工业自动化、军事和核能领域产生巨大价值，因此也越来越受到人们的重视。同时，超声波在金属信道中具有良好的传输特性，在传输中可以集聚较高的能量，并保持原方向，可有效对抗信道衰落。在超声波数能同传系统中链路之间会存在相互干扰，目前的研究主要针对直扩系统的干扰抑制技术，关于正交频分复用(OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing，OFDM)系统的干扰抑制技术研究较少。频域干扰抑制技术主要利用干扰信号经过傅里叶变换后功率谱集中在相对较窄的频带内，即映射到有限变换域子带，而有用信号映射到整个变换域中，具有平坦的功率谱特性，与 干扰映射相正交。由此可以判断干扰的位置和带宽，利用陷波等方法进行干扰抑制。时域自适应滤波主要包括最徒下降法、最小均方误差算法(LMS)和递归最小二乘算法(RLS)。基于时域算法的改进包括无限长脉冲响应(InfiniteImpulseResponse)格型结构或非线性自适应滤波算法，但自适应滤波算法处理的数据多为实数数据。技术实现要素：本发明要解决的技术问题是提供一种穿钢数能同传系统中的数字干扰消除、规避方法及装置，以解决现有技术所存在的不能消除复数数据中的干扰信号的问题。为解决上述技术问题，本发明实施例提供一种穿钢数能同传系统中的数字干扰消除方法，所述穿钢数能同传系统包括：能量传输链路和数据传输链路，所述方法包括：在数据传输链路的接收端，获取滤除传输频带外的基波信号后的数据信号，其中，所述数据信号包括：实数和复数；通过权重系数迭代公式调整自适应滤波器的权重系数，使得自适应滤波器输出的干扰信号趋于所述数据信号中的干扰信号；通过所述数据信号减去自适应滤波器输出的干扰信号，得到消除干扰后的OFDM信号。进一步地，所述方法还包括：在能量传输链路的发送端，通过谐波抑制滤波器将发送的能量信号中的谐波信号滤除。进一步地，所述滤除传输频带外的基波信号包括：在数据传输链路的接收端，通过基波信号泄露滤波器将接收到的数据信号中处于传输频带外的基波信号滤除。进一步地，若所述数据信号为实数，第n时刻的权重系数的迭代公式为：式中，为第n+1时刻的权重系数，μ为步长参数，e(n)为第n时刻的有用信号，为第n时刻的滤波器输入信号；若所述数据信号为复数，第n时刻的权重系数的实部和虚部的迭代公式分别为：式中，和分别为第n+1时刻的权重系数的实部和虚部，μ为步长参数，eI(n)和eQ(n)分别为第n时刻的有用信号e(n)的实部和虚部，和分别为第n时刻的滤波器输入信号的实部和虚部；所述通过权重系数迭代公式调整自适应滤波器的权重系数，使得自适应滤波器输出的干扰信号趋于所述数据信号中的干扰信号包括：对迭代稳定后的权重系数取均值，将所述均值作为自适应滤波器的权重系数；根据所述权重系数，自适应滤波器重新输出每个时刻的干扰信号。本发明实施例还提供一种穿钢数能同传系统中的数字干扰规避方法，所述穿钢数能同传系统包括：能量传输链路和数据传输链路，所述方法包括：在数据传输链路发送端进行符号调制时，将在受干扰子信道传输的数据信号前插入0，使得所述数据信号通过下一个正常子信道传输，其中，所述数据信号包括：实数和复数；在数据传输链路接收端进行符号解调之前，解调之前的数据信号乘以规避向量，对受干扰子信道的传输数据不进行符号解调。进一步地，若子载波数为N，每个子载波对应一个子载波序号，则生成N个元素的一维规避向量，在所述规避向量中，正常传输子载波序号对应的元素值设为1，受干扰子载波序号对应的元素值设为0。进一步地，所述方法还包括：在能量传输链路的发送端，通过谐波抑制滤波器将发送的能量信号中的谐波信号滤除。进一步地，所述方法还包括：在数据传输链路的接收端，通过基波信号泄露滤波器将接收到的数据信号中处于传输频带外的基波信号滤除。