用于估计时不变传输信道的方法及相应的接收机与流程

相关申请

本申请基于之前在2015年7月9日提交的共同待审查编号为1556489的法国申请，该申请的所有主题都通过引用全部并入本申请。

本公开涉及传输信道上的信息传输方法，并且具体涉及电力线传输和相关设备。

背景技术：

电力线通信(plc)技术旨在通过使用现有的电气网格的基础设施来传输数字数据。特别是，这种技术允许远程读取电表、在电动交通工具和充电端子之间进行交互，并且还允许对能源网络(智能网格)进行管理和控制。具体地，plc技术引入了窄带电力线通信(n-plc)，将n-plc总体定义为以最高为500khz的传输频率进行操作的电力线上的通信。因此，n-plc通信通常使用由欧洲电工标准化委员会(cenelec)或由联邦通信委员会(fcc)所具体定义的频段。因此，如果考虑cenelec的a频段(3-95khz)，那么传输频率介于plc-g3标准的35.9375khz和90.625khz之间。

由plc所传递的信号和由接收机所接收到的信号最终是通过传输信道(电力线)的多种信号的组合，每个传播路径或通路都具有其各自的时间延迟和其各自的衰减(传输信道是多径传输信道)。接收机的总体性能非常依赖于其信道估计的质量，即，非常依赖于对该信道的传递函数的估计。与plc-g3标准兼容的现有接收机适于，通过使用两个正交频分复用(ofdm)符号来估计信道传递函数，执行线性时不变(lti：“线性时不变”)信道的信道估计。

技术实现要素：

总体而言，一种方法是用于处理从传输信道导出的模拟信道信号。该方法可以包括将模拟信道信号转换为数字信道信号，并且执行数字信道信号的信道估计的数字处理。信道估计的数字处理包括，针对至少一个帧，产生传输信道的多个传递函数，所述多个传递函数分别与至少一个帧的多个参考符号相关联，并且对所述多个传递函数执行平均处理，以产生平均传递函数。所述方法可以包括使用该平均传递函数来执行对至少一个帧中的多个参考符号之后的各个符号的解码。

附图说明

图1至图7是根据本公开的设备的示意框图。

图8至图11是图示了根据本公开的设备的操作的流程图。

具体实施方式

根据实施例，提出了将与具体的plc-g3标准兼容且被连接至lti类型信道的接收机的解码性能提高了几个db。根据一个方面，方法是用于处理来自传输信道(例如，电力线路传输信道，信号由plc来传递)的模拟信道信号。模拟信道信号传递各个符号帧，并且将传输信道考虑为在至少一个帧的整个持续时间内是lti的。所述方法包括用来获得数字信道信号的模拟信道信号的模数转换、对数字信道信号所执行的信道估计的数字处理和符号解码。信道估计的数字处理包括，针对至少一个帧，表示(formulation)与至少一个帧的至少三个参考符号分别相关联的信道的至少三个传递函数；以及，对这些传递函数执行平均处理，以获得平均传递函数。随后使用该平均传递函数来执行至少一个帧中的这些参考符号之后的各个符号的解码。

增加信道估计所依据的符号的数目，并且执行与这些符号相关联的各个传递函数的平均，从而在此后使用该平均传递函数来对各个符号进行解码。这可以提高平均传递函数的信噪比，并且最终会导致解码性能提高几个db。

虽然使用三个参考符号已经得到了相对于plc-g3标准的各个规范的改善，但是在实践中使用更多的参考符号来进一步提高解码性能可能是有益的。而且，使用连续的参考符号也可能是有利的。

在一个实施例中，信道估计数字处理包括，针对至少一个帧，表示与至少一个帧的m个连续参考符号分别相关联的m个传递函数，m大于或等于3，并且优先考虑大于3的情况，例如，优先考虑大于10的情况。模拟信道信号将经历模数转换，例如，该模数转换可以针对直接来自信道的模拟信号，或者是另一种一般情况，即针对由连接至传输信道的模拟输入级(具体包括带通滤波器、低通滤波器和放大器)所传送的模拟信号。例如，模拟信道信号与plc-g3标准兼容。

在这种情况下，参考符号的数目m可以等于15，并且随后一同持续了等于10.42ms的持续时间(因为每个参考符号具有等于0.695ms的持续时间)。10.42ms的总的持续时间略大于电力线上流动的交流电的半个周期(即，频率为50hz时的20ms)。类似地，在干线频率为60hz的国家，载波电流的半个周期等于8.33ms，而且可以采用等于12的参考符号的数目m。在至少一个帧的整个持续时间内，将信道考虑为是时不变的。

