蜂窝频带中的通信设备和方法与流程

在实施例中本发明涉及旨在充当用于“物联网”网络中的物理层的通信协议。具体地，但不排他地，作为本发明对象的协议和设备可以被包括，或者依赖现有蜂窝电话基础设施并且占用分配到蜂窝电话网络的频带。

背景技术：

LoRa通信协议和设备基于组合了低功率和长通信距离的基于啁啾(chirp)的调制。因此，它们理想地适合用于在非常小的电池操作的对象中实现联网能力。

窄带和超窄带调制是可以用于在多个节点之间建立无线电无线通信的另一技术。这些调制模式所需的非常窄带宽尤其需要发射器和接收器之间同步的精确性。

基于卫星的系统向自定位设备提供了定位能力。GPS是第一个，Glonass系统是非常有用的补充，并且Galileo系统将跟随有新的能力。基于无线电信号的定时中的差异的陆地或海洋位置服务也已经长期存在，例如DECCA和LORAN。

所有这些系统共享相同的原理：已知位置的时间或频率同步的站广播无线电信号，端点接收所述信号并得出其位置。

如尤其在转让给本申请人并且通过引用合并于此的专利申请EP2449690、US20140225762和WO2014124785中公开的，LoRa设备的位置还可能有测距或者发射端点的位置。

所谓的“物联网”是具有用于使用有线和/或无线接口在其之间交换数据的嵌入式软件和电子装置的物理对象、设备和其它物体的网络。有一个共识是许多未来“物联网”应用将涉及既不能接入有线网络也不具有持久能量供应的小型低成本便携设备。

连接的对象的开发者的另一个关注是可用于通信的无线电频带必然有限，并且传输被严格调节以便使干扰最小化。在典型的IoT场景中，每个单独的节 点产生适量的数据，并且不频繁地通信，但是，由于所部署的节点的数目非常大，网络容量快速地成为限制因素。在该上下文中，存在对于能量和频谱两者高效的通信系统和方法的需要，以便最大化电池操作的对象的自治，增加通信可能所处的最大距离，并最佳地使用可用无线电空间。出于成本和能量二者考虑，还存在对于具有低计算复杂度的通信方法的需要。

技术实现要素：

本发明的目的是提供克服现有技术的缺点的改进的系统，并且具体的通信系统和通信设备，其组合了非常低功率、简单和频谱高效的通信信道，并且允许通过用于资产追踪或者需要位置信息的其它应用的网络基础设施对静止或快速移动对象的精确定位。

根据本发明，借助于随附权利要求的对象实现该目的。

特别地，本发明的实施例使用具有异步接入的窄带到超窄带上行链路和下行链路信道化，其提供了最佳频谱效率，而同时针对上行链路和下行链路二者使用LoRa扩频调制来实现定位，其允许数据通信和从深度室内到快速移动的室外设备的定位。

两个物理层可以在分离的频谱块同时操作。根据本发明的移动设备优选地是能够进行两种操作模式的。物理层的选择(窄带或者LoRa扩频)是应用驱动的。产生大业务量的静态终端设备可能有利于窄带层，而具有定位需要的设备可以使用LoRa层。单个设备可以被配置为动态地并且根据需要与必要一样地经常地从一个通信模式切换到另一个。

根据另一独立方面，本发明涉及无线系统，其包括可以经由相应无线电接口与移动节点通信的多个固定基站收发信站(BTS)，无线电通信包括在无线电频谱的有限部分中的窄带双向数据传输接口以及由BTS发射到移动节点的扩频啁啾调制信标信号，信标允许移动节点估计和/或校正其自身时间参考的频率/时间误差，由此移动节点获得其用于调制和解调所述窄带双向传输的精确时间和频率参考。词语“信标”通过扩展还将用于表示发射信标信号的基站收发信站。

本发明还涉及上面详述的系统以及对应的方法，在所述系统中扩频信标在频率上叠加到窄带传输，并且其采用频分将窄带传输划分在(优选地不同宽度的)多个子信道中。

在另一独立方面中，本发明还涉及无线系统，其包括可以经由相应无线电接口与移动节点通信的多个固定基站收发信站(BTS)，所述系统具有用于移动节点的被动定位模式，由此移动节点被动地从主基站收发信站和从收发信站接收包括测距请求和测距响应的多个交换，所述交换与一个收发信站的时间参考同步，以使得到距离内的移动节点的信号的到达时间差异可以被确定，优选地，不与外部参考同步。

本发明还包括如上所述的系统，其中无线系统以以下方式被布置：使得多对主收发信站和从收发信站交换测距请求和响应，移动节点接收它们，所述系统被布置在移动节点中、在基础设施中或者在组合中，以确定信号从站对到移动节点的到达时间差异，所述站被布置在多个不同和独立的基线的端。

本发明还包括上面概述的系统以及对应方法，在所述系统中测距请求从一个主站发送到多个指定的从站，并且其中测距请求包括后同步信号(postamble)，所述后同步信号包括按确定的时间移位延迟的一个或多个啁啾信号。

附图说明

在通过示例的方式给出并通过附图说明的实施例的描述的帮助下将更好地理解本发明，在附图中：

·图1示意性地图示了与本发明兼容的无线网络的节点的结构。

·图2a绘制了根据本发明的一个方面的基础啁啾和经调制的啁啾的瞬时频率。在图2b中表示相同信号的相位，而图2c绘制了在时域的基础啁啾的实部分量和虚部分量。

·图3示意性地表示在本发明的测距方法期间两个设备之间交换的数据帧的结构。

·图4a和4b图示了在本发明所使用的测距过程中涉及的在主设备和从设备之间的啁啾调制信号的时间对准，其示出了两种可能的定时误差以及所涉及的未对准。

·图5绘制了根据本发明的一个方面的用于估计距离的校正函数。

·图6示意性地示出了在本发明的可能的实施例中使用的步骤。

·图7和8示意性地表示根据本发明的定位系统。

·图9示出了根据本发明的方面的窄带无线电传输的频率分布方案。

·图10示出了图9的频率分布方案的细节。

·图11示出了叠加到图9的窄带分布方案的扩频信号。

·图12借助于仿真的示例图示了本发明的窄带网络的上行链路容量。

·图13示出了本发明的系统的扩频带宽以及归一化的GSM带宽。

·图14示出了根据本发明的网关系统的可能结构并图示了根据其的定位系统。

·图15a-b和图16示出了无线网络的容量。

·图17图示了被动(“侦察(spy)”)测距和定位方法。

·图18图示了产生多个分布、方向独立的定位基线的可能网络规划方案。

·图19图示了基于啁啾扩频调制的广播测距帧的结构。

·图20示出了根据本发明的方面的信标接收和冲突的概率。

·图21图示了作为小区密度的函数的可以解码信标帧的终端节点的平均数目。

·图22是根据本发明的方面的具有后同步信号的测距帧。

·图23图示了根据本发明的方面的依赖于链路质量向移动节点分配窄带宽信道的方法。

具体实施方式

回忆LoRa调制

在本发明中所采用的啁啾调制技术的若干方面在欧洲专利申请EP2449690和EP2767848中被描述，其由此通过引用被合并，并且将在此处被概要地提醒。在图1中被示意性表示的无线电收发器是本发明的可能的实施例的部分。其包括基带部件200和射频部件100。集中在发射器部分上，基带调制器150基于存在于其输入处的数字数据152而生成基带信号，所述基带信号的I和Q分量被RF部件100转换至期望传输频率、被功率放大器120放大并且被天线传输。在不背离本发明的框架的情况下，该架构允许若干变形和修改，并且是非限制性示例。例如收发器可以合成极分量(振幅A和相位φ)而不是笛卡尔分量I和Q。