本发明实施例还提供一种穿钢数能同传系统中的数字干扰消除装置，所述穿钢数能同传系统包括：能量传输链路和数据传输链路，所述装置包括：获取模块，用于在数据传输链路的接收端，获取滤除传输频带外的基波信号后的数据信号，其中，所述数据信号包括：实数和复数；干扰信号输出模块，用于通过权重系数迭代公式调整自适应滤波器的权重系数，使得自适应滤波器输出的干扰信号趋于所述数据信号中的干扰信号；干扰信号消除模块，用于通过所述数据信号减去自适应滤波器输出的干扰信号，得到消除干扰后的OFDM信号。本发明实施例还提供一种穿钢数能同传系统中的数字干扰规避装置，所述穿钢数能同传系统包括：能量传输链路和数据传输链路，所述装置包括：发送端干扰规避模块，用于在数据传输链路发送端进行符号调制时，将在受干扰子信道传输的数据信号前插入0，使得所述数据信号通过下一个正常子信道传输，其中，所述数据信号包括：实数和复数；接收端干扰规避模块，用于在数据传输链路接收端进行符号解调之前，解调之前的数据信号乘以规避向量，对受干扰子信道的传输数据不进行符号解调。本发明的上述技术方案的有益效果如下：上述方案中，通过干扰消除方法，能够最大限度地抑制数据传输链路传输频带中的谐波干扰及传输频带外的基波信号干扰，提高数据传输链路的传输性能，降低误码率，保持数据传输系统OFDM信号子载波的正交性，且易于工程实施；通过干扰规避方法，关闭受谐波影响的信道，能够最大限度地抑制数据传输链路间的谐波干扰，降低误码率，提高实数数据信号和复数数据信号传输的准确性。附图说明图1为本发明实施例提供的声电信道示意图；图2本发明实施例提供的未消除干扰信号的穿钢数能同传系统的结构示 意图；图3为本发明实施例提供的声电信道的单位脉冲响应示意图；图4为本发明实施例提供的声电信道的扫频响应示意图；图5为本发明实施例提供的穿钢数能同传系统中的数字干扰消除方案的结构示意图；图6为本发明实施例提供的LMS算法示意图；图7为本发明实施例提供的权重系数实部迭代图；图8为本发明实施例提供的权重系数虚部迭代图；图9为本发明实施例提供的消噪前的OFDM频谱示意图；图10为本发明实施例提供的消噪后的OFDM频谱示意图；图11为本发明实施例提供的规避原理示意图；图12为本发明实施例提供的规避向量示意图；图13为本发明实施例提供的穿钢数能同传系统中的数字干扰规避方案的结构示意图。具体实施方式为使本发明要解决的技术问题、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图及具体实施例进行详细描述。本发明针对现有的不能消除复数数据中的干扰信号的问题，提供一种穿钢数能同传系统中的数字干扰消除、规避方法及装置。为了更好地理解本发明，先对声电信道进行说明，如图1所示为声电信道的结构示意图，图中金属隔板两侧轴对称放置两个完全一样的超声波压电传感器，传感器与隔板之间通过耦合剂黏贴，钢板之中有正在双向传输的超声波信号，从图1中看出，此设备不需要在钢板两侧钻孔引线，保证了一些特殊应用中密闭钢结构的完整性。进一步地，在如图1所示的声电信道基础上搭建数据和能量同时传输的高效链路，在向密闭空间供给能量的同时，与密闭空间进行高效数据通信。高效的能量传输需要高品质因数和低损耗，而高速的数据传输需要低品质因数和宽 频带，数据和能量传输优化宗旨不同，设备也不尽相同，因而无法在一条链路上同时搭建满足要求的高效系统。为了解决这个问题，设计了数据和能量相对独立的穿钢数能同传系统，如图2所示为未消除干扰信号的穿钢数能同传系统的结构示意图。图2中上部链路为数据传输链路，所述数据传输链路包括：发送端、声电信道和接收端；在发送端，输入数据首先经过发送端DSP(数字信号处理器)进行处理，接下来经过数模转换DAC模块转换为模拟信号，该模拟电信号经过发送端压电传感器转换为超声波信号在声电信道中传输，到达声电信道另一侧的超声波信号经过接收端压电传感器装换为电信号，在接收端，该电信号经由模数转换器ADC模块装换为数字信号，该数字信号经由接收端DSP恢复出发送端的输入数据。