技术领域本发明涉及通信技术领域，尤其是涉及一种高隔离度收发共用天线双工器及提高隔离度的方法。
背景技术：
双工器是特殊的双向三端滤波器，主要用于无线收发共用天线的收发隔离。在频分双工共用天线通信系统中，发射通道对接收通道会产生很强的泄漏干扰，通常采用高隔离度双工器消除这种自耦合干扰。而且这种双工器必须具有高功率容量和低插入损耗，导致双工器的体积和重量显著增大，设计难度较大，致使传统双工器很难满足上述要求。在收发共用天线的频分双工通信系统中，发射通道的功率可高达数百W，而接收通道的灵敏度可达-100dBm，收发电平相差可达100dB以上，而传统的双工器隔离度有限，致使接收机前端产生很强的泄漏干扰，该干扰电压一般会超过接收机的动态范围，造成接收机阻塞甚至损坏[3]。目前解决该泄漏干扰的方法主要有数字补偿方法和射频抵消方法。数字补偿方法是在接收通道底噪放大、下变频及AD变换后利用数字算法抑制干扰。该方法实际上是在泄漏干扰经过射频前端后再进行干扰处理，在泄漏干扰较强时，很容易导致接收机前端饱和甚至损坏，因此该方法无法解决强泄漏干扰的问题。射频抵消法是在接收通道射频前端进行干扰抑制，但其幅值、相位和时延调节常采用手动方式，虽然可实现宽带大功率泄漏干扰的抑制，但费时、费力，缺乏灵活性和自适应性。
技术实现要素：
本发明主要是解决现有技术所存在的技术问题；提供了一种提高双工器隔离度的辅助系统，从而形成对宽带大功率发射信号具有高隔离度的一种高隔离度收发共用天线双工器及提高隔离度的方法。本发明的上述技术问题主要是通过下述技术方案得以解决的：一种高隔离度收发共用天线双工器，其特征在于，包括一个自适应宽带大功率泄漏干扰抑制系统、与自适应宽带大功率泄漏干扰抑制系统输入端连接的环形器、与自适应宽带大功率泄漏干扰抑制系统输出端连接的耦合器；双工器分别与环形器、天线以及延迟器连接，所述延迟器与耦合器连接。在上述的一种高隔离度收发共用天线双工器，所述自适应宽带大功率泄漏干扰抑制系统包括：自适应时延调整环节：包括可控延迟器、与可控延迟器连接的控制器；所述控制器两个输入分别与环形器输出和耦合器接收通道入端相联，控制器输出与可控延迟器控制端相联，环形器的输出端还与可控延迟器连接；自适应泄漏功率抑制环节：包括移相器、与移相器连接的可调衰减器、与移相器连接的相关器、与可调衰减器连接的合成器，所述可调衰减器还与相关器连接；所述合成器连接耦合器的输入端；相关器与耦合器的输出端连接；在上述的一种高隔离度收发共用天线双工器，自适应泄漏功率抑制系统的可调衰减器分为I路调衰减器、Q路可调衰减器；相关器分为I路相关器、Q路相关器；所述双工器为三端双工器，分别与发射通道、接收通道和天线通道相联；所述可控延迟器输入端与双工器接收通道输出相联，输出与耦合器接收通道入端相联；在上述的一种高隔离度收发共用天线双工器，所述环形器三个端口分别于发射通道、双工器发射通道入端和可控延迟器输入相联，可控延迟器输出与移相器相联，移相器的正交两路输出，一路分别送入I路可调衰减器和I路相关器，另一路输出分别送入Q路可调衰减器和Q路相关器；I路相关器、Q路相关器的输入分别与耦合器输出相联，I路相关器、Q路相关器输出分别与I路可调衰减器、Q路可调衰减器相联；I路可调衰减器、Q。路可调衰减器输出与合成器输入相联，合成器输出与耦合器抵消输入端相联。一种提高双工器隔离度的方法，其特征在于，基于以下定义：定义接收通道接收到的宽带泄漏信号为S(t)=Σi=1Nsicos(ωit-ωit′-γi)---(1)]]>其中，i表示宽带泄漏信号中的第i个频率分量，取值范围1～N；si是泄漏信号第i个频率分量的幅值；ωi为泄漏信号角频率；t′是泄漏通道的时延，γi是泄漏信号相位。