可生成导频的交织单元及无线通信数据发送、接收装置的制作方法

本发明涉及无线通信技术领域，尤其涉及一种可生成导频的交织单元。

背景技术：

正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)作为当前及未来无线通信的核心技术，能有效对抗无线传播中的多径效应，简化均衡器设计，降低接收机复杂度和功耗，提高频谱利用率。

信道估计(ChannelEstimation)作为OFDM系统的关键环节之一，对信号传输所经历的无线信道的时延、衰减、多径等参数进行估测；信道估计的准确程度，对信道均衡、解调、译码以及发送端预编码等均有直接的影响。

现有的信道估计技术主要分为盲信道估计(Blind Channel Estimation)和导频辅助信道估计(Pilot Assisted Channel Estimation)两大类。前者不使用导频，利用传输数据本身的一些特性对信道进行估计，由于它没有导频开销，频谱利用率较高，但其运算复杂度十分可观，而且每次估计需要较多的数据参与，实时性差，因此实际通信系统中很少采用。后者通过在数据块中插入收发端已知的导频符号，接收端利用接收到的导频符号和已知的发送导频符号，基于最小二乘(LeastSquares，LS)或者最小均方误差(Minimum Mean Square Error，MMSE)等准则对无线信道进行估计，但使用导频以后降低了数据的传输速率；为降低导频开销，提高频谱利用率，可充分发掘无线信道的稀疏性，利用压缩感知(Compressed Sensing)技术进行稀疏重建，实施稀疏信道估计(Sparse Channel Estimation)。但无论采用何种现有导频辅助信道估计方法，都需要在数据发送端进行导频符号的插入，需要额外占用宝贵的频谱资源。

在无线信道比较恶劣时，持续较长时间的深衰落会造成传输数据出现连续成串的差错，导致接收端信道译码无法纠错，因此，在发送端星座点映射以后，可进行一次符号交织(Symbol Interleaving)，对发送符号进行重排，从而将连续成串的差错离散化、随机化，使接收端信道译码能够有效纠错。

现有技术中，插入导频和符号交织这两种操作往往同时采用，但通常是两个独立的步骤，并且同样需要额外占用频谱资源(导频开销)。

技术实现要素：

本发明所要解决的技术问题在于克服现有技术不足，提供一种可生成导频的交织单元，在对数据进行交织处理的同时可在交织数据中的固定位置生成导频，从而可在不需要导频开销的情况下，实现导频辅助信道估计。

本发明采用以下技术方案：

一种可生成导频的交织单元，包括：

一组并行的交织器，用于对输入数据块分别进行交织处理；

一个选择器，用于根据各交织器所输出的交织数据获得交织单元的最终输出，具体方法如下：对每一个交织器所输出的交织数据，以其中固定位置的数据构成与预设导频排布等长的虚构导频排布；从所有交织器中选择其虚构导频排布与预设导频排布相同的交织器，并以该交织器的交织数据作为最终输出；如果没有这样的交织器，则从所有交织器中选择其虚构导频排布与预设导频排布最相似的交织器，并用预设导频排布将该交织器的交织数据中的虚构导频排布替换后作为最终输出。

根据上述交织单元还可以得到以下技术方案：

一种无线通信数据发送装置，根据待发送数据的流向依次包括：CRC校验位添加单元、信道编码单元、星座点映射单元、交织单元、子载波映射单元、IFFT单元、保护间隔插入单元、上变频单元；所述交织单元为以上技术方案所述可生成导频的交织单元。

优选地，所述交织单元中的并行的交织器的数目K满足下式：

其中，Q表示星座点映射单元的阶数，表示上取整操作，d表示预设导频排布的长度，为预设的期望概率值。

一种无线通信数据接收装置，用于接收上述任一技术方案所述装置发送的数据；根据所接收数据的流向依次包括：下变频单元、保护间隔去除单元、FFT单元、子载波解映射单元、信道估计单元、信道均衡单元、解交织单元、星座点解映射单元、信道译码单元、CRC校验单元、选择单元；所述信道估计单元首先根据所述预设导频排布，从子载波解映射单元的输出数据提取接收到的导频排布，然后利用接收到的导频排布和所述预设导频排布进行信道估计；所述解交织单元包括一组并行的解交织器，与所述交织单元中的交织器一一对应；星座点解映射单元、信道译码单元、CRC校验单元分别包括与解交织单元中的解交织器一一对应的一组并行的星座点解映射器、信道译码器、CRC校验器，每个解交织器与其所对应的星座点解映射器、信道译码器、CRC校验器构成一条支路；所述选择单元用于从各支路中选择CRC校验正确的一条支路的数据进行输出。