如图2所示，图2的下部链路为能量传输链路，所述能量传输链路包括：发送端、声电信道和接收端；能量传输链路的发送端包括：连续信号发生器、功率放大器，在发送端，连续信号发生器产生固定频率的电压信号(能量信号)，经由PA(功率放大器)放大的能量信号经过发送端压电传感器装换为超声波信号在声电信道中传输；到达声电信道另一侧的超声波信号经由接收端压电传感器转换为电信号，在接收端，该电信号对接收端负载进行电能供应。由上述分析可知，不管是能量传输链路还是数据传输链路，超声波在信道中的传输过程是一致的，所不同的是收发端的设计。如图3所示，向声电信道施加单位脉冲信号时，从图中可知第一个接收脉冲到达的时间约为11us，此后每间隔22us出现后续的脉冲。若将钢板厚度除以超声波在钢板中的传输速度，得到的数值约为11us。这说明除一个接收脉冲之外的接收信号经由接收端钢板和接收端压电传感器的接触面反射回声电信道，继而在发送端钢板和发送端压电传感器的接触面继续反射回声电信道，经过多次反射最终到达接收端压电传感器，这即是信道的多径传输，会造成信道的频率选择性。信道的传输延迟D和相干带宽Fc是多径信道需要考虑的关键因素。信道的传输延迟为接收端首个接收脉冲的起始时间和最后一个接收脉冲的结束时间之差，从图3中可以看出D≈196us-11us＝185us。如式(1)所示，信道的相干 带宽与信道的传输延迟互为倒数关系，表示信号在信道中平坦衰减所需的最大带宽，在此带宽内经过信道传输的所有频率成分将会有近似的幅度衰减，即不产生线性失真。由式1可得相干带宽Fc约为5.4KHz。OFDM对载波调制技术将信道分为多个子信道进行传输，只要使每个子信道的传输带宽小于相干带宽，且在每个OFDM符号前端添加循环前缀(CP)，并使循环前缀长度至少等于延迟扩展D，就可以有效抵抗多径信道，避免复杂的均衡器技术和高昂的成本。OFDM数据传输链路中的相关参数计算如下：1、OFDM符号周期TOFDM＝1.024ms。2、循环前缀通常为OFDM符号周期的1/4，则TCP＝0.256ms，大于传输延迟D。3、OFDM符号总周期Ttotal＝TOFDM+TCP＝1.28ms。4、子载波间隔小于相干带宽FC。5、IFFT点数，亦即子载波数N＝4096，有效子载波数N有效＝2048，其余子载波为空子载波。有效子载波为第1-第1024个和第3073-第4096个。空子载波为第1025-第3072个，用于保护有效数据。6、循环前缀点数N循环＝0.25N＝1024。7、传输带宽W＝Δf·N有效＝2MHz。8、OFDM基带信号采样频率fs＝4MHz。9、载波频率fc＝4.5MHz，用于OFDM信号的上下变频，将基带OFDM信号的传输频带提高至3.5MHz-5.5MHz。10、上/下采样因子a＝4，用于OFDM信号上下变频，OFDM射频信号采样频率转换为afs＝16MHz。表1压电传感器尺寸如表1所示为能量传输链路和数据传输链路中压电传感器的尺寸，从表1可知，能量传输链路的压电传感器半径较大，利于能量传输；数据传输链路的压电传感器厚度更小，谐振频率更高，若半径设置较大，易致压电传感器在高频传输时损坏。能量传输链路的设计关键在于高效的传输能量，参看图4所示的声电信道扫频响应可知，在压电传感器谐振频率附近出现能量传输效率最大峰值，每隔钢板谐振频率左右出现一个小峰值。可据此设计发送端电压信号的频率，使能量传输效最优，同时根据需要微调电压信号的频率，减小能量传输链路间的干扰。实施例一本发明实施例提供的一种穿钢数能同传系统中的数字干扰消除方法，所述穿钢数能同传系统包括：能量传输链路和数据传输链路，所述方法包括：在数据传输链路的接收端，获取滤除传输频带外的基波信号后的数据信号，其中，所述数据信号包括：实数和复数；通过权重系数迭代公式调整自适应滤波器的权重系数，使得自适应滤波器输出的干扰信号趋于所述数据信号中的干扰信号；通过所述数据信号减去自适应滤波器输出的干扰信号，得到消除干扰后的OFDM信号。