从基带到所意图的频率的信号转换在该示例中通过在混频器110中将由放大器154所提供的信号与由电路190所生成并且与参考时钟129有关联的本地载波的同相和正交分量混频而被完成。

一旦信号在无线电链路的另一端上被接收，则被图1的收发器的接收部分 处理，所述接收部分包括随后为降频转换级170的低噪声放大器160，所述降频转换级170生成包括一系列啁啾的基带信号，所述基带信号然后由基带解调器180所处理，所述基带解调器180的函数是调制器150的函数的逆并且提供经重构的数字信号182。

如在EP2449690中所讨论的，调制器150合成包括一系列啁啾的基带信号，所述一系列啁啾的频率沿预定时间间隔从初始瞬时值f_0改变至最终瞬时频率f_1。为了简化描述，将假定所有啁啾具有相同的持续时间T，尽管这对于本发明不是绝对的要求。啁啾可以由其瞬时频率的时间分布f(t)或也可以由将信号的相位定义为时间的函数的函数φ(t)描述。啁啾可以具有多个不同分布之一，每个对应于预定调制符号集(alphabet)中的符号。

重要的是，调制器150可以生成具有特定且预定义频率分布的基础啁啾(也称未经调制的啁啾)，或者通过循环地对基础啁啾的频率分布进行时间移位获得的一组可能的经调制的啁啾中的一个。图2a-b图示了基础啁啾和经调制的啁啾的可能的频率和相位分布，而图2c在时域示出了对应的基带信号。

在所描绘的示例中，基础啁啾的频率从t＝t_0处的初始值f_0＝-BW/2线性增加到t＝t_1处的最终值f_1＝BW/2，其中BW代表带宽扩展量，但是下降的啁啾或其它啁啾分布也是可能的。因而，以啁啾的形式对信息进行编码，所述啁啾具有相对于预定基础啁啾的多个可能的循环移位中的一个，每个循环移位对应于可能的调制符号。

优选地，调制器也被布置以合成共轭啁啾并且在信号中插入共轭啁啾，所述共轭啁啾是基础未经调制的啁啾的复共轭。可以将这些看作降频啁啾(down-chirp)，其中频率从f_0＝+(BW)/2的值下降至f_1＝-(BW)/2。

优选地，啁啾的相位由连续函数φ(t)描述，所述连续函数φ(t)在啁啾的开始处和结束处具有相同的值：φ(t_0)＝φ(t_1)。由于如此，信号的相位跨越符号边界是连续的，这是在下文将被称作符号间相位连续性的特征。接收器中的解调器单元180可以将其时间参考与发射器的时间参考对准，并且确定被赋予每个啁啾的循环移位量。评估所接收的啁啾相对于本地时间参考的时间移位的操作在下文可以被称作“去啁啾(dechirp)”，并且能够通过将所接收的啁啾与本地生成的基础啁啾的复共轭相乘并且执行FFT而被实现。FFT的最大值的位置指示移位并且指示调制值。去啁啾方法的其它方式是可能的。

因此，“循环移位值”在下文中可以用于指示时域上的调制，并且“调制位置”或者“峰值位置”表示频域上的调制。我们将用N表示符号长度或等价地扩频因子，用1/BW表示奈奎斯特采样频率，用N/BW表示符号长度。优选地，N是2的幂。在可能的应用中，BW可能是1MHz，并且N等于1024、512或256。载波频率可以在2.45GHz ISM频带。在该特定实施例中，本发明的调制方案可以占用与收发器相同的RF频带，并且可能复用或共享 收发器的RF部分。

因此，经调制的符号是在0和N-1之间的任何数目的基础符号循环移位。0调制值等同于不存在调制。因为N是二的幂，循环移位的值可以被编码在log_2N个比特上。

优选地，通过本发明所发射和接收的信号被组织在包括被合适编码的前导(preamble)和数据段的帧中。所述前导和数据段包括经调制和/或未经调制的一系列啁啾，其允许接收器将其时间参考与发射器的时间参考时间对准、检索信息、执行动作等等。若干种帧结构都是可能的。

根据本发明的方面，发射器和接收器节点优选地具有通信模式和/或测距模式，所述通信模式允许通过经调制的啁啾信号交换数据，在所述测距模式中信号的测距交换在主设备和从设备之间进行，这导致对它们之间距离的评估。从站被布置用于识别测距请求并且发射回测距响应，所述测距响应包含在时间和频率上与测距请求中的啁啾精确对准的啁啾，于是主站能够接收测距响应、相对于其自己的时间参考来分析被包含在其中的啁啾的时间和频率并且估计到从站的距离。

图3示意性地表示可以包括数据分组和/或测距请求的帧的可能结构。所述帧开始于前导并且包括基础(即，未经调制或具有等于零的循环移位)符号的检测序列411，所述前导可以具有与本发明的系统中被交换以用于其他目的的其它帧公共的结构。检测序列411被用于接收器中以检测信号的开始并且优选地执行其时间参考与发射器中时间参考的第一同步。通过对经解调的检测序列进行去啁啾，所述接收器确定移位量。

检测序列的结束由一个或多个(优选为两个)帧同步符号412标记，所述帧同步符号412是采用预定值调制的啁啾，例如，具有调制值4的第一啁啾，采用相对的调制N-4的第二啁啾。优选地，帧同步符号的调制在绝对移位上大 于3个单元从而最小化误差的似然性。作为帧同步标记的单个经调制的符号或者针对几个符号的相同调制值的使用也是可能的，但不是最佳的。

帧同步符号412的预定调制值还可以用作网络签名，允许几个网络共存而不接收彼此的分组。

根据本发明的另一个方面，所述前导优选地包括频率同步符号413，所述频率同步符号413在于作为基础未经调制啁啾的复共轭的一个或多个(优选地两个)啁啾。共轭符号可以由具有与基础啁啾相比不同的带宽或持续时间的啁啾所代替，因而表现出比基础啁啾的频率变化更快或更慢的频率变化。该变形将需要更复杂的接收器，但是另一方面使共轭啁啾自由地用于数据传输。由于啁啾的时间-频率等价属性，调制的视在值(apparent value)将给出频率误差。为了让接收器在时间上对准，在符号413之后插入静默(silence)420。

可选地，报头还包括可以是未经调制的基础啁啾的精细同步符号414，例如并且给出了精细时间和频率同步的机会并允许简单地实现完全一致接收器。它们准许可能单独依赖于频率同步符号413出现的频率偏移的校正。在可替代方案中，在存在较低数据速率的情况下，传输可以使用调制值的缩减集合。

帧的报头部分是数据字段415，其包括例如帧意图用于测距的帧目的的指示以及其需要测距的特定设备的标识码。只有具有等于在报头中所指定的标识码的标识码的该特定设备应当对所述测距请求进行响应。