当然，在连续的或不连续的几个帧的过程中，信道可能是时变的，而在这种情况下，有益地将该方法的上述不同步骤应用于这些帧中的每个帧上，可以将这些帧中的每个帧的接收期间的信道考虑为是时不变的，将其用于所考虑的帧的整个持续时间。在发送侧，模拟信道信号来自原始的数字信号的数模转换，并且在(接收侧的)数字信道信号的采样频率与(发射侧的)原始的数字信号的采样频率不同时，优选地考虑这种采样频率的偏差(或“采样频率的偏移”)，从而对传递函数进行校正。

因此，在一个实施例中，信道估计数字处理包括，表示与接收到的帧的m个参考符号分别相关联的m个基本传递函数，并且使用与采样频率的该偏差相对应的相移，来对这m个基本传递函数进行校正处理，以获取m个传递函数。例如，不同传递函数所依据的接收到的帧的参考符号将由与已知的传输帧的符号对应的接收到的帧的符号确定，和/或将由可解码的符号确定，所述可解码的符号无需知道传输信道的传递函数就能够被解码。

因此，在plc-g3标准的情况下，每个接收到的帧都包括前导，前导之后是帧头，帧头之后是有用字段(field)。参考符号可以包括帧的帧头的符号，这些符号无需知道传输信道的传递函数就可解码，因为这些符号使用差分方式编码，并且还包括该帧的有用字段(“净荷”)的两个符号，该两个符号对应于传输帧的有用字段的两个已知符号s1、s2。

因此，在这里需要注意的是，虽然plc-g3标准仅仅提供了两个已知符号，即仅仅提供了符号s1、s2，将其用作信道的传递函数的估计的导频符号，但是这里所做的规定通过使用帧的帧头中的各个符号，而有益地增加了导频符号的数目，帧的帧头中的各个符号无需知道信道的传递函数就可解码。因此，可以容易地优化信道估计，并且获取在之后可以进行平均的多个传递函数。因此，也同样可以使用所有的参考符号或帧的前导中的已知符号中的某些符号，来进一步增大m的值，并且藉此来改善信道估计。而且，与接收到的可解码符号相关联的传递函数的每种表示都包括，对接收到的符号进行解码，对该解码后的符号进行重新编码，以获得重新编码的符号，并且根据该重新编码的符号和该接收到的可解码的符号来确定信道的传递函数。

根据另一个方面，接收机可以包括输入级，其被用于连接至传输信道，并且被配置成传送来自传输信道的模拟信道信号。该模拟信道信号被用于传递符号帧，而传输信道被认为是在至少一个帧的整个持续时间内是lti的。接收机可以包括模数转换级，其用于对模拟信道信号进行转换，以传送数字信道信号；以及，数字信道信号的处理级，其包括信道估计装置或信道估计器、以及符号解码装置或解码器。

估计装置可以包括，表示装置或表示器，其被配置成，针对至少一个帧，表示与至少一个帧的至少三个参考符号分别相关联的信道的至少三个传递函数；以及，平均计算模块，其被配置成，对得到的这些传递函数执行平均处理，以获得平均传递函数。解码装置则可以被配置成，随后使用该平均传递函数来执行至少一个帧中的这些参考符号之后的各个符号的解码。

根据一个实施例，表示装置可以被配置成，针对至少一个帧，表示与至少一个帧的m个连续参考符号分别相关联的m个传递函数，m大于或等于3。模拟信道信号可能来自原始的数字信号的数模转换，并且在数字信道信号的采样频率与原始的数字信号的采样频率不同。表示装置还可以被配置成，表示与接收到的帧的m个参考符号分别相关联的m个基本传递函数，并且使用与采样频率的偏差相对应的相移，来对这m个基本传递函数进行校正处理，以获取m个传递函数。接收到的帧的参考符号可以对应于已知的传输帧的符号，和/或可以是可解码的符号，所述可解码的符号无需知道传输信道的传递函数就能够被解码。

此外，表示装置可以被配置成，通过对接收到的符号进行解码，对解码后的符号进行重新编码，以获得重新编码的符号，并且根据该重新编码的符号和该接收到的可解码的符号来确定信道的传递函数，来表示与接收到的可解码符号相关联的传递函数。信号可以根据ofdm调制进行调制。