由环形器提取的发射信号直接经过移相器后的两路信号为GI(t)=Σi=1Ngicos(ωit-αi)GQ(t)=Σi=1Ngisin(ωit-αi)---(2)]]>其中，gi是第i个频率分量的幅值；ωi为角频率；αi是初相位。上述信号加权合成输出可表示为A(t)＝W1ZI(t)+W2GQ(t)(3)其中W1和W2分别表示加权值(可调衰减器的调整量)。经过耦合器的输出剩余信号为E(t)=Σi=1N[W1gicos(ωit-αi)+sicos(ωit-ωit′-γi)]+W2Σi=1Ngisin(ωit-αi)+D(t)---(4)]]>其中D(t)为接收到的远端发射的微弱有用信号。由于泄漏通道的时延随环境和温度等因素会随机变化，在环形器后插入自适应可控延迟器，追踪泄漏通道的时延变化，自适应调节抑制通道的时延，使泄漏通道和抑制通道的时延相匹配，使αi＝ωit+γi，剩余信号为E(t)=Σi=1N(W1gi+si)cos(ωit-αi)+W2Σi=1Ngisin(ωit-αi)+D(t)---(5)]]>当W1＝-si/gi，W2＝0，泄漏信号被完全抵消，远端发送的有用信号被正常接收。只要采用合适的延迟匹配方法，满足αi＝ωit+γi，再通过可调衰减器的幅值自适应控制，即可实现宽大泄漏信号的有效抑制。由于W2＝0，理论上只需要一路相关器和可调衰减器即可。但时延完全匹配，在实际中难以实现，为进一步提高泄漏信号的抑制水平，采用两路相关器和可调衰减器可以进一步提高时延匹配的精度。可控延迟器可实现变化延时的自适应匹配，其自适应调整可由控制器采用如LMSTDE等自适应时延计算法实现：e(n)=S(n-M)-wT(n)G(n)w(n+1)=w(n)+μe(n)G(n)---(6)]]>其中，S(n-M)是从耦合器提取的接收泄漏信号采样离散值，M表示采样时延；G(n)为环形器提取发射信号采样离散值的抽头延迟列矩阵，w(n)是自适应时延计算法中的加权值，为一列矢量，wT(n)表示其转置；e(n)表示接收泄漏信号与提取发射信号抽头延迟加权值之差；式(6)第二式为权值迭代方程，μ为权值迭代步长因子。只要迭代因子μ选取合适，自适应时延计算法收敛，e(n)→0，权值w(n)达到最优权值wopt(n)，从其中检测出峰值即为延时的估计量，用以控制可控延迟器的延迟大小。具体包括下步骤：步骤1，由环形器获取小部分由双工器逆流返回的发射信号，该获取信号一路通过可控延迟器后，送入移相器，另一路送入数字控制器。步骤2，可控延迟器实现泄漏通道和抑制通道间的时延匹配，用于对提取的发射信号进行时延，用以提高宽带泄漏信号的抑制效果。步骤3，系统运行中受到环境和温度等的影响，信号通过泄漏通道和抑制通道的时延会随时间发生变化，为了实现宽带泄漏信号的有效抑制，采用数字控制器对该变化的时延进行准确计算，并控制可控延迟线对泄漏通道和抑制通道的时延进行精确匹配。数字控制器接收来自环形器的发射提取信号以及来自耦合器入端的泄漏信号，通过自适应时延计算法，如LMSTDE算法等，计算出抑制通道对泄漏通道的延迟差，调节可控延迟器对抑制通道的时延进行实时调整，实现泄漏通道和抑制通道间的时延匹配。步骤4，采用环形器提取逆流的发射信号，可以避免采用耦合器提取发射信号造成发射信号损失的问题，但人为增大了提取发射信号的时延，为避免泄漏干扰抑制系统对泄漏信号跟踪发散，在双工器和耦合器间插入以延迟器。步骤5，移相器对自适应延迟器输出的发射提取信号90度移相，输出为两路正交信号，分别送入I可调衰减器、I相关器和Q可调衰减器、Q相关器。