为了减少数据发送装置中使用的交织器的数量，基于相同的发明思路，本发明进一步提出了以下的一组技术方案：

一种可生成导频的交织单元，包括：

数据分组模块，用于将输入数据块划分为G个数据子块；

G个并行的并行交织器组，与所述G个数据子块一一对应；每个并行交织器组包括一组并行的交织器以及一个选择器；所述一组并行的交织器用于对输入其所在并行交织器组的数据子块分别进行交织处理；所述选择器用于根据其所在并行交织器组中各交织器所输出的交织数据获得该并行交织器组的最终输出，具体方法如下：对每一个交织器所输出的交织数据，以其中固定位置的数据构成与该并行交织器组所对应的预设导频子排布等长的虚构导频子排布；从该并行交织器组的所有交织器中选择其虚构导频子排布与所述预设导频子排布相同的交织器，并以该交织器的交织数据作为所在并行交织器组的输出；如果没有这样的交织器，则从该并行交织器组的所有交织器中选择其虚构导频子排布与预设导频子排布最相似的交织器，并用预设导频子排布将该交织器的交织数据中的虚构导频子排布替换后作为所在并行交织器组的输出；所述预设导频子排布通过以下方法预先设置：将预设导频排布划分为与所述G个并行的并行交织器组一一对应的G个预设导频子排布；

数据组合模块，用于对所述G个并行交织器组的G个输出进行组合，得到交织单元的最终输出。

一种无线通信数据发送装置，根据待发送数据的流向依次包括：CRC校验位添加单元、信道编码单元、星座点映射单元、交织单元、子载波映射单元、IFFT单元、保护间隔插入单元、上变频单元；所述交织单元为以上技术方案所述可生成导频的交织单元。

优选地，所述交织单元中第j个并行交织器组中的交织器的数目k_j满足下式：

其中，Q表示星座点映射单元的阶数，表示上取整操作，d_j表示第j个预设导频子排布的长度，为预设的概率值，j＝1,2,…,G。

一种无线通信数据接收装置，用于接收以上任一技术方案所述装置发送的数据；根据所接收数据的流向依次包括：下变频单元、保护间隔去除单元、FFT单元、子载波解映射单元、信道估计单元、信道均衡单元、数据分组单元、解交织单元、数据排列单元、星座点解映射单元、信道译码单元、CRC校验单元、选择单元；所述信道估计单元首先根据所述预设导频排布，从子载波解映射单元的输出数据提取接收到的导频排布，然后利用接收到的导频排布和所述预设导频排布进行信道估计；所述数据分组单元用于按照交织单元中数据分组模块的方式对信道均衡单元输出的数据进行分组；所述解交织单元包括G个并行的并行解交织器组，与所述交织单元中的G个并行交织器组一一对应，每个并行解交织器组包括与对应并行交织器组中的交织器一一对应的一组并行的解交织器；数据排列单元用于将G个并行解交织器组的输出进行拼接，得到种数据组合，k_i表示第i个并行解交织器组中的解交织器数量；星座点解映射单元、信道译码单元、CRC校验单元分别包括与所述N种数据组合一一对应的并行的N个星座点解映射器、N个信道译码器、N个CRC校验器，每种数据组合输出至其相对应的星座点解映射器、信道译码器、CRC校验器所构成的支路；所述选择单元用于从各支路中选择CRC校验正确的一条支路的数据进行输出。

上述虚构导频排布与预设导频排布之间，以及虚构导频子排布与预设导频子排布之间的相似性可使用现有的各种相似性度量，本发明优选使用欧氏距离、或者标准欧氏距离、或者曼哈顿距离，距离越小，相似性越大。