本发明实施例所述的穿钢数能同传系统中的数字干扰消除方法，通过权重系数迭代公式调整自适应滤波器的权重系数，使得自适应滤波器输出的干扰信号趋于滤除传输频带外的基波信号后的数据信号中的干扰信号；并通过所述数据信号减去自适应滤波器输出的干扰信号，得到消除干扰后的OFDM信号。这样，通过干扰消除方法，能够最大限度地抑制数据传输链路传输频带中的谐 波干扰及传输频带外的基波信号干扰，提高数据传输链路的传输性能，降低误码率，保持数据传输系统OFDM信号子载波的正交性，且易于工程实施。在前述穿钢数能同传系统中的数字干扰消除方法的具体实施方式中，进一步地，所述方法还包括：在能量传输链路的发送端，通过谐波抑制滤波器将发送的能量信号中的谐波信号滤除。本发明实施例中，例如，设计能量传输链路电压信号(能量信号)频率为1.2MHz，实际上连续信号发生器和功率放大器引入了频率分别为2.4MHz、3.6MHz、4.8MHz、6MHz、7.2MHz的谐波信号。能量传输链路功率水平约为100w，数据传输链路接收端的功率水平约为10uw，两个链路的信号功率相差约7个数量级。考虑一种极限状况，能量传输链路极微弱的谐波成分辐射入数据传输链路，也足够干扰数据传输。因而，应该从源头上抑制谐波干扰，即在电压信号注入到声电信道之前最大化抑制谐波信号，从源头上抑制能量传输链路中谐波信号成分。如图5所示，在放大器和声电信道之间放置低通谐波抑制滤波器滤除电压信号中的谐波信号，该滤波器在2.4MHz、3.6MHz谐振频率处分别有大概80dB和120dB的衰减，辐射入数据传输链路的谐波信号能量已大大衰减。这样，能够提高能量传输链路的传输性能，降低误码率，提高实数数据信号和复数数据信号传输的准确性。在前述穿钢数能同传系统中的数字干扰消除方法的具体实施方式中，进一步地，所述滤除传输频带外的基波信号包括：在数据传输链路的接收端，通过基波信号泄露滤波器将接收到的数据信号中处于传输频带外的基波信号滤除。本发明实施例中，当能量传输链路1.2MHz的电压信号辐射入数据传输链路中，尽管该频点没有在数据传输链路3.5MHz-5.5MHz的传输带宽内，但是该基波能量远远大于数据传输链路功率水平，会造成数据传输链路接收端低噪声放大器或模数转换器ADC输入饱和，完全抑制接收到的OFDM数据信号。如图5所示，为防止这种现象，将在数据传输链路接收端放置基波信号泄露滤波器，抑制传输频带外的基波信号。在Matlab仿真中，可以设计1.2MHz滤 波器，将接收端接收到的数据信号中处于传输频带外的基波信号滤除。在前述穿钢数能同传系统中的数字干扰消除方法的具体实施方式中，进一步地，若所述数据信号为实数，第n时刻的权重系数的迭代公式为：式中，为第n+1时刻的权重系数，μ为步长参数，e(n)为第n时刻的有用信号，为第n时刻的滤波器输入信号样值；若所述数据信号为复数，第n时刻的权重系数的实部和虚部的迭代公式分别为：式中，和分别为第n+1时刻的权重系数的实部和虚部，μ为步长参数，eI(n)和eQ(n)分别为第n时刻的有用信号e(n)的实部和虚部，和分别为第n时刻的滤波器输入信号的实部和虚部；所述通过权重系数迭代公式调整自适应滤波器的权重系数，使得自适应滤波器输出的干扰信号趋于所述数据信号中的干扰信号包括：对迭代稳定后的权重系数取均值，将所述均值作为自适应滤波器的权重系数；根据所述权重系数，自适应滤波器重新输出每个时刻的干扰信号。本发明实施例中，如图5所示，在数据传输链路的接收端，通过最小均方(Leastmeansquare，LMS)算法消噪模块消除滤除传输频带外的基波信号后的数据信号中的谐波干扰信号，将消噪之后的数据信号再进行后续处理，避免了噪声在经过后续模块之后出现变形，不容易进行干扰消除，其中，LMS消噪模块采用如图6所示的LMS算法自适应滤波器。