步骤6，I、Q两路可调衰减器对两路输入信号进行幅值调整后，由合成器实现两路信号的合成，再由耦合器注入接收通道实现与泄漏信号的抵消。步骤7，抵消后的剩余信号由耦合器提取并送入I、Q两路相关器与来自移相器的两路参考提取信号进行相关运算。步骤8，由相关器的相关运算值控制可调衰减器的衰减量大小和正负，实现对其输入信号的幅值调整。步骤9，在延迟匹配精度较高时，也可以只采用一路可调衰减器和相关器实现泄漏信号的抑制。步骤10，自适应时延调整环节与自适应泄漏功率抑制环节可以互换位置，与原系统等效。原系统的自适应时延调整环节在计算时延时要将自适应泄漏功率抑制环节功率信号传输时延计入算法，位置互换后的自适应时延环节在计算时延时不需要计入该时延。因此，本发明具有如下优点：1、可解决收发共用天线双工器宽带大功率泄漏信号的抑制问题，可保证收发系统正常工作；2、可用以解决频分复用收发共用天线双工通信系统的自泄漏宽带干扰问题，可推动收发共用天线通信系统进一步提高发射功率和实现更宽带宽通信，并可减小双工器的设计难度和成本，在发射功率不很大的场合甚至可以取代双工器。附图说明图1为本发明的实例原理示意图。图2为本发明的实例示意图。图3为本发明图2的简化实例示意图。图4为本发明图2的等效实例示意图。图5为本发明图4的简化实例示意图。具体实施方式下面通过实施例，并结合附图，对本发明的技术方案作进一步具体的说明。实施例：如图1所示，频分复用共用天线通信系统信号的收发采用一根天线，由于发射信号功率远大于接收信号，需要解决两者之间的相互干扰问题才能保证收发系统正常工作。传统的双工器根据收发频带不同通过无源滤波的方法抑制发射信号对接收通道的干扰。但由于滤波器的插入损耗有限，对大功率和宽带发射信号对接收通道泄漏干扰的抑制效果不佳，难以解决接收通道前端饱和及有用信号受扰严重无法正常接收的问题。可以从发射通道提取逆流发射信号，通过自适应时延调整和自适应泄漏功率抑制系统，产生接收通道中泄漏发射信号等幅反相的抵消信号注入接收通道，以消除泄漏发射信号对接收通道的干扰问题。本发明包括自适应时延调整环节和自适应泄漏功率抑制环节两部分。自适应泄漏功率抑制环节用于产生泄漏至接收通道中发射信号等幅反相的信号。自适应时延调整环节用于匹配泄漏通道和抑制通道间的时延，从而提高宽带泄漏发射信号的抑制能力。如图2所示，提高双工器隔离度的系统，包括环形器、可控延迟器、控制器和自适应泄漏功率抑制系统。环形器与发射通道相联，输出端与可控延迟器相联。环形器从发射通道提取逆流发射信号，通过可控延迟器送入自适应泄漏功率抑制系统，用以产生与接收通道耦合的发射泄漏信号等幅反相的抵消信号，并通过耦合器注入接收通道，实现发射泄漏干扰消除。可控延迟器输入与环形器相联，输出与自适应泄漏功率抑制系统相联。可控延迟器对环形器提取的逆流发射信号进行自适应时延，使泄漏通道与抑制通道间的时延一致。可控延迟器根据发射信号的频段和延迟精度要求，可选用可控电缆延迟线和可控光纤延迟线。在VFH频段可选择延迟精度为ns级的可控电缆延迟线，在UHF以上频段可选用延迟精度可达ps级以内的可控光钎延迟线。控制器输入分别于环形器输出和耦合器入端相联，输出与可控延迟器控制端相联。控制器提取逆流发射信号及接收通道耦合的泄漏发射信号，进行自适应延迟量计算，并利用计算的延迟值控制可控延迟器的延迟大小，从而匹配泄漏通道与抑制通道间的时延。控制器可选用C6000系列高速DSP，为保证足够的采样精度，可外置高精度AD。自适应泄漏功率抑制系统包括：移相器、可调衰减器、相关器、合成器和耦合器。移相器的输入与可控延迟器相联，对延迟后的提取发射信号进行90度移相，形成两路正交输出信号，该两路正交输出信号分别与I路可调衰减器和I路相关器以及Q路可调衰减器和Q路相关器相联。