测距符号416是具有预定时间结构的一连串未经调制的啁啾。在优选的实施例中，它们是一连串未经调制的啁啾，即基础啁啾。

图6示意性地图示在测距交换期间在主设备和从设备中可能的步骤序列。所述交换由主站发起，所述主站发射指明特定从设备的测距请求(步骤201)，并且然后等待(步骤230)适当的响应。所述从站接收请求(步骤300)并且起先如同正常传输那样对它进行处理。其运行检测、时间和频率同步(步骤350)和报头解码的通常步骤。然后其发现所述帧是测距请求并且将所述测距请求ID与其自己的ID比较(步骤352)。如果它们匹配，则其将继续进行接下来的步骤。在该第一阶段期间，所述从站已经估计在主站和其本身之间的频率偏移。该频率偏移被用于计算(步骤356)在其之间的定时漂移，假定定时和频率得自相同的时间参考。然后所述从站执行测距特定步骤：

a-测距同步(步骤357)：这是用于与由主站所发射的测距符号在时间上对 准。的确，就在报头之后可能有时间偏移，因为所述报头对于小时间偏移是健壮的。

b-测距计算(步骤359)。对于每个符号，执行经调整的去啁啾操作。不同的本地啁啾被合成用于对每个符号进行去啁啾，以便针对定时漂移而进行调整：首先，所述啁啾的斜率被修改与晶体偏移对应的非常小的部分。其次，所述啁啾的开始频率被修改以适应自测距同步时刻以来所累积的定时误差，该值等于每符号的符号索引(symbol index)乘以所评估的定时漂移。此处我们使用意味着时间偏移在一些方面中等价于频率偏移的啁啾的完全频率-时间等价以及以下事实：这些补偿是非常小的，典型地具有一些PPM，并且将不使信号偏离信道。在可替换方案中，接收器可以在时间上内插，但是这将更复杂。

在FFT之后，在预期位置(频段(bin)0，没有调制)处的输出的相对值与其邻居相比较。然后内插被执行以找到精细定时(步骤362)。这相当于(amount to)根据没有被确切置于期望频率上的FFT值的离散观测来评估正弦曲线的频率，并且能够以各种方式来执行。

对若干符号一起求平均以得到精细定时估计。这允许从站确定确切定时时刻，在所述确切定时时刻通过把从报头所确定(步骤350)的粗糙定时移位和精细定时移位、由表达式Ranging_symbols_numbers x(symbol_duration+timing_drift_per_symbol)所给出的测距序列的持续时间和预定测距响应偏移加在一起来发射响应。所述从站因而等待直到定时时刻为止(步骤364)并且发射测距响应(步骤367)。

所述测距响应偏移是预定时间间隔，所述预定时间间隔适应处理时间并且使用在从站的接收和发射无线电内部的延迟。假定所述估计是正确的，则在天线处的信号的测距响应开始时间应当等于所接收请求的开始时间加上固定偏移(优选地对应于整数数目的符号)。所述测距响应偏移可以是恒定的或被自适应地调整以便补偿温度改变或其它漂移源。

重要地，通过确定粗糙和精细时间移位估计和定时漂移，由于包括如以上所解释的经啁啾调制的信号的测距请求的特殊属性，本发明的从设备能够基于被包含在测距请求中的啁啾的时间和频率来确定其自己的时间参考相对于主站的时间参考的时间和频率移位。

所述测距响应由若干未经调制的啁啾构成。优选地，在测距计算中，与经 调整的去啁啾步骤359期间相比，相同的补偿被使用：斜率补偿加上定时漂移累积补偿。根据所估计的频率，这附加于发射频率的补偿而发生。以这种方式，所述测距响应在时间和频率上与所述主站的时间参考精确对准。

此处，重要的是注意到，所述系统对于频率偏移中的小误差是健壮的。如果小误差出现，则接收频率和发射频率将是略微错误的，然而定时漂移估计将几乎是正确的。这是因为，定时漂移估计是将所估计的频率除以载波频率。例如在868MHz处，120Hz的误差(其是使用4096的扩频因子和500KHz的带宽的全FFT频段的不太可能的误差)导致仅仅0.13ppm的误差：这将给出仅1.5米测距误差。其次，由于所述响应与所述请求是时间对准的，如果在所估计的频率中有误差，则其将由时间同步中成比例的误差所补偿，使得接收信号和解调信号的frequency(频率)＝f(time(时间))的函数是对准的。未同步的影响于是只是所接收能量的微小降级。

这两个效应在图4a和4b中被图示，所述图4a和4b绘制在主站中和在从站中一系列啁啾的瞬时频率。在主设备中所生成的啁啾由双线表示，而关于从设备的那些由单线描绘。实线指示在主站和从站之间所传输的信号，而虚线代表用于去啁啾的本地信号，例如：

图4a示出所述方案对于来自从站的小频率估计误差是健壮的，图4b示出定时补偿的重要性。

现在回到图6，在主站侧上，测距响应的接收(步骤231)不需要同步步骤。主站假定频率和定时是完美对准的。测距响应不需要嵌入频率估计符号。主站仅估计定时，在没有补偿的测距计算中确切地执行与从站相同的步骤(236和240)。这简化调制解调器，因为测距核对主站和从站这两者是公共的。

优选地，本发明包括分集合并(diversity combining)以改进距离估计的可靠性和精度。通过分集，此处意图的是在相同设备之间执行若干测距测量。这些测量可以用不同的交换接连进行、在相同交换期间并行进行或这两者。

优选地，分集合并基于接收信号强度指示。与低于给定阈值的RSSI对应的测量被舍弃。然后，对剩余的测量求平均以得到初始距离估计。在线性尺度中使用RSSI作为权重来对估计求加权平均也是可能的。

在可能的实现方式中，所应用的阈值大约6dB：具有比测量集的最大RSSI低6dB的关联的RSSI的测距测量被舍弃。该阈值来自实验数据。

如果空间(即天线分集)和频率分集这两者都被使用，则优选地针对每个天线来计算阈值。

一旦所选择的测量的平均值是可用的，则距离估计针对多径而被补偿。视线情况下，与单径相比，多径的平均效应是会增大所测量的飞行时间。因为距离由直接路径的测量更好地表示，该补偿是重要的。因为本发明的系统由于其窄带而通常不能够解析信道的时间结构(即，解析单独回声(echo))，适当的补偿能够相当大地改进距离估计的可靠性。

在设备之间的距离越长，则传播信道的延迟扩展越大。然而，延迟扩展的影响被限制：在比系统的时间分辨率更长的延迟之后发生的回声不修改距离估计。

在非常短的距离处(在几米以下)，信道的功率分布快速衰退。我们观测到，距离越短，多径的影响越低。实际上对于在设备之间零距离的限制情况来说，直接路径非常多地支配回声，以便其影响是非常小的。

该行为已经从实验数据确定；图5图示被用于从受多径影响的距离估计提取真实距离的可能的补偿曲线。使用各种长度的RF电缆的测量证实，空中的无线电传播是该依赖距离的测距偏置的来源。

本发明优选地包括自动自适应测量，例如速率自适应、用于分集的自适应跳频和对在“找到我的物品”应用中的一对设备的执行自动校准的能力。

自适应速率被用于最大化网络容量或链路容量。本发明的系统优选地能够基于信道状态而适配信号的频率和/或带宽和/或扩频因子。

通过进行速率自适应，如果信噪比足够好，则测量速率可以被增大。与传输系统相比，利用相同的方案来完成速率自适应：改变扩频因子；使用通信路径来交换扩频因子的值。更短的测量能够提供由于更平均而引起的更高的准确度、追踪更多项目或节省功率。

自适应跳频是特别是在2.4GHz ISM频带中非常有用的特征，因为2.4GHz ISM频带被许多其它应用挤满。因为本发明的系统是窄带，其甚至当大多数频带被使用时也可以提供测距服务。这不能通过较小灵活的较宽带系统完成。可以通过各种已知方法确定最佳频率，并且使用通信路径来传输关于跳频序列的足够的信息。