本发明实施例中，对LMS算法自适应滤波器进行说明，其中，u(n)表示第n时刻的滤波器输入信号，wi(n)表示滤波器中对应u(n-i)的抽头权重值，i＝0…M-1，M表示滤波器的抽头数，亦即滤波器阶数，第n时刻滤波器的输出的干扰信号y(n)可表示为：式(2)中，上标“T”表示矩阵转置，为第n时刻的权重系数，为第n时刻的滤波器输入信号，权重系数的迭代公式为：式(3)中，μ为步长参数，其取值关系到LMS算法的收敛性能，本发明实施例中，如图6所示，d(n)为第n时刻的待处理数据信号(滤除传输频带外的基波信号后的数据信号)，则第n时刻的差值e(n)为：e(n)＝d(n)-y(n)，所述差值e(n)为有用信号，在本发明实施例中为通过LMS算法消噪模块消除干扰后的OFDM信号。本发明实施例中，上述LMS算法，核心公式为权重系数迭代公式，迭代目标是将滤波器的输出的干扰信号y(n)与差值e(n)相互正交，即使待处理数据信号d(n)中干扰信号和有用信号相互分离，得到有用信号分量(消除干扰后的OFDM信号)。通常LMS算法利用待滤波的含噪声待处理数据信号d(n)中，相邻信号样值之间有用信号成分的相关性较弱，而噪声成分具有较强相关性的特点，通过权重系数迭代使LMS算法自适应滤波器输出的噪声分量与有用信号分量相互正交，从而从待处理数据信号中分离出噪声成分，得到有用信号分量。本发明实施例中，若滤波器输入待处理数据信号d(n)为复数时，则权重系数和滤波器输出的干扰信号y(n)也是复数。若用I和Q表示复数数据的实部和虚部，可将式2、式3进行如下替换，方便对复数数据进行滤波：eI(n)＝dI(n)-yI(n)(6)eQ(n)＝dQ(n)-yQ(n)(7)本发明实施例中，若根据所述LMS算法消除OFDM传输频带内f1＝3.6MHz和f2＝4.8MHz的复数干扰。由于已知干扰信号的频率，可直接将滤波器输入数据设计为：由此可得：在消除复数干扰时，权重系数也可以称为复权重系数，复权重系数的实部和虚部分别为：本发明实施例中，在Matlab仿真中添加的干扰幅值均为OFDM信号平均幅值S的10倍，初始相位为0，由此可知干扰和的复权重系数的实部和虚部分别为10*S＝1276.758和0。如图7和图8分别为LMS算法估计出的频率为3.6MHz干扰的复权重实部和复权重虚部从图中可知，在迭代一定次数之后复权重系数值越来越趋近仿真所设计的复权重系数值。由于复权重系数虚部为0，因而复权重虚部的振动比较剧烈。本发明实施例中，如果直接在OFDM数据传输链路接收端减去估计出的噪声信号y(n)，发现其消噪效果并不理想，虽然从接收信号频谱图中可看出干 扰频率处的峰值得到了抑制，但是OFDM信号子载波之间的正交性遭到破坏。经过仔细分析，LMS算法权重系数的迭代过程并非一开始就趋于稳定，首先经过了一个上升期，而且即使在权值趋于稳定之后也会出现轻微震荡。这些因素导致每个时刻n的干扰估计值都不稳定，尤其是LMS算法迭代初期。考虑对LMS算法进行改进，例如，对所得复权重系数值进行分析，对迭代稳定后的复权重系数值取均值，得到较准确的复权重系数值作为干扰信号的复权重系数值。仿真中迭代次数总数为16384次，将8000次迭代之后的复权重系数值进行均值处理，可得3.6MHz干扰信号的平均复权重系数值为1275.7+0.3926j，此复权重系数值与仿真设计的复权重系数值1276.728+0j基本一致，两者之间的差值已非常小。利用该复权重系数值重新生成每个时刻的干扰信号y′(n)，并用待处理数据信号d(n)减去估计出的干扰信号y′(n)，得到消除干扰后的OFDM信号。经过仿真分析发现改进后的LMS算法可以有效抑制噪声。在不进行干扰消除之前的误码率为37.65％，在进行干扰消除之后的误码率仅为0.32％。