I、Q可调衰减器输入与移相器输出相联，输出与合成器相联。可调衰减器实现对输入发射信号的幅值调整，调整量由相关器输出控制。可调衰减器一般采用双极性电可调衰减器，对大功率应用有较高线性度要求时也可以选择步进衰减器。I、Q相关器的两个输入分别与移相器输出和耦合器输出相联，其输出与可调衰减器相联。相关器实现移相器输出的发射提取信号和泄漏干扰抑制剩余信号之间的相关运算，并输出运算的相关值控制可调衰减器的衰减量。相关器由模拟乘法器、积分器组成。模拟乘法器的两个输入分别与移相器输出和耦合器输出相联，输出与积分器输入相联。模拟乘法器实现发射提取信号与泄漏干扰抵消剩余信号的相乘运算。由于发射提取信号与发射泄漏信号具有相同的频率成份，相乘运算后将产生直流量和交流量，其中直流量即为相关器需要设法获取的相关值。模拟乘法器根据发射信号的频带可采用MC1954L、AD834、AD835等芯片。积分器输入与模拟乘法器输出相联，输出与可调衰减器相联。积分器用于滤除模拟乘法器输出的交流量，保留直流量，即保留相关值。积分器可采用OP77等芯片。合成器输入与I、Q可调衰减器输出相联，输出与耦合器相联。合成器实现可调衰减器输出信号的合成，用于抑制接收通道泄漏干扰信号。耦合器输入端与合成器相联，输出与接收通道相联。耦合器实现合成信号与接收通道泄漏干扰信号的抵消。耦合器的接收通道入端信号送入可控延迟器的控制器，用于计算可控延迟器的延迟量，其接收通道出端信号送入I、Q相关器，用于计算相关值。图3是图2的简化实施方式，在选择的可控延迟器精度较高，控制器计算速度和精度较高时，自适应泄漏抑制环节只需要一路相关器和可调衰减器对发射提取信号进行自适应幅值调整即可实现宽带泄漏干扰信号的有效抑制。图4是图2的等效实施方式，图2中的自适应时延调整环节计算时延的算法中要计入自适应泄漏功率抑制环节中功率通道的时延，图4自适应时延调整环节算法中不计入该时延。图5是图4的简化实施方式，其原理与图2简化为图3的原理一样。下面介绍提高双工器隔离度的方法，该方法的具体步骤如下:第一步，由环形器获取小部分由双工器逆流返回的发射信号，该获取信号一路通过可控延迟器后，送入移相器，另一路送入数字控制器。第二步，可控延迟器实现泄漏通道和抑制通道间的时延匹配，用于对提取的发射信号进行时延，用以提高宽带泄漏信号的抑制效果。第三步，系统运行中受到环境和温度等的影响，信号通过泄漏通道和抑制通道的时延会随时间发生变化，为了实现宽带泄漏信号的有效抑制，采用数字控制器对该变化的时延进行准确计算，并控制可控延迟线对泄漏通道和抑制通道的时延进行精确匹配。数字控制器接收来自环形器的发射提取信号以及来自耦合器入端的泄漏信号，通过自适应时延计算法，如LMSTDE算法等，计算出抑制通道对泄漏通道的延迟差，调节可控延迟器对抑制通道的时延进行实时调整，实现泄漏通道和抑制通道间的时延匹配。第四步，采用环形器提取逆流的发射信号，可以避免采用耦合器提取发射信号造成发射信号损失的问题，但人为增大了提取发射信号的时延，为避免泄漏干扰抑制系统对泄漏信号跟踪发散，在双工器和耦合器间插入以延迟器。第五步，移相器对自适应延迟器输出的发射提取信号90度移相，输出为两路正交信号，分别送入I可调衰减器、I相关器和Q可调衰减器、Q相关器。第六步，I、Q两路可调衰减器对两路输入信号进行幅值调整后，由合成器实现两路信号的合成，再由耦合器注入接收通道实现与泄漏信号的抵消。第七步，抵消后的剩余信号由耦合器提取并送入I、Q两路相关器与来自移相器的两路参考提取信号进行相关运算。第八步，由相关器的相关运算值控制可调衰减器的衰减量大小和正负，实现对其输入信号的幅值调整。