相比现有技术，本发明具有以下有益效果：

本发明利用数据交织生成导频，完全避免了导频开销，提高了频谱利用率，而信道估计性能与现有的导频辅助信道估计性能接近。

本发明进一步在利用数据交织生成导频过程中采用分组交织技术，有效减少了发送端的并行交织器数目，降低了发送端的复杂度，尤其适用于上行通信时移动终端作为发送端的场景。

附图说明

图1是本发明无线通信系统一个实施例的系统框图。

图2是本发明与现有插入导频方案均使用最小二乘信道估计的系统BLER性能对比。

图3是本发明分别使用最小二乘信道估计和稀疏信道估计的系统BLER性能对比。

图4是本发明无线通信系统另一个实施例的系统框图。

图5是并行交织器组结构图。

图6是并行解交织器组结构图。

图7是本发明分组方案与本发明不分组方案均使用最小二乘信道估计的系统BLER性能对比。

图8是本发明分组方案分别使用最小二乘信道估计和稀疏信道估计的系统BLER性能对比。

具体实施方式

实施例一

本实施例中的无线通信系统如图1所示，发送端的二进制数据块首先通过循环冗余码校验(Cyclic Redundancy Check，CRC)单元，之后依次通过信道编码单元、信道编码单元、交织单元、子载波映射单元、快速傅立叶反变换(Inverse Fast Fourier Transform，IFFT)单元、保护间隔单元和上变频单元，发射进入无线信道。其中，交织单元由并行的K个交织器和一个选择器级联构成，如图1所示。

接收端收到的数据块依次通过下变频单元、去除保护间隔单元、快速傅立叶变换(Fast Fourier Transform，FFT)单元、子载波解映射单元、信道估计单元、信道均衡单元、解交织单元、星座点解映射单元、信道译码单元、CRC校验单元和选择单元，获得最终输出。当CRC校验失败时，发送重传请求。其中，解交织单元由并行的K个解交织器构成，如图1所示。

与现有的OFDM系统相比，本发明在发送端使用交织单元代替了现有OFDM系统的单个交织器和插入导频操作；本发明在接收端使用解交织单元、星座点解映射单元、信道译码单元、CRC校验单元和选择器单元，代替了现有OFDM系统的单个解交织器、单个星座点解映射、单个信道译码、单个CRC校验。

本发明在进行数据传输前，收发端约定使用长度为d的预设导频排布p。在发送端星座点映射以后，假设生成一个长度为M的数据块s。假设交织单元采用并行的K个交织器，第k个交织器的输出记为中在d个给定位置上的数据构成一个长度为d的虚构导频排布，记为选择器逐一比较预设导频排布p与K个虚构导频排布从中选取其中k₀满足

$k_0=\arg \underset{i=1,2,...,K}{min}\left|\right|{\stackrel{\‾}{s}}_i^{\left(d\right)}-p|{|}_2^2---\left(1\right)$

上式中，表示范数，用于计算序列a与序列b的欧式距离。当(1)存在多个解时，任选其中一个。若则直接输出若则将替换为p后输出

定义传输的所有数据块中存在某个虚构导频排布与预设导频排布相同(即)的概率为则相应的交织器数目K需要满足

其中，Q表示星座点映射的阶数，例如采用BPSK时Q＝2，采用QPSK时Q＝4。表示上取整操作。在Q和d保持不变时，更高的会导致更大的K，即更多的交织器，由此将提高收发端的复杂度。在保持不变时，当Q或d增大时，也需要更大的K，由此也将提高收发端的复杂度。

交织单元的输出依次通过子载波映射单元、IFFT单元，并通过插入保护间隔单元，经过上变频单元后进入无线信道。

设信道冲激响应为长度L的序列h＝[h₁,h₂,…,h_L]。接收端信号依次通过下变频单元、去除保护间隔单元、FFT单元、子载波解映射单元后，得到y。y在d个给定位置上的数据构成序列y^(d)。利用y^(d)和p进行信道估计，包括采用现有的最小二乘信道估计和稀疏信道估计等方法。之后利用信道估计结果进行信道均衡，得到将输入由K个并行的解交织器构成的解交织单元，其中每个解交织器分别对应于发送端的一个交织器。之后依次通过K个并行的星座点映射器、K个并行的信道译码器、K个并行的CRC校验器。选择CRC校验正确的结果作为最终输出，若CRC校验全都错误，向发送端发送重新传输指令。