传输信道可以是电力线路，并且旨在通过plc来传递模拟信道信号。模拟信道信号可以与plc-g3标准兼容。在这种情况下，每个接收到的帧都包括前导，前导之后是帧头，帧头之后是有用字段，而参考符号可以包括帧头的符号、以及对应于传输帧的两个已知符号的有用字段的两个符号。

现在将在与plc-g3标准兼容的plc传输信息的背景下描述各种实现方式和各个实施例，但是本公开不限于这种类型的应用。在下面的全部内容中，在每次引用plc-g3标准时，都将假定考虑了cenelec的a频段(3-95khz)。

现在将首先参考图1，描述能够通过plc在电力线路le上传输有用信号su的示例性的发射机。例如，传输链路包括编码器enc(例如，卷积编码器)，接收从信源编码装置或信源编码储部(sourcecodestore)传输的数据。将交织装置或交织器intl连接至编码器的输出，并且在其后连接“映射”装置或映射器，“映射”装置根据与所使用的调制类型相关的转换方案将比特转换成符号，例如，其使用了二进制相移键控(bpsk)调制类型或更常用的正交幅度调制(qam)调制。每个符号都包含了与将被进行相应的调制的各个载波相关的调制系数。将这些符号作为输入传送给处理装置或处理器mtfi，mtfi用于执行逆快速傅里叶变换(ifft)操作。

在这里需要注意的是，参考图2中的更具体的内容，经过调制的载波形成了可用载波集合ens(该集合对应于逆傅里叶变换的尺寸)中的载波的子集sns。因此，在plc-g3标准中，逆傅里叶变换的尺寸等于256，而调制载波的子集sns介于成员(rank)23和58之间，这对应于介于35.9375khz和90.625khz之间的频段f1-f2。这里的采样频率等于400khz，导致了等于1.5625khz的载波间的间隔，由此提供了频率正交(即，ofdm调制)。与未使用载波相关的调制系数为0。

时域上的ofdm信号作为处理装置mtfi的输出产生，而且装置或电路系统mcp为时域上的每个ofdm符号添加循环前缀，该循环前缀是在该ofdm符号的开始处的、该符号的末尾的特定数目的采样点的复制。例如，在plc-g3标准中，循环前缀的长度是采样频率为400khz时的30个采样点。随后在数模转换器cna中转换该信号，并且在eta级中进行处理，本领域的技术人员通常将eta级命名为名称“模拟前端”，在电力线le上传输之前，在其中经过了特定的功率放大器。

通过参考图3中的更具体的内容，可以看到，在接收时，这里的接收机rcp包括模拟输入级et1，将et1的输入端be连接至电力线路le。该模拟输入级et1包括传统形式的带通滤波器bpf、低通滤波器lpf、以及放大装置或放大器amp。et1级的输出被连接至模数转换级can，其输出被连接至处理装置或et2级的输入。

这里的处理级et2包括自动增益控制agc装置或电路，使其可以控制et1级的放大装置amp的增益值。所传送的信号sac作为模拟级et1的输出，并且作为模数转换can级的输入，信号sac表示来自传输信道(电力线路)le的模拟信道信号。

处理级et2还包括低通滤波器lpf2、以及其后非必要的下采样装置或下采样器msch。装置msch的上游信号的采样频率被表示为fs，而在装置msch的输出端的信号的采样频率被表示为fss。

在这里则将由装置msch输出的信号snc命名为数字信道信号，其来自模拟信道信号sac的模数转换，并且将对其应用具体的同步处理、信道估计和符号解码，将在下文中看到对此进行的更详细的描述。一旦获取了同步就执行信道估计。频率fc指定了将执行不同处理操作的计算频率。

例如，在plc-g3标准中，为尺寸为256的fft指定了400khz的采样频率fs。虽然能够以等于400khz的采样频率fs的计算频率fc来执行这些不同处理操作的所有操作，但是以小于fs的频率fss进行的信号下采样、并且以等于fss的计算频率fc来执行所有操作的事实，使得降低处理级的实现复杂度成为可能，并且也使得使用小于规定的尺寸为256的更小尺寸的直接快速傅里叶变换(fft)成为可能。

在更详细地从头介绍被包含在处理级et2中的不同装置和电路系统之前，现在将先参照图4中的更具体的内容，描述帧传递符号的结构，例如，其符合plc-c3标准的背景。接收到的帧trm包括前导prm(这里包括八个已知符号syncp)、prm之后的反相(oppositephase)符号syncm、反相符号syncm之后的半个符号syncm。此后，帧trm还包括帧头hd、帧头hd之后的有用字段pld，pld包含将被解码并且被本领域技术人员称作“净荷”的有用数据符号。帧头hd的符号具体包含解码字段pld的数据的控制信息和将被解码的字段pld中的字节数目。