如图9和图10为干扰消除之前的接收OFDM信号频谱和经过干扰消除之后的OFDM信号频谱。结合误码率改善效果可知，经过改进的LMS算法不仅可以消除频带内的固定频率的噪声，还可以不破坏子载波之间的正交性。实施例二本发明实施例提供的一种穿钢数能同传系统中的数字干扰规避方法，所述穿钢数能同传系统包括：能量传输链路和数据传输链路，所述方法包括：在数据传输链路发送端进行符号调制时，将在受干扰子信道传输的数据信号前插入0，使得所述数据信号通过下一个正常子信道传输，其中，所述数据信号包括：实数和复数；在数据传输链路接收端进行符号解调之前，解调之前的数据信号乘以规避向量，对受干扰子信道的传输数据不进行符号解调。本发明实施例所述的穿钢数能同传系统中的数字干扰规避方法，通过在数据传输链路发送端进行符号调制时，将在受干扰子信道传输的数据信号前插入0，使得所述数据信号通过下一个正常子信道传输，其中，所述数据信号包括： 实数和复数；在数据传输链路接收端进行符号解调之前，解调之前的数据信号乘以规避向量，对受干扰子信道的传输数据不进行符号解调。这样，通过干扰规避方法，关闭受谐波影响的信道，能够最大限度地抑制数据传输链路间的谐波干扰，降低误码率，提高实数数据信号和复数数据信号传输的准确性。在前述穿钢数能同传系统中的数字干扰规避方法的具体实施方式中，进一步地，若子载波数为N，每个子载波对应一个子载波序号，则生成N个元素的一维规避向量，在所述规避向量中，正常传输子载波序号对应的元素值设为1，受干扰子载波序号对应的元素值设为0。在前述穿钢数能同传系统中的数字干扰规避方法的具体实施方式中，进一步地，所述方法还包括：在能量传输链路的发送端，通过谐波抑制滤波器将发送的能量信号中的谐波信号滤除。本发明实施例中，实施例一中能量传输链路的电压信号频率为1.2MHz，同时还产生了多个载频为1.2MHz倍数的谐波信号，其中载频为3.6MHz和4.8MHz的谐波干扰辐射入数据传输链路传输带宽3.5MHz-5.5MHz，这种不对齐多音干扰会影响多个子信道中数据传输的准确性。因而将能量传输链路电压信号微调至1.125MHz，同时产生载频分别为2.25MHz、3.375MHz、4.5MHz、5.625MHz和6.75MHz的谐波信号，上述辐射入传输频带的频率为4.5MHz谐波信号与数据传输链路子信道载频一致，即为对齐干扰信号，在能量传输链路设计低通谐波抑制滤波器最大限度抑制电压信号中的多个谐波信号。这样，能够提高能量传输链路的传输性能，降低误码率，提高实数数据信号和复数数据信号传输的准确性。在前述穿钢数能同传系统中的数字干扰规避方法的具体实施方式中，进一步地，所述方法还包括：在数据传输链路的接收端，通过基波信号泄露滤波器将接收到的数据信号中处于传输频带外的基波信号滤除。本发明实施例中，在数据传输链路设计基波信号泄露滤波器抑制功率较大的1.125MHz的基波信号。载频为2.25MHz和6.75MHz的谐波信号置于传输 频带外，不影响数据传输。当置于保护频带的谐波成分功率比较小时，影响范围仅在保护频带内，不影响数据传输频带，经过能量传输链路的谐波干扰抑制，辐射入数据传输链路的各个谐波成分已大大衰减，因而保护频带内载频为3.375MHz和5.625MHz的谐波信号对传输数据没有影响。本发明实施例中，仅有载频为4.5MHz的谐波信号置于传输频带，一个对齐干扰仅影响一个与之同频的子信道，经计算确定该子信道序号，本发明实施例中通过设计一个简单有效规避方法，将受干扰子信道进行关闭，此方法同样适用于多子信道关闭，不受限于此处仅关闭一个受干扰信道的情况。本发明实施例中，如图11所述为规避原理示意图，上部为OFDM射频信号频谱示意图，A段和C段频带为正常传输频带，B为受干扰频带，其峰值略高于其它频带频谱。下部为规避后的OFDM射频信号频谱示意图，不使用受干扰频段传输数据。