本发明的系统优选地被布置以使用依赖距离的测距误差来自动校准测距测 量。如在图5中所示出的，随着距离减小，所估计的距离对距离的斜率增大直到对于例如小于15米的非常接近的距离为5的斜率。在典型点对点应用中，以步行速度的用户将要瞄准所搜寻的人或物，因而可以假定，真实距离的改变速率或多或少是恒定的并且被限制于例如1.5m/s。一旦在未被补偿的距离估计(在2中所描述的偏置补偿之前)中有突变并且如果对应的速度过高以致不能是行人速度，则系统可以推断，到所搜索对象的真实距离小于15米。这能够被用于修改主设备的校准，以补偿主站的、或更可能为从站(所搜索设备)的校准误差。所修改的主站校准实际上改进所述对的校准。相反地，如果距离估计低于15米，但是如果同时未被补偿的距离估计以行人速度变化，那么系统可以检测误差并且增大所估计的距离，因为对于短距离来说，估计应当更快速地变化。该自动校准仅当设备是接近的时发生，这正是当它被需要的时候。具有自动校准(其中所估计距离的改变速率被用作真实距离的指示)，改进系统中的置信度，其中可以让设备长时段内没有测距活动。

由于系统提供的长距离，本发明能够操作于高度阻碍的条件中。在这些情形中，测距估计将仍然是几乎准确的，因为其是基于飞行时间测量的。然后，比较距离估计与平均接收信号强度，本发明能够建立并显示阻碍指示。计算该指示的一种方式是首先计算路径损耗指数，其在视线的情况下应当等于2。路径损耗指数是这样的使得接收功率与距离乘指数幂成反比。为此，需要发射功率的知识，但是该信息不需要是高度准确的，因为阻碍效应通常是占优势的。可能的阻碍指示通过从路径损耗指数减2而得到并且将该数目报告给用户。

对于其中用户具有手持设备的应用，阻碍指示可以是随着阻碍增加而在大小上增长和/或改变颜色的条(bar)。这样，手持设备能够同时报告所估计的距离和所估计的阻碍。阻碍级别可以被用作方向提示：室外，当阻碍高时，其经常指示用户的身体正阻碍信号，并且面向不同方向能够确认这点。室内，高阻碍级别指示用户正瞄准的物体不在相同房间/楼层中。这对于该应用是非常方便的信息，如由若干测试所证明的。

图7表示根据本发明的方面的定位系统，所述定位系统允许确定移动设备510的位置。设备510能够通过包括如以上所解释的一系列啁啾的无线电信号来与多个定位设备521-524进行通信。

定位设备521-524充当信标并且能够通过适合的数据链路540进行通信。数 据链路540可以是例如也基于啁啾调制无线电信号或基于任何适合的通信标准的无线无线电链路，或基于电缆、电纤维或任何其它适当数据传输装置的有线链路。重要地，数据链路540允许使设备521-524的相应时间参考同步，如在本领域中所已知的。所述图表示其间互连并且互相同步其时钟的定位设备521-524，但是在未表示的变形中，它们可以代替地将其时间参考与公共主参考同步。

定位设备521-524优选地是固定的或至少缓慢移动，并且其位置或至少其相对于彼此的相对位置是精确已知的。

定位系统也包括至少一个解算器(solver)设备560，所述解算器设备560知道定位设备521-524的位置并且能够与其交换数据，以便计算移动设备510的位置，如将被进一步解释的。即使概括地讲，解算器设备560在此处被表示为与定位设备521-524是物理上不同的，但这并不是本发明的限制特征，并且事实上每个定位设备521-524或同时它们所有可以充当解算器，在这种情况下，链路540可以被用于时钟同步和数据交换这两者。

优选地，移动设备向所有定位设备发射测距请求535，例如如在图3中所格式化的。每个定位设备接收测距请求535并且以相同方式(应用图6的步骤350-362)来对所述测距请求535进行解码，但是每个定位设备将确定不同的测距响应偏移，因为每个离移动设备510都具有不同的距离。

在该点处，所述定位方法偏离先前的示例，在于代替生成测距响应，偏移被传输到解算器设备560，所述解算器设备560计算移动设备560相对于定位设备521-524的位置。为此，需要的是，足够数目的定位设备确定偏移。在通常情况下，解算器将必须求解包括四个未知量的系统：移动设备510的坐标x，y，z和其时钟的偏移Δt，因此来自四个独立定位设备的至少四个偏移需要被确定。求解这种系统的方法在本领域中是已知的。

根据在图8中所表示的示例，移动节点的位置可以在节点自身中被确定。在这种情况下，多个固定的定位信标521-524如以上所提及的使其时间参考由链路540同步并且同时或以预定时间间隔发出包括例如如在图3中的啁啾的测距序列。如参考图6所解释的，移动设备510能够估计相对时间偏移。因为定位节点的时间参考是同步的，假如移动设备510至少确定来自四个独立定位设备的延迟并且知道其位置，则所述移动设备510能够确定其自己的坐标x，y，z和其 时钟的偏移Δt。

重要地，在最后两个示例中，移动节点510的位置从未被传输并且其仅被解算器560或在后者中被移动设备510已知。

窄带接入关键特征

本发明的通信设备包括窄带双向数据传输接口，其物理层被组织为适合无线电频谱的受限部分。本发明的设备优选地采用频分方案(FDD)，以使得窄带通信的物理层例如适合于200kHz上行链路频带和200kHz下行链路频带，每个频带被划分成适当数目的子信道。然而，其它带宽是可能的。网络优选地涉及可以经由相应无线电接口与移动节点通信并且在其之间通过有线或无线数据链路通信的多个固定基站收发信站(BTS)。

在典型的IoT场景中，所部署的设备是非常低复杂度的超低功率移动设备(MS)。优选地，不同小区之间的频率复用因子是1，以完全移除针对最简单设备的切换开销。所有基站收发信站(BTS)可以被配置为解调完整集合的子信道。因此，当改变小区时，移动设备并不必管理切换。考虑到要处理的信号的非常窄的带宽，小区间协作解调也是一种可能的改进。

在本发明的可能实施例中，网络固定基础设施可以由电话运营商提供并可以与现有的电话基础设施结合。窄带通信可以是运营商所有的许可频带中已停用的GSM信道或者任何当前未占用频谱。操作的优选频带是700到950MHz频带，由于其同时表现出良好的室内穿透性、极其良好的传播性，并且具有小型天线，适用于尺寸受限对象。

与仅使用以122比特/秒的来自MS的17dBm(50mW)RF输出功率的GSM相比，仿真和测试已经示出所提出的窄带方式在链路预算中实现了20dB的改进。当路径损耗允许它时，MS数据速率可以增加直到7.8千比特/秒。

窄带上行链路和下行链路信道被布置为将到相邻蜂窝信道的频谱泄露最小化。

优选地，扩频(啁啾调制)信标信号在窄带下行链路信道的相同频谱块上持续广播。所采用的不同调制方案准许在特定条件下，在相同频带上扩频和窄带信号共存，如将在后面解释。扩频允许MS的非常快速的健壮频率获取以及对准。

低RF输出功率允许在MS中使用完全集成的收发器(包括功率放大器和天 线切换器)。这还允许仅能处理非常低峰值电流的小型且低成本电池的使用。

窄带上行链路

优选的，无线电频谱的上行链路频带被组织成适当数目的子信道。在示例中，200kHz上行链路窄带FDMA系统可以被组织成具有不同宽度和符号速率的72个上行链路子信道，如下：

基于M2M部署中扩展的典型上行链路裕度的仿真和体验选择上述布置。只要总频谱使用保持在所分配的带宽内，就可以自由改变再分割。优选地，最宽信道保持在中央以最小化频谱泄露。在每一侧允许保护频带以保证相邻蜂窝上行链路的共存。