帧trm的前导prm允许接收机自身的同步，即，允许接收机获取指示ind1，使其可以获得帧结构，从而能够标记帧头hd的开始。传输信道是线性信道，即，其表现为线性滤波器。而且，对于所考虑的帧，在这里将信道考虑为在整个帧中是lti的。除非另外说明，否则整个帧的信道传递函数的特性是不变的。

在已知信道的电气环境的特定应用中(例如，在没有对象被连接至电力线路时，其总阻抗不由其电气特性产生了循环平稳阻抗(cyclo-stationaryimpedance)的、诸如卤素灯和/或电压型整流器的一个或多个对象主导)，将传输信道考虑为在接收到的帧的整个过程中实际上是时不变的。在其他应用中，例如，信道在所考虑的帧的过程中的时不变状态的信息可以来自先前检测的信道状态，具体但不限于在与本专利申请在同一天提交的、本申请人的题目为“procédédetraitementd’unsignalissud’uncanaldetransmission,enparticulierunsignalvéhiculéparcourantporteurenligne,etnotammentl’estimationducanal,etrécepteurcorrespondant”(“methodforprocessingasignalderivingfromatransmissionchannel,inparticularasignalconveyedbyplc,andinparticulartheestimationofthechannel,andcorrespondingreceiver”)的法国专利申请中所描述的内容。

现在将再次参考图3，可以看到，处理级et2包括包含了不同的装置和逻辑电路系统的et20子级，现在将对其进行功能上的描述。例如，这些不同的装置和逻辑电路系统可以通过微处理器中的软件方式实现，并且随后至少部分地在et20子级中实现。

这些不同装置的传统方式的特征在于同步装置或同步器msync，其允许接收机自身的同步，即，其允许获取所述指示ind1，使其可以获得帧结构，从而能够标记帧头hd的开始。这些同步装置可以是本领域技术人员已知的传统结构，或者可以是某种变化，例如，可以是包括法国专利申请号1552588中所描述的滤波装置或滤波器的那些变化。

包含在子级20中的其他装置的特征在于信道估计装置mest，包括，表示装置mlb，如在下文中更具体地看到的，其被配置为，针对所考虑的帧，表示与该帧的多个参考符号分别相关联的信道的多个传递函数；以及平均计算模块mmy，其被配置成，对得到的这些传递函数执行平均处理，以获得平均传递函数。本领域技术人员已知的传统结构的解码装置mdcd则被配置成，通过使用该平均传递函数来执行该帧中的这些参考符号之后的各个符号的解码。

现在更具体地参考图5，可以看到，接收到的帧trm的帧头hd包括十三个符号fch1-fch13，在发射时已经以差分方式被编码，并且每个符号都以前一个符号作为参考。帧trm还包括，在有用字段pld的开始处的对应于两个已知传输符号s1、s2的两个符号。因此，为了简化这两个接收符号的表示，仍将其称为s1和s2。这里的这十三个fchi符号和这两个符号s1和s2形成了m个参考符号symri(在这个例子中m等于15)。这些参考符号将被用来表示m个传递函数，随后将对这m个传递函数进行平均，以获取上文中提到的平均传递函数。

在图6中，曲线cv示意性地表示了在电力线路上流动的载波信号(交流电流或电压)的绝对值的周期性变化，而且，在该图中用ps/2表示该载波信号的半个周期。因此，对于50hz的交流电流和交流电压，ps/2等于10ms。因为，在plc-g3标准中，每个参考符号symri都具有等于0.695ms的持续时间，在这里描述的这个具体示例中，所有的15个参考符号symr1-symr15在时间上持续的总的持续时间d等于10.42ms，其略大于ps/2。

除非另外说明，否则在当前的情况下，载波信号的半个周期不是参考符号的持续时间的整数倍，并且其介于14倍0.695ms和15倍0.695ms之间。因此，数量m与ps/2无关，并且在能够使用其他参考符号的情况下(例如，使用帧的前导的至少某些符号的情况下)，能够可选地大于15。

现在将更具体地参考图7至图11，更详细地描述信道估计阶段。一旦接收机获取了同步就执行信道估计阶段。在这里，针对对应时不变信道的每个帧的接收执行信道估计阶段，并且现在将描述目前在这些帧中的一个帧的过程中执行的处理操作。