以采用16位CRC、1/3码率的Turbo信道编码和BPSK调制(Q＝2)为例。每个数据块经过信道编码以后的长度为M＝348。收发端约定使用长度为d＝6预设导频排布p＝[1,1,1,1,1,1]。设置概率根据式(2)，并行交织器模块至少需要147个并行的交织器。第k个交织器的输出记为对于最小二乘信道估计，现有技术表明等间隔的导频排布最优，因此每隔58个数据符号放置一个导频符号，给定位置为I_p＝[30,88,146,204,262,320]。在I_p上的数据构成一个长度为6的子序列，即虚构导频排布，记为选择器逐一比较预设导频排布p与147个虚构导频排布从中选取输出，其中k₀满足

$k_0=\arg \underset{i=1,2,...,147}{min}\left|\right|{\stackrel{\‾}{s}}_i^{\left(6\right)}-p|{|}_2^2---\left(3\right)$

当(3)存在多个解时，任选其中一个。若则直接输出若则将替换为p后输出

对依次通过子载波映射单元、IFFT单元，并经过插入保护间隔单元和上变频单元后进入无线信道。设信道冲激响应为长度L＝6的序列h＝[h₁,h₂,…,h₆]。接收端信号依次通过下变频单元、去除保护间隔单元、FFT单元、子载波解映射单元后，得到y。y在I_p上的数据构成序列y⁽⁶⁾。利用y⁽⁶⁾和p进行最小二乘信道估计。之后利用信道估计结果进行信道均衡，得到将输入由147个并行的解交织器构成的解交织单元，其中每个解交织器分别对应于发送端的一个交织器。之后依次通过147个并行的星座点映射器、147个并行的信道译码器、147个并行的CRC校验器。选择CRC校验正确的结果作为最终输出，若CRC校验全都错误，向发送端发送重新传输指令。将仿真结果与现有的导频辅助最小二乘信道估计进行对比，如图2所示，其中，现有信道估计在信道编码以后得到的长度为348的数据块的I_p位置上放置导频p。可见，本发明技术方案可在不需要导频开销、提高了频谱利用率的情况下，获得了与现有的导频辅助最小二乘信道估计相近的数据块差错率(Block Error Rate，BLER)性能。

如图3所示，进一步对比了本发明采用最小二乘信道估计和稀疏信道估计的仿真结果。稀疏信道估计采用正交匹配追踪(Orthogonal Matching Pursuit，OMP)算法。由于稀疏信道估计能容忍更大的信道时延，设置稀疏信道的长度为L′＝11，其中非零元素个数为2。利用现有技术对稀疏信道估计的导频的给定位置为I′_p进行优化，选择I′_p＝[30,88,146,204,262,320]。保持以上其余的仿真参数设置不变。由图5可见，本发明采用稀疏信道估计技术以后，在相同长度的预设导频排布下能容忍更大的信道时延。

实施例二

在实施例一中，注意到式(2)需要较大的交织器数目。对于的情况，表1给出了在不同的预设导频长度d和不同调制方式下所需要的最小并行交织器数目K。

表1、不同的预设导频排布长度d和不同调制方式下所需要的最小并行交织器数目K

可见，随着d增大，所需要的并行交织器数目K也迅速增大。一方面，在多径数目较多、信道时延较大的信道环境下，本发明进行信道估计所需要的预设导频长度d较大。另一方面，在时分双工(Time-division Duplex，TDD)系统中，上行信道和下行信道具有互易性，通常采用上行信道估计获取信道状态信息，上行信道估计时由移动台发送导频，基站进行信道估计，因此，有必要降低移动台的复杂度以节省移动台的电量，可通过减少发送端并行交织器的数目降低移动台的复杂度。