本发明实施例中，如图12所示为对应于图11的规避向量示意图，横坐标为子载波序号k∈[1,N]，A0和C0为正常传输子载波序列，B0为受干扰子载波序列。生成N个元素的一维规避向量正常传输子载波序号对应的元素值设为1，受干扰子载波序号对应的元素值设为0。本发明实施例中，如图13为包含规避技术的OFDM数据传输链路结构示意图，以传输复数数据信号为例，在发送端符号调制的同时，将在受干扰子信道传输的复数数据前插入0，使该复数数据利用下一个正常子信道传输。据此原理，在不破坏原数据信息的前提下，避开受干扰信道进行传输。在接收端符号解调之前，即OFDM解调之前的复数数据乘以规避向量对受干扰子信道的传输数据不进行符号解调，再进行后续的数据恢复。本发明实施例设计的对齐干扰规避方法也同样适用于不对齐干扰规避。考虑能量传输链路电压信号频率为1.2MHz的情况，从上文的干扰抑制分析已知，辐射入数据传输带宽内载频为3.6MHz和4.8MHz的谐波信号已大大衰减，影响的信道范围减小。如表2为施加10倍于OFDM射频信号平均幅值的不对齐干扰和施加等同于OFDM射频信号平均幅值的不对齐干扰之后受影响信道范围。表2干扰在不同强度下的影响范围干扰频率10倍平均幅值的影响范围1倍平均幅值的影响范围3.6MHz第3073个-第3518个第3146个-第3205个4.8MHz第108个-第486个第291个-第325个实际上，经过抑制后的谐波信号更接近于表2中干扰幅值较小的情况，即影响的子信道数量有限。因此可以使用上文设计的规避方法保证数据准确传输。同时由于关闭的子信道数量相对总子载波数量来说比重较小，对传输效率影响也较小，吞吐量损失不超过60/2048(2.9％)。此设计需要注意的是要提前进行数据传输实验，确定受干扰的子信道，再设计合适的规避方法。注意所得结论的隐含前提是数据传输链路和能量传输链路要保持时钟同步。本发明实施例还提供一种穿钢数能同传系统中的数字干扰消除装置，所述穿钢数能同传系统包括：能量传输链路和数据传输链路，所述装置包括：获取模块，用于在数据传输链路的接收端，获取滤除传输频带外的基波信号后的数据信号，其中，所述数据信号包括：实数和复数；干扰信号输出模块，用于通过权重系数迭代公式调整自适应滤波器的权重系数，使得自适应滤波器输出的干扰信号趋于所述数据信号中的干扰信号；干扰信号消除模块，用于通过所述数据信号减去自适应滤波器输出的干扰信号，得到消除干扰后的OFDM信号。本发明实施例所述的穿钢数能同传系统中的数字干扰消除装置，能够最大限度地抑制数据传输链路传输频带中的谐波干扰及传输频带外的基波信号干扰，提高数据传输链路的传输性能，降低误码率，保持数据传输系统OFDM信号子载波的正交性，且易于工程实施。本发明实施例还提供一种穿钢数能同传系统中的数字干扰规避装置，所述穿钢数能同传系统包括：能量传输链路和数据传输链路，所述装置包括：发送端干扰规避模块，用于在数据传输链路发送端进行符号调制时，将在受干扰子信道传输的数据信号前插入0，使得所述数据信号通过下一个正常子信道传输，其中，所述数据信号包括：实数和复数；接收端干扰规避模块，用于在数据传输链路接收端进行符号解调之前，解 调之前的数据信号乘以规避向量，对受干扰子信道的传输数据不进行符号解调。本发明实施例所述的穿钢数能同传系统中的数字干扰规避装置，通过关闭受谐波影响的信道，能够最大限度地抑制数据传输链路间的谐波干扰，降低误码率，提高实数数据信号和复数数据信号传输的准确性。以上所述是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本
技术领域：
的普通技术人员来说，在不脱离本发明所述原理的前提下，还可以作出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。当前第1页1 2 3