如图7所图示的，由估计装置mest执行的、基于数字信道信号snc的信道估计处理使得获取平均信道传递函数hm成为可能，hm将被用于对最后一个参考符号之后的各个符号进行解码。为此，如图8所图示的，表示装置mlb首先在步骤80中表示针对每个参考符号symri的信道的传递函数hi。

更准确地，传递函数hi等于接收到的参考符号symri与由发射机在传输信道上所传输的对应符号的复共轭的乘积。在当前的情况下，为了与plc-g3标准兼容，传递函数hi实际上是具有分别对应于符号中的36个频点(tone)的36个复数分量的复数矢量。

在完成步骤80之后，就由此获得了原始的m(＝15)个传递函数的序列h1-h15，它们分别与m(＝15)个参考符号symr1-symr15相关联。在刚刚描述的实施例中，假定发射侧的采样频率等于数字信道信号snc的采样频率。因此，数字信号snc的采样频率可以与发射机中所产生(formulate)的原始数字信号的采样频率不同。

这种情况导致了采样频率的偏差，也被本领域技术人员称作“采样频率偏移”，在估计传递函数hi时必须考虑该采样频率的偏差。在图9中图示了这种情况。更准确地，采用与图8的步骤80中所描述的方式类似的方式，在步骤800中确定与参考符号symri分别相关联的基本传递函数hbi。

接着，例如，使用时间上相互间隔较远的两个基本传递函数(例如，传递函数hb1和hb13)来估计频偏(“采样频率偏移”)。随后，通过执行传递函数hb1与传递函数hb13的复共轭(总量被符号的数量相除)的乘积来获得最终的相移。

随后获得相移校正dphc，并在步骤801中应用，以校正m个传递函数hbi，并且获得m个传递函数hi。基于符号s1和s2中的每个符号的传递函数的估计可以非常容易地执行，这是因为与所接收到的符号s1和s2对应的传输符号是已知的。

在另一方面，对于帧头中的参考符号(即，fchi符号)而言，则不是这种情况。然而，如上文所述，这些fchi符号在发送端以差分和更鲁棒的方式进行了编码。这些符号的解码因此不需要信道传递函数的信息。

图10图示了根据所接收到的帧头中的fchi符号估计信道的传递函数hi的示例。首先进行对所接收到的fchi符号的解码(步骤100)。为此，解码装置通常都包括被配置成去除每个符号的循环前缀的装置，以及在其后被配置成执行直接快速傅里叶变换(fft)的装置。

解码装置还包括解映射装置或解映射器，其为每个载波提供对应的调制系数值(分量值(bin))。这些解映射装置之后是被配置成确定每个调制系数的置信指示(软判决)值的模块。该模块是传统模块，并且是本领域技术人员已知的，而且它可以使用诸如logmap类型的算法。

解码装置还包括解码器(例如，维特比类型的解码器)之后的解交织装置或解交织器，以及在其后能够执行奇偶校验的装置或电路。这些装置的输出被连接至子级et20的输出端子bs，bs被连接至构成接收机的mac层的装置。

因为帧中的不同fchi符号参考了前一个符号，所以需要使用上文所述的解码装置来解码帧头的所有的fchi符号。然后，在奇偶校验验证正确之后，就可以获得各个解码后的符号fchdi。

随后，通过使用与在图1中图示的发射机部分所使用的对应装置enc、intl、mp类似的卷积编码器、交织器和映射装置，在步骤101中对这些fchdi符号执行重新编码。需要注意的是，这里仍然保持在频率域。

随后就获得了与传输符号相对应的重新编码后的符号fcheci。那么随后就可以根据这些接收符号fchi和重新编码后的符号fcheci，在步骤80中按照类似于图8的步骤80，获取与各个fchi符号相关联的传递函数hi。

不是仅仅使用在plc-g3标准中所提及的帧中的符号s1和s2来估计信道的传递函数，而是可以如图11所图示的，有益地使用与15个参考符号相关联的m(m＝15)个传递函数hi，来在平均计算模块mmy(图3)中计算它们的平均值(步骤150)，从而获得将在随后被用于帧的有用字段pld的符号p0、p1、……的解码(步骤151)的平均传递函数hm。传递函数hm在解码时使用，本领域技术人员知道如何在解映射装置这一级将其结合到解码装置中而进行使用。因此能够显著提高传递函数hm的信噪比，这最终表现为解码性能的几个db的改善。