图9图示了该示例性分布：频带的中央被较宽的、高容量信道921占用，而越来越窄的信道922、923、924、925、926连续地位于侧面。

最窄信道在每一侧并且信道位于中央的该配置使频谱泄露最小化。为了更好地说明，图9示出了之前绘图的频谱的一部分，其中最左侧的16个400Hz信道之后是首先的2个800Hz信道。

可以在本发明的框架下提出并实现若干调制方案。在优选实施例中，所有上行链路信道是采用如GSM的0.3的BT积调制的GMSK。每个信道的符号速率等于信道带宽乘以0.61。相邻信道之间的抑制好于80dB，并且，因此实时功率控制环并非必须的。有利地，所有所需的时钟可以从32MHz XTAL得出。

MS的慢速数据速率自适应和/或功率控制系统可以被包括在在本发明中，并且对于整体网络容量将是有益的。

除了自适应数据速率和功率控制之外，移动站还被设定为优选地取决于其链路质量使用某些信道。具有良好链路质量的MS被分组在一起；具有较低链路质量的MS也被分组在一起。所述分组针对给定带宽来执行，并且是沿着频 率集逐步的。例如，较低频率信道获得具有最低链路质量的MS，即最低链路裕度或者最低数目的接收基站，然后频率越高，MS链路质量越好：较高链路裕度或较高数目的接收基站。该分配可以由网络，或者由MS基于信标级别和接收的信标数目自动进行。在该变形中，端点选择取决于链路质量测量的用于窄带传输的中心频率。

基于链路质量的该MS分组的优点是保护以较低信号接收的“弱设备”不受以较高链路裕度逼近MS的“强设备”信号影响。这样，由于接入是ALOHA，强信号和弱信号趋向于一起冲突。如果强MS信号和弱MS信号冲突，则存在弱MS一直不被接收的高概率，甚至在由复用因子为1产生的宏分集的情况下。当在两个强MS之间发生冲突时，存在较大的概率的是：一个MS信号将在一个基站上被正确接收，而另一个在另一网关上被正确接收。

与固定位置的设备相比，该技术可以扩展到真正的移动MS：对于这些节点，功率控制将不太高效，因此最好是将其移动远离边缘MS信道。

在基于冲突的介质接入中，保护具有最低成功概率的MS是非常重要的，因为业务质量水平由最差执行的MS驱动。注意，这里所详述的机制并非最大化吞吐量：为此随机信道选择将是较好的，但是这将阻止最弱MS可靠地通信。

可以在本发明的框架内采用任何可用纠错码。在有利的变形中，所使用的纠错码是具有1、3/4、或1/2码率的卷积码。3/4码率通过对1/2码率打孔获得。

申请人已经开发了一种解调过程，其可以实现在BTS中，其提供在帧期间抗频率漂移的健壮性，并且不需要导频符号。除了上行链路帧的前导部分之外，所有符号携带数据，没有导频符号。与发射模式的低电流消耗以及降低的热效应相关联，这应允许使用正常XTAL。

窄带下行链路

在优选示例中，除了所使用的最窄信道带宽是3200Hz以及窄信道被布置在频带中心之外，下行链路200kHz块与上行链路类似地被组织。

优选地，下行链路还特征在于用于快速MS频率和定时获取的交叠扩频信标，并且相同的调制和编码方案用于上行链路和下行链路窄带子信道。

信标的3dB带宽优选地被包括在窄带下行链路频谱中。在优选示例中，其是125kHz宽，并且以200kHz下行链路块的中央为中心，如图11所示。

通过合适的裕度，例如7dB，该信标的发射功率被设定为低于使用相同频谱的交叠子信道的最大聚合下行链路功率。测试和仿真已经示出在这些条件中，对于-9.5dB的SINR，信标信号可以由MS以BLER＜1％解调，因此，在所有交叠下行链路子信道被同时发射的情况下具有2.5dB的裕度。

扩频信标信号的发射功率也使得较宽的窄带下行链路信道体验足够好的信噪比。接收窄带GMSK调制的良好SIR值是10dB。端点所见的干扰对应于GMSK带宽，其低于总CSS干扰。此处，为了正确接收，GMSK带宽应当小于3.5KHz。优选地，当必要时，信标信号可以被选择性地去激活。例如，当任何6.4kHz下行链路信道932被使用时，或者当最中心的12.8KHz信道931被使用时，可以停止信标传输。当一个或若干个3.2KHz信道933被使用时，可以同时发射信标信号，在这种情况中，可以由端点解调信标和GMSK信道二者。

对于下行链路，最宽信道位于每一侧，由于其表现出最低功率谱密度以及支配的频谱外泄露机制，其预期为非线性BTS功率放大器。

信标

使用LoRA调制发射信标下行链路信号。扩频因子应当被选择成在下行链路信标最大耦合损耗和信标获取时间(因此终端设备的能量消耗)之间达成平衡。在优选的实现中，扩频因子是128(SF7)或者512(SF9)并且带宽是125kHz。下表给出了下行链路信标最大耦合损耗和相关联的周期的概览。适当超过GSM20dB的耦合损耗是可实现的。有利地，这允许不能实现天线分集和可能在下行链路频谱块中体验深度衰减的小型终端设备。

信标允许MS在200毫秒内在载波频率以+/-122Hz的准确度估计其频率误差(例如在900Mhz的id 0.13ppm)，对即刻获得信标的设备XTAL容差是+/-30ppm，其是通过所有批量生产的XTAL实现的稳定性，包括产品变化、温度和老化。扩频信标还允许具有+/-200ppm容差的基于超低成本MEM的时间参考，假设首先执行序列搜索。随后的老化和温度漂移落在+/-30ppm范围内并且被信标解调所容忍。

信标的该使用允许高效的上行链路FDMA接入，甚至在超窄带子信道的情况下。

信标还可以携带定时信息使得MS能够同步下行链路接收或下行链路多播。信标由参与网络的所有BTS同步发送，在BTS之间所需的定时对准是+/-4微秒。

链路预算分析：窄带模式

下表给出了对于最小比特率100比特/秒的最大耦合损耗的计算。

使用下述参数：

·200符号/秒GMSK，BT＝0.3具有1/2维特比编码

·22符号前导

·20字节净荷

·对于下行链路1T1R，对于上行链路1T1R

·分组错误率：10％

·传输期间0.1ppm频率漂移。

该表还给出了假设SF7(最快可用信标速率)的下行链路信标最大耦合损耗。

(*)如果实现1T2R在上行链路耦合损耗上预期2dB的改进。

每当数据速率加倍时，其导致最大耦合损耗的3dB的降级。

窄带物理层容量

已经对如上述示例中配置的200kHz频谱块的上行链路容量进行了仿真。引入下述假设：

·100字节上行链路+13字节协议开销(典型图形成用于小型MS的协议)

·在每个子信道中的ALOHA接入，上行链路是随机的并且没有被调度

·BTS天线具有+14dB的前增益，-30dB的后隔离

·每个BTS具有3扇区天线

·向下倾斜使得BTS天线表现出在站点间距离的两倍处具有10db前增益降低

·终端设备是静态的，慢速功率控制环可以使终端设备输出功率衰减调节20dB，保持至少10dB的解调裕度。

·路径损耗是120.9+37.6log10(距离)+8dB log正态随机

·在该路径损耗之上，添加均匀分布0到40dB附加穿透损耗，因此，仿真对应于均匀扩展的室外到深度室内设备的混合。

·终端设备地理分布是均匀的。

·频率复用为1，没有小区频率规划。

·对于每一次传输，终端设备执行随机跳频

·终端设备最大输出是+20dBm或者+14dBm，具有-4dB全球天线效率(紧凑900MHz天线)