本实施例给出了一种利用分组数据交织构成导频的方案，可大幅减少发送端并行交织器的数目。

如图4所示，发送端的二进制数据块首先通过循环冗余码校验(Cyclic Redundancy Check，CRC)单元，之后依次通过信道编码单元、星座点映射单元、数据分组模块、G个并行的并行交织器组、数据组合模块、子载波映射单元、IFFT单元、插入保护间隔单元和上变频单元，发射进入无线信道。数据分组模块、G个并行的并行交织器组、数据组合模块共同构成了本实施例中的交织单元(即图4中虚线框中部分)，其中的并行交织器组结构如图5所示，由并行的K个交织器和一个选择器级联构成。

接收端收到的数据块依次通过下变频单元、去除保护间隔单元、FFT单元、子载波解映射单元、信道估计单元、信道均衡单元、数据分组单元、G个并行的并行解交织器组、获得N个数据的数据排列单元、星座点解映射单元、信道译码单元、NCRC校验单元和一个选择器单元，获得最终输出。当CRC校验失败时，发送重传请求。其中，并行解交织器组的结构如图6所示，由K个并行的解交织器构成。

本发明在进行数据传输前，收发端约定使用长度为d的预设导频排布p，分别由第i(i＝1,2,…,G)个并行交织器组在给定位置上生成长度为d_i(d_i>0)的预设导频排布子块p_i，并满足通过拼接p_i得到p＝[p₁p₂…p_G]。在发送端星座点映射以后，假设生成一个长度为M的数据块s，通过数据分组模块，将s分为G个数据子块s_i,i＝1,2,…,G，即通过拼接s_i可得到s＝[s₁s₂…s_G]，每个数据子块的长度为m_i，且第i个并行交织器组包含k_i个并行的长度为m_i的交织器，i＝1,2,…,G。假设G个并行交织器组共计包含个交织器。

第j(j＝1,2,…,G)个并行交织器组的第t(t＝1,2,…,k_j)个交织器的输出记为中在d_j个给定位置上的数据构成一个长度为d_j的虚构导频排布子块，记为G个虚构导频排布子块拼接构成一个虚构导频排布。该并行交织器组包含的选择器逐一比较预设导频排布子块p_j与k_j个虚构导频排布子块从中选取其中t₀满足

$t_0=\arg \underset{t=1,2,...,k_j}{min}\left|\right|{\stackrel{\‾}{s}}_{jt}^{\left(d_j\right)}-p_j|{|}_2^2---\left(4\right)$

当(4)存在多个解时，任选其中一个。若则直接输出若则将替换为p_j后输出定义通过第j个并行交织器组的所有数据子块中存在某个虚构导频排布子块与预设导频排布子块相同(即)的概率为则相应的交织器数目k_j需要满足

其中，Q表示星座点映射的阶数。则所有的数据传输中存在某个虚构导频排布与预设导频排布p相同的概率为

数据组合模块将G个并行交织器组的输出进行拼接，构成一个长度为M的数据块。之后依次通过子载波映射单元、IFFT单元，并进入插入保护间隔单元，经过上变频单元后进入无线信道。

设信道冲激响应为长度L的序列h＝[h₁,h₂,…,h_L]。接收端信号依次通过下变频单元、去除保护间隔单元、FFT单元、子载波解映射单元后，得到y。y在d个给定位置上的数据构成序列y^(d)。利用y^(d)和p进行信道估计，包括采用最小二乘信道估计和稀疏信道估计等方法。之后利用信道估计结果进行信道均衡，得到通过数据分组模块，将分为G个数据子块即通过拼接可得到每个数据子块的长度为m_i，且分别将输入第i个并行解交织器组，其中每个并行解交织器组分别对应于发送端的一个并行交织器组。第i个并行解交织器组包含k_i个并行的长度为m_i的解交织器，i＝1,2,…,G，因此有k_i种不同的输出，i＝1,2,…,G。数据排列单元将G个并行解交织器组的输出拼接，一共可获得种数据组合结果。之后依次通过N个并行的星座点映射器、N个并行的信道译码器、N个并行的CRC校验器。选择CRC校验正确的结果作为最终输出，若CRC校验全都错误，向发送端发送重新传输指令。