第九步，在延迟匹配精度较高时，也可以只采用一路可调衰减器和相关器实现泄漏信号的抑制。第十步，自适应时延调整环节与自适应泄漏功率抑制环节可以互换位置，与原系统等效。原系统的自适应时延调整环节在计算时延时要将自适应泄漏功率抑制环节功率信号传输时延计入算法，位置互换后的自适应时延环节在计算时延时不需要计入该时延。经过以上步骤系统构成一个带自适应时延匹配的泄漏干扰负反馈抑制系统，通过延迟器的自适应调整，实现泄漏通道和抑制通道的时延匹配，通过可调衰减器对输入信号的幅值调整，得到尽可能与接收通道泄漏干扰等幅反相的信号，从而实现泄漏干扰的抵消。本发明基本原理如下：假设接收通道接收到的宽带泄漏信号为S(t)=Σi=1Nsicos(ωit-ωit′-γi)---(1)]]>其中，i表示宽带泄漏信号中的第i个频率分量，取值范围1～N；si是泄漏信号第i个频率分量的幅值；ωi为泄漏信号角频率；t′是泄漏通道的时延，γi是泄漏信号相位。由环形器提取的发射信号直接经过移相器后的两路信号为GI(t)=Σi=1Ngicos(ωit-αi)GQ(t)=Σi=1Ngisin(ωit-αi)---(2)]]>其中，gi是第i个频率分量的幅值；ωi为角频率；αi是初相位。上述信号加权合成输出可表示为A(t)＝W1ZI(t)+W2GQ(t)(3)其中W1和W2分别表示加权值(可调衰减器的调整量)。经过耦合器的输出剩余信号为E(t)=Σi=1N[W1gicos(ωit-αi)+sicos(ωit-ωit′-γi)]+W2Σi=1Ngisin(ωit-αi)+D(t)---(4)]]>其中D(t)为接收到的远端发射的微弱有用信号。由于泄漏通道的时延随环境和温度等因素会随机变化，在环形器后插入自适应可控延迟器，追踪泄漏通道的时延变化，自适应调节抑制通道的时延，使泄漏通道和抑制通道的时延相匹配，使αi＝ωit+γi，剩余信号为E(t)=Σi=1N(W1gi+si)cos(ωit-αi)+W2Σi=1Ngisin(ωit-αi)+D(t)---(5)]]>当W1＝-si/gi，W2＝0，泄漏信号被完全抵消，远端发送的有用信号被正常接收。只要采用合适的延迟匹配方法，满足αi＝ωit+γi，再通过可调衰减器的幅值自适应控制，即可实现宽大泄漏信号的有效抑制。由于W2＝0，理论上只需要一路相关器和可调衰减器即可。但时延完全匹配，在实际中难以实现，为进一步提高泄漏信号的抑制水平，采用两路相关器和可调衰减器可以进一步提高时延匹配的精度。可控延迟器可实现变化延时的自适应匹配，其自适应调整可由控制器采用如LMSTDE等自适应时延计算法实现：e(n)=S(n-M)-wT(n)G(n)w(n+1)=w(n)+μe(n)G(n)---(6)]]>其中，S(n-M)是从耦合器提取的接收泄漏信号采样离散值，M表示采样时延；G(n)为环形器提取发射信号采样离散值的抽头延迟列矩阵，w(n)是自适应时延计算法中的加权值，为一列矢量，wT(n)表示其转置；e(n)表示接收泄漏信号与提取发射信号抽头延迟加权值之差；式(6)第二式为权值迭代方程，μ为权值迭代步长因子。只要迭代因子μ选取合适，自适应时延计算法收敛，e(n)→0，权值w(n)达到最优权值wopt(n)，从其中检测出峰值即为延时的估计量，用以控制可控延迟器的延迟大小。本文中所描述的具体实施例仅仅是对本发明精神作举例说明。本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实施例做各种各样的修改或补充或采用类似的方式替代，但并不会偏离本发明的精神或者超越所附权利要求书所定义的范围。