·1T1R天线配置，BTS侧的极化分集没有被仿真。

对于每个站点间距离，每小时上行链路的数目逐步增加直到10％最弱的终端设备表现出20％分组错误率。在图12中概括了该结果。数据系列914对应于+14dBm的输出功率，920数据系列相对于+20dBm的输出功率。

扩频上行链路和下行链路

优选地，移动节点(在蜂窝通信领域也指示为移动站或MS)和BTS还被配置为在单独的200kHz FDD频谱块发射接收扩频啁啾调制信号以实现与快速移动的节点的数据通信和静态和移动节点的定位。

优选地，在上行链路和下行链路二者上都使用啁啾扩频。对于此选择的原因是：

·BTS侧具有单个接收和单个发射的情况下灵敏度为-142dBm，MS侧灵敏度为-138dBm。对于短分组，LoRa调制具有非常好的Eb/No效率。

·在发射侧恒定包络还用于低功率。

·MS接收器的低复杂度和功率消耗，尤其针对频率同步。完整的调制器/ 解调器硬件实现表示低于15万个门。

·在高速移动信道方面的非常好的性能，由于接收在符号级相干，但是在帧持续时间上并不相干。

·定位能力：如果它们可以被多个BTS接收，则通过到达时间差异(TDOA)原理，所有上行链路传输可以被定位。所测量的准确性在10到100米之间，取决于传播条件和接收空间分集。

网络部署使用频率复用1。所有上行链路(相应地下行链路)传输使用相同的上行链路(相应地下行链路)200kHz块。如果若干200kHz信道可用，则不同的速率被分配到不同信道以最大化整体容量。

LoRa调制信道的功率谱密度可以适合于GSM频谱屏蔽中的舒适裕度，如图13所示。虚线区域952对应于LoRa调制信道的功率密度，曲线953是GSM屏蔽。

假设满足所需的SNIR条件，则可以由BTS同时解调使用不同扩频因子的同时上行链路。不同的扩频因子是相互噪声相似的。在MS上行链路之间并不需要任何同步。

扩频调制细节

如已经讨论的，LoRa调制可以使用不同的同时扩频因子(SF)。在优选的实现方式中，定义了从32到4096的因子，但是这并不是本发明的必要特征。芯片速率例如是125Ksps。对于每个扩频因子，定义了两个扩频码，升频啁啾(up chirp)和降频啁啾。

调制依赖于基础啁啾的循环移位，其可以编码SF比特。该符号的相位并不携带信息。该调制方案可以看做是正交序列调制：在2^SF种可能之中的一个序列被选择并发射。

在FEC之前符号持续时间以及原始数据速率如下所示：

所使用的帧结构在图3中表示，其中每个矩形表示一个符号。

前向纠错

若干纠错方案是可能的。优选地，使用非常简单的方案以允许非常简单的接收器实现方式。在可能的示例中，在报头中，使用具有奇偶校验比特的(8，4)汉明码，连同在8个编码符号上的对角交织。对于净荷，可以使用相同的方案，但是更高速率是优选的，例如，(5，4)奇偶校验码。下面给出整体方案的SNR性能，对于以10％PER的20字节数据帧。假设5dB的噪声因数，还示出了单个接收天线的灵敏度。

具有与解调器中所编程的不同的扩频因子的发射看上去像噪声一样而没有任何定时同步。

定位原理

图14表示根据本发明的方面的被布置用于定位移动节点510的可能的基础设施。在该示例中，定位依赖于移动站的精确同步，并且不需要任何下行链路。移动节点510发射啁啾调制LoRa测距信号，其被多个接收站521-524接收。在可能的定位模式中，接收站具有公共时间参考，例如GPS同步时钟576。接收站从移动站510接收信号并记录接收的绝对值。仅在帧的前导部分上(例如图3中结构化的帧的符号411、412、413和414上)执行该加时间戳。

如上所解释的，啁啾调制信号的频谱属性允许频率移位的非常精细的估计，这足以估计多普勒速率。可以组合来自若干站的频率移位估计以确定或估计移动节点设备510的速率和航向。TDOA解算器560通过合适的有线或无线连接(例如IP连接)被连接到接收站，并且作为针对每个接收天线(以及每个极化)的输入而接收：精确到达时间、RSSI、估计的频率误差以及扇区信息。准确性主要受限于多径并且在10m到100m之间。室外准确性优于室内。只要信号水平高于解调阈值10dB，则通过多径损害和GPS定时参考准确性驱动时间戳准确性。在直接视线中，对于单个测量，所测量的时间戳准确性大约35ns RMA，其转换为3米的RMS定位准确性。在若干传输上做平均可以进一步降低不确定性。 通过引起信道分集，若干200kHz信道之间的跳频还改进了性能。

扩频数据和定位能力评估

上行链路

假设单个上行链路200kHz信道，已经仿真了LoRa调制上行链路信道(从移动节点到基站)的上行链路性能，其中所有基站被调谐到相同频率(频率复用为1)，没有功率控制，或自适应数据速率。每个节点随机选择扩频因子5、6或7，其中SF7两倍于SF6，继而两倍于SF5。发生冲突，并且仿真增加负载直到冲突率达到10％。帧净荷是20字节。该使用情形表示室外以及适度的室内追踪。在目标负载，80％冲突位于相同扩频码内，并且20％由其他码干扰引起。

通过使用扩频因子10、11、12代替5、6、7可能将链路裕度增加大约12.5dB，这将赋予更好的穿透性以到达深度室内节点，代价是32倍降低的网络容量。优选地，该模式应被保留用于预定的业务，例如以按需定位丢失的、深度室内物品。

图15a-b绘制出以站点间距离为函数的所服务的用户数目以及接收BTS的平均数目。该数目很快大于5，这意味着TDOA解算在超定(over-determined)系统上操作。

下行链路

在相同的场景中，下行链路容量。在相同时间发射SF5、SF6、SF7是可能的，假设SF6帧具有-2.1dB的功率偏移，并且SF7具有-4.0dB的功率偏移。这样，可以以3.4dB的SIR裕度接收所有的3个速率。假设下行链路被网络集中调度，以使得站的四分之一在给定时间发射，上述场景的下行链路容量是每个基站每小时100000服务用户(20字节帧)。

链路预算分析：LoRa扩频模式

下表给出了用于290比特/秒的LoRa最小比特率的最大耦合损耗的计算。使用了下述参数。

·125kHz BW LoRa调制

·20字节净荷

·1T1R用于下行链路，1T1R用于上行链路

·分组错误率：10％

·在传输期间0.5ppm频率漂移

·BTS同时发射直到4个不同扩频因子

(*)如果实现1T2R，则在上行链路耦合损耗上预期2dB的改进。

(**)对称数据速率考虑用于上行链路和下行链路以最小化BTS所需的发射功率。当然如果输出，在下行链路上使用更高的数据速率是可能的。

终端设备实现方式

如果UE设备的最大输出功率＜＝20dBm，则该方案可以完全集成在包括协议栈和单个用户应用的单个芯片中。

UE然后包括SOC、低成本XTAL、用于时间保持的32kHz钟表晶体、接收器路径上的可选SAW滤波器、可选天线切换器(仅在设计包括SAW滤波器的情况下需要)。

现有的无线电收发器集成了在本提议中呈现的整个物理层(对于上行链路和下行链路二者的LoRa扩频和窄带GMSK二者)并且使用90nm CMOS技术中的5mm2。该设备的成本小于1美元。