以采用16位CRC、1/3码率的Turbo信道编码和BPSK调制(Q＝2)为例。每个数据块经过信道编码以后的长度为M＝348。使用G＝2个并行交织器组。收发端约定使用长度为d＝6预设导频排布p＝[1,1,1,1,1,1]，分别由每个并行交织器组在给定位置上生成长度为d₁＝d₂＝3的预设导频排布子块p₁＝p₂＝[1,1,1]。在发送端星座点映射以后生成一个长度为M＝348的数据块s，通过数据分组模块，将s分为G＝2个数据子块s_i,i＝1,2，即s＝[s₁s₂]，每个数据子块的长度为m₁＝m₂＝174。设置概率根据式(6)，设置根据式(5)，设置k₁＝k₂＝23，即每个并行交织器组包含23个并行的长度为174的交织器，共计包含K＝46个交织器。特别注意到，相比于实施例一不分组的情况，在相同的概率下，本实施例减少了101个并行交织器，节省了68.7％的并行交织器开销，显著降低了发送端的复杂度。

对于最小二乘信道估计，现有技术表明等间隔的导频排布最优，因此每隔58个数据符号放置一个导频符号，给定位置分别为I_p1＝[30,88,146]和I_p2＝[30,88,146]。第j(j＝1,2)个并行交织器组的第t(t＝1,2,…,23)个交织器的输出记为中在3个给定位置上的数据构成一个长度为3的虚构导频排布子块，记为2个虚构导频排布子块拼接构成一个虚构导频排布。该并行交织器组包含的选择器逐一比较预设导频排布子块p₁＝p₂＝[1,1,1]与23个虚构导频排布子块从中选取其中t₀满足

$t_0=\arg \underset{t=1,2,...,23}{min}\left|\right|{\stackrel{\‾}{s}}_{jt}^{\left(3\right)}-p_j|{|}_2^2---\left(7\right)$

当(7)存在多个解时，任选其中一个。若则直接输出若则将替换为p_j后输出

数据组合模块将2个并行交织器组的输出进行拼接，构成一个长度为M＝348的数据块。数据组合以后的导频位置为I_p＝[30,88,146,204,262,320]。之后依次通过子载波映射单元、IFFT单元，并进入插入保护间隔单元，经过上变频单元后进入无线信道。设信道冲激响应为长度L＝6的序列h＝[h₁,h₂,…,h₆]。接收端信号依次通过下变频单元、去除保护间隔单元、FFT单元、子载波解映射单元后，得到y。y在I_p上的数据构成序列y⁽⁶⁾。利用y⁽⁶⁾和p进行最小二乘信道估计。之后利用信道估计结果进行信道均衡，得到通过数据分组单元，将分为G＝2个数据子块即通过拼接可得到每个数据子块的长度均为174。分别将输入第i个并行解交织器组，i＝1,2，其中每个并行解交织器组分别对应于发送端的一个并行交织器组。每个并行解交织器组包含23个并行的长度为174的交织器，因此有23种不同的输出。数据排列单元将2个并行解交织器组的输出拼接，一共可获得N＝23×23＝529种数据组合结果。之后依次通过529个并行的星座点映射器、529个并行的信道译码器、529个并行的CRC校验器。选择CRC校验正确的结果作为最终输出，若CRC校验全都错误，向发送端发送重新传输指令。

仿真对比本发明分组与本发明不分组方案均使用最小二乘信道估计的系统BLER性能，如图7所示。可见，两者BLER性能几乎一致，而采用分组数据交织构成导频在发送端节省了68.7％的并行交织器开销，显著降低了发送端的复杂度。

如图8所示，进一步对比了本发明分组方案分别使用最小二乘信道估计和稀疏信道估计的系统BLER性能。稀疏信道估计采用OMP算法。由于稀疏信道估计能容忍更大的信道时延，设置稀疏信道的长度为L′＝11，其中非零元素个数为2。利用现有技术对稀疏信道估计的导频的给定位置为I′_p进行优化，选择I′_p＝[16,46,77,206,269,300]。保持其余的仿真参数设置不变。由图8可见，本发明分组方案采用稀疏信道估计技术以后，在相同长度的预设导频排布下能容忍更大的信道时延。