在下表中概括了UE关键特征。电流消耗独立于调制(LoRa或者窄带 GMSK)。

(*)天线匹配是频带特定的

电池寿命

所有场景包括恒定的1.5uA平台泄露。对于每小时100字节的上行链路和10年的操作寿命，需要下述电池容量。

表：每小时100字节上行链路+确认

(*)利用特定低自放电电池化学可以获得10年的操作，然而，该电池化学并不与+20dB传输所需的电流脉冲兼容。对于该操作模式，可以增加与电池并联的超级电容(super-cap)或者HLC电池。在+14dBm的操作是可能的，而没有并联元件，并且使得能够实现用于UE的较低成本。

(**)对于该场景，平台RTC电流以及泄露开始显著地起作用。假设完全异步接入的没有RTC的相同场景也给出以得到信息。

下表给出了用于定位操作的所需的电池容量。在该情形中，被发送的净荷假设为10字节，因为所预期的主要信息是设备的位置。设备操作于+14dBm，由于5％最困难的深度室内情形中的定位不表示应用的主要情形。

表1：每小时10字节上行链路+定位+确认

(*)对于该模式，1.5uA的平台泄露成主导。移除32kHz RTC将该电流降低了1uA并且电流消耗几乎折半。当然，这仅在平台微控制器和关联的存储器泄露保持为最小的情况下是相关的。这里假设ARM M0内核具有128千字节闪存。

确定电池寿命的主要贡献者将是信道接入协议的复杂度，并且尤其是设备是否能够执行异步随机上行链路或者所有事务是否都必须被调度。这里给出的数目假设短信标获取以在非调度上行链路和确认接收之后执行频率对准。

调制性能

在该物理层提议中所使用的两种调制具有非常相当的性能。图16绘制了具有1/2维特比编码的窄带GMSK到LoRa扩频调制的分组错误率相对于每比特能量的性能。独立于所使用的调制，最大链路预算仅是所使用的数据速率的函数。

本发明允许：

·具有大于160dB耦合损耗的频谱高效的窄带超低功率通信信道。

·具有大于160dB耦合损耗的扩频、抗快速衰落的移动终端设备定位。

·由小于500mA/h的电池供电的极低功率对象的连接。

这通过均操作于GSM类200kHz FDD频谱块的两个不同物理层来实现。多个块可以用于增加的容量。

在GSM类覆盖的情况下，使用来自锂原电池的小于200mA/h，设备可以在10年期间每小时报告100字节。这仅在假设允许并不需要复杂调度的非常简单 的异步接入协议下是可能的。

定位是物联网IoT的一个关键使能器。低吞吐量网络(诸如LoRa)非常良好地适合于解决IoT的低功率、长电池寿命、长距离以及低成本部分。

为了实现端点的低复杂度(以及成本)，要做的最简单事情是增强网络以使得其可以定位数据传输。这允许从网络定位仅发射节点：对于安全应用，这是非常好的，由于仅发射设备是在所有接收站上阻塞的困难！

基于测距侦察的自定位LoRa网络

功率损耗和容量这二者都激发了具有仅侦听节点的系统设计。

·在功率消耗侧，在发射功率和接收功率之间存在巨大差异。该消耗比率可以达到20或者更多，当需要20dBm或者更多发射功率时。

·在容量侧，清楚的是，其中基站广播定位使能的帧的系统最大化自定位容量。如果端点并不需要报告回其位置，则该容量实际上是没有限制的。

·然而，自定位端点将具有比仅有数据能力的端点更高的复杂度。

原理是使节点处于“测距侦察模式”，侦听基站之间的规律的测距交换。图17图示了测距模式的原理：“A”和“B”是两个基站，其位置是已知的，在两者之间交换LoRa测距分组。具体地，“A”用作测距主站并向“B”发送LoRa调制测距请求消息543，“B”用LoRa调制回复545进行回复。由于在基站之间的交换，距离d1是已知的，并且测距主站和从站位置也是已知的。测距交换的结果，即，飞行时间测量，也可以被广播，这是比知道d1更直接的补偿站之间传播的方式。移动节点“E”也接收测距请求(箭头548)和回复(箭头549)并使用LoRa调制的定时属性确定传播时间差异d3-d2。重要地，如在EP2449690中所解释的，由节点E计算的时间差异并不受其内部时间参考的漂移和误差影响，而是具有与主节点“A”的时间参考相同的精确性。每个测距侦察时间差异可以将节点定位在d3-d2＝恒定曲线上。该曲线是半双曲线。可以通过到达时间差异技术或者其它已知算法执行针对定位的求解。

在该布置中独特的是其并不需要基站同步。因此，可以在GPS对基站不可用的位置有利地使用，或者可以用于提供并不依赖于GPS可用性的系统。

我们的测试示出，合理量的分集可以相当大地改进定位性能。分集可以是天线分集，或者频率分集。重要的是，我们的测试已经示出发射侧独自的天线分集已经提供了精确性方面的非常改进，而端点处的多个天线(图17中的“E” 节点)并不是绝对必要的。在主站(A)或从站(B)端选择不同的天线和频率，端点在不同传播条件下接收消息548、549。优选地，主-从A、B对提供分集，即在时间上、在不同天线和/或频率上重复交换。使用相同参数的之前测距交换的结果可以被嵌入在测距请求帧的报头中，可替代地，可以嵌入之前结果的平均。在单个从站进行响应的情况下，这是广播测距结果的方便的方式。

因此，根据本发明的该方面，网络被这样组织，使得基站在其之间交换测距请求和响应，并且移动节点通过被动地侦听测距请求和响应、可能还基于基站的位置的知识确定其位置，由此位置可以被移动站提前知道、在数据库中可用、或者由基站广播。

测距请求和回复的交换可以是随机的，或者根据规划。优选地，网络规划使得接近的基站不在相同时间在相同频率上执行测距交换以避免冲突。而且，交换中的基站不应太接近，由于除了别的之外，“E”节点的定位方面的精确性尤其由A-B基线的长度确定。特别地，位于同处(co-location)被禁止。如果根据规律的网格叠加网络小区，或者如果小区间距离分布于定义的平均网格尺寸周围，则已经发现优选的是交换在间距为平均网格尺寸两倍的基站之间。

优选地，不同基站对之间的本地测距交换不应同时发生，以允许端点侦听所有交换。通过网络控制的广播，测距交换在每个时间单元具有高得多的容量，由于可以避免冲突。当然，我们需要考虑工作循环限制，当它们适用时。

尤其期望测距对的布置应使得在每个位置，在至少两个方向(例如北南和东西)上存在测距对。这将使得双曲线交叉更可靠。图18图示了对被动定位有利的可能的网络规划。这里，基站或者网关523(不是所有的网关都被标记)被布置在规律的网格中，但是即使它们是更随机或不太随机分布的，该布置也是成功的。网关以它们在第一方向(例如南北方向)(三角形)或者在另一独立方向(例如东西方向)(圆形)与伙伴进行测距交换804(不是所有交换都被标记)的方式配对。所交换的定位以使得它们并不同时发生、或者至少它们不在如此接近以至于可被终端节点同时接收的对之间同时发生的方式来规划。

移动终端节点510(十字形)可以从沿着不同定向的多个基线布置的若干不同站被动地接收测距交换806(并非所有接收线都被标记)。在图18的示例中，移动节点可以从在至少4个不同基线(两条水平，两条垂直)的末端发射的信号计算到达时间差异，并且以此方式确定其位置。从基线的相对端接收的每一 对测距信号将移动节点定位为在通常是双曲线分支的位置线810上。该变形的部署确保通过合适数目的双曲线的交叉来定位移动节点。由于基线沿着不同方向定向，例如接近直角，对应位置线同样相交，例如也接近直角。这改进了定位的精确性。

本发明并不需要所有网关是测距对的部分。事实上，这在位置数据库简化以及数据传输减少方面是有利的，如果仅仅网关的子集参与测距交换的话。

测距请求帧包括测距从站ID，以及测距主站ID二者。这是与标准LoRa测距帧的差异，然而，对于某些扩频因子，存在对于主站ID可用的比特。

本发明也并不需要端点完全独自计算其位置，尽管如果它们具有基站位置的知识可以这样做。然而，在本发明的变形中，需要定位的端点将向网络基础设施发射时间差异连同RSSI，并且将为其计算其位置。优选地，在终端节点中执行滤波的第一步骤，这仅仅需要报告一个时间差异值、平均RSSI以及针对每个测距对的ID。

在带宽使用方面，使若干网关响应相同的测距请求也是可能以及有利的。响应同时发生，但是其并不在啁啾空间交叠，这是由于它们按在从节点(B)中生成的延迟在时间上故意移位。该移位可以是网络规划的部分。例如，对于向北网关移位0，对于向东网关移位T/4，对于向南网关移位T/2，以及对于向西网关移位3*T/4。在SF7，125kHz带宽，T/4对应于32个采样，也就是在光速下76km。网关间距将比这更小，因此没有端点可以发生混淆：北边响应将一直在东边响应之前接收到，等等。这意味着甚至不需要明确标识哪个网关进行响应。可以在本发明的框架中设想其它移位方案，应理解的是移位针对每个测距交换而被预先确定或者是可算法导出的，以使得可以确定终端节点(E)处的到达时间差异。

下面示出了测距帧结构。该格式并不特定于测距侦察使用。该消息包括与图3所示啁啾帧的前导类似并且其信号具有相同功能的前导。第一部分411包含服务于信号检测的一连串未经调制的啁啾：当接收到该连续的相同未调制(即，未移位)啁啾时，接收单元将使其自身准备唤醒可能处于低功率状态的必要的硬件资源。检测序列411还允许端点时间参考的第一同步。优选地，检测序列之后是帧同步符号412、频率同步符号413、静默暂停42以及频率同步符号414，为了参考图3解释的目的。

报头415、419包含消息是测距请求的指示，以及允许标识主节点以及可选的其响应被请求的一个或多个从站的代码(ID)。测距净荷416可以包括一系列未经调制的啁啾，如在EP2449690中所详述的其用于在目标从网关中生成同步的测距响应。

来自目标网关S1-S4的响应454是重叠的，但是彼此移位由传播以及已知或者可以确定的内部延迟产生的量。因此，它们在啁啾空间上并不交叠并且可以独立地被解调。主网关可以确定到目标从站的距离，并且被动“侦察”终端节点也可以通过侦听主站发射的数据以及由从站给出的响应来确定其位置。

基于信标的自定位LoRa网络

根据本发明的另一可能方面，此处也被称为“信标”的帧被修改以使得端点能够自定位。修改包括在帧的末尾添加给定数目的附加符号，例如8个。来自节点的定位允许多得多的容量，但是要求新的芯片。

附加符号还由接收器用于标识网关。在信标同时发生的LoRa网络中，50％的节点经历2个或者更多个信标之间的冲突，而没有一个信标比其他显著强壮。平均来说，节点接收许多信标，并且在信标几乎相同并且同步的情况下，这不是问题。然而，对于小区ID部分，冲突阻止了良好地解码，除非一个信标比所有其它信标显著强壮(8dB是典型阈值)。图20图示了该情形：高于接收阈值的信标的平均数目(虚线)随着网关密度规律地增加。并且，同时，完全解码一个信标的节点比例稳定在大约50％(实线)。

假设用于信标的扩频因子是512(SF9)，在典型部署中可以接收若干信标的节点比例较高：在作为全覆盖最小值的1km间距的情况下，55％的节点可以接收3个基站或者更多，而在500米间距的情况下，这增加到75％。图21图示了仿真结果，并示出作为网关密度的函数的平均接收没有、一个或两个、在三个和九个之间、十个或者更多基站的终端节点的数目。

这里是现在将参考图22详述的信标帧结构的细节：后同步信号489包括附加符号，所述附加符号优选地未被调制并且使用与信标相同的扩频因子。其可以是正斜率啁啾、负斜率啁啾或者两者的混合。正斜率和负斜率的混合允许节点处的精细频率误差估计，由于信标的这部分上，可以没有模糊性地区分来自若干基站的单独贡献。

如果高于9的扩频因子用于信标，则更少的符号是可能的。事实上，在SF9 的8个符号与SF12的一个符号占用相同存储器量。由于端点至少具有两个SF12符号的存储器，SF9的8个符号并不增加端点存储器需求。

对于给定网关，所有符号按4*Ni采样的给定延迟486被时间移位。优选地，Ni是网关之中网络规划的结果。在本地，单个延迟与单个网关相关联。关于SF9，对于Ni而言多达128个值是可能的，这使得上述内容非常容易(在2D中，用3个元件执行网络规划)。

对于纯自定位，节点需要知道本地网络规划以及相关网关的延迟值Ni。这可以通过本地广播获得。另一方案是对于节点仅报告针对它们能够接收的每个时间移位的时间戳。

现在详述关于通过终端节点的信标接收：

·接收的开始是正常的

·在例如冲突的情况下，小区ID484不可以被正确接收

·后同步符号489被存储在存储器中。由于这在存储器空间上等价于一个SF12符号，该操作并不需要终端节点中的附加存储器资源。

·通过FFT去啁啾和处理后同步符号。高FFT输出频段标识了后同步信号的延迟值并且允许在距离内的小区的确定。

·若干方法可用于实现所需时间精确性。例如，对于每个检测的小区，计算去啁啾，然后在3/5频段上执行DFT、对7或8个符号进行平均，将符号首先对准到检测的时间偏移并且应用定时漂移补偿。可以有用地应用若干傅里叶变换内插。

·时间戳对应于在相同时间接收的传输，具有相同的残余频率误差。这意味着并不需要精细频率误差补偿，并且比用于网关时间戳(A部分)更简单的算法同样准确。

根据本发明的重要方面，通过一个或多个信标发射的LoRa啁啾扩频信号在没有前同步的情况下可以被终端节点迅速检测和解调。相对地，终端节点可以侦听来自附近信标的CSS广播传输，并且将其自身在时间和频率二者上与网络时间参考同步。这带来若干重要的优点：

·在IoT应用中使用的低成本节点通常不能提供高质量温度振荡器。通过上面概述的方法，节点可以按需快速且低成本地将其自身与网络时间同步。

·由于节点在频率上同步，窄带或超窄带下行链路消息可以容易并迅速地 被解调，而没有或很少有频带上的搜索。这在网络容量和电池使用两方面都是有利的。

·在上行链路侧，一旦节点已经通过侦听CSS定时消息获得频率同步，节点可以在所需的频率迅速发射窄带或超窄带消息而不与相邻信道干扰。

·如已经解释的，时间同步可以有用地用于确定终端节点和信标之间的距离以及节点的位置，而且还可以改进窄带和超窄带信号的接收和发射，当这些被限制于特定时间间隔时。