抗回波反射和频偏的信号调制方法与流程

背景技术：

发明领域

本发明涉及通信协议和方法的一般领域，并且更具体地涉及抗回波反射、频偏以及其他通信信道损伤的调制通信信号的方法。

相关技术说明

现代电子通信(诸如光纤通信、基于电线或电缆的通信、以及无线通信)全部通过调制信号并且在它们对应的光纤、电线/电缆、或无线介质上发送这些信号来操作。通常以光速或者接近光速行进的这些信号可能受到各种退化或信道损伤的影响。例如，每当调制信号遇到光纤或电线/电缆中的结合点，光纤或电线/电缆介质就可能潜在地产生回波信号。当无线信号反弹离开诸如建筑物的侧面以及其他结构等无线反射面时，也可能潜在地产生回波信号。类似地，频移可以在光纤或电线/电缆穿过具有在某种程度上不同的信号传播属性或不同的环境温度的光纤或电缆的不同区域时发生；对无线信号，传输到移动的车辆或者从其传输来的信号可能遇到也会导致频移的多普勒效应。另外，基础设备(即，发射器和接收器)自身不会始终完美地运行，并且也可能产生频移。

这些回波效应和频移是不想要的，并且如果这种移位变得过大，可能导致较低信号传输速率以及较高错误率。因此，降低这种回波效应和频移的方法在通信领域具有很高的效用。

在父申请13/117,119中，提出了一种无线信号调制的新颖方法，该方法的操作方式是将数据符号扩散在比以前现有技术方法所使用的更大的时间、频率和谱形(波形)范围上(例如，比时分多址接入(TDMA)、全球移动通信系统(GSM)、码分多址接入(CDMA)、频分多址接入(FDMA)、正交频分复用(OFDM)或其他方法等方法中的更大)。这种较新的方法在13/117,119中被称为“正交时频移位和频谱整形(OTFSSS)”，并且在此将被简称为缩写“OTFS”，其通过以比以前的方法更大的“块”或帧发送数据来操作。也就是说，虽然现有技术的CDMA或OFDM方法可能在设定的时间间隔上在通信链路上发送“N”个符号的单元或帧，但是13/117,119的发明通常将基于N²个符号的最小单元或帧，并且经常在更长的时段上传输这些N²个符号。使用OTFS调制，相比于现有技术方法的情况，被传输的每一个数据符号或元素都在时间、频率和谱形空间的更大程度上扩散。而结果是，在接收器端，开始求解任意给定数据符号的值通常将花费更长的时间，因为在接收到N²个符号的全帧时，该符号必须逐渐地形成或累积。

可替代地，父申请13/117,119教导了一种无线组合时间、频率和频谱整形通信方法，该方法以NxN(N²)的卷积单元矩阵(数据帧)传输数据，其中，通常在N个时扩间隔(每一个由N个时间片组成)上接收所有N²个数据符号，或者一个都不接收。为了为传输过程确定时间、波形以及数据符号分布，将N²大小的数据帧矩阵乘以第一NxN时频移位矩阵，进行置换，然后乘以第二NxN频谱整形矩阵，由此在整个所产生的NxN矩阵(在‘119中，称为TFSSS数据矩阵)上混合每一个数据符号。然后，在每时间片一个元素的基础上，对该N²的TFSSS数据矩阵的列进行选择、调制和传输。在接收器，重构并解卷积出副本TFSSS矩阵，从而使数据显示出来。

技术实现要素：

在本申请中，我们对早先的OTFS调制方案测试进行了修订，并将其扩展到更全面的覆盖附加类型的通信介质(即，光学、电线/电缆、以及无线)。另外，我们还在早先的OTFS概念上进行了扩展，并且对利用循环时移和循环频移波形的先进信号调制方案如何能够在广泛范围的情况下对校正信道损伤是十分有用的进行了附加细节的探索。

根据早先的‘119的OTFS概念的本扩展，在某些实施例中，本发明可以是一种使用被调制成用于允许对回波反射和频偏的信号损伤效应进行自动补偿的无线信号来传送多个数据符号的方法。这种方法通常将包括将该多个数据符号分配到一个或多个NxN符号矩阵中，并且使用这些一个或多个NxN符号矩阵以控制发射器的信号调制。这里，在发射器处，对每一个NxN符号矩阵，发射器使用每一个数据符号对N个波形进行加权，这些N个波形是从根据编码矩阵U确定的N个循环时移以及N个循环频移波形的全排列的N²大小的集合中选择出的。最终结果是为每一个数据符号生成了N个符号加权循环时移以及循环频移的波形。通常该编码矩阵U被选择为具有相应的逆解码矩阵U^H的NxN单式矩阵。本质上，该约束意味着编码矩阵U生成能够最终被解码的结果。

同样在发射器处，对NxN符号矩阵中的每一个数据符号，发射器将对相应的N个符号加权循环时移以及循环频移波形进行求和，并且到整个NxN符号矩阵都被如此编码过的时候，将产生N²个求和符号加权循环时移以及循环频移波形。

然后发射器将在N个时间块或者频率块的任意组合上传输结构化为N个复合波形的这些N²个求和符号加权循环时移以及循环频移波形。

为了对这次传输进行接收以及解码，所传输的N²个求和符号加权循环时移以及循环频移波形随后被由相应的解码矩阵U^H所控制的接收器所接收。然后，接收器将使用该解码矩阵U^H以在各个NxN符号矩阵中重构原始的符号。

该传输和接收过程一般由各种电子设备来完成，诸如所装配的微处理器、所装配的数字信号处理器、或控制信号发射器的卷积和调制部件的其他电子电路。同样，接收和解调过程通常也依赖于所装配的微处理器、所装配的数字信号处理器、或控制信号接收器的解调、累积和解卷积部件的其他电子电路。虽然因为无线发射器和接收器经常适合讨论，在本说明书中将经常使用无线示例，应该理解，这些示例不旨在是限制性的。在替代实施例中，发射器和接收器可以是光学/光纤发射器和接收器、电线或电缆发射器和接收器、或者其他类型的发射器和接收器。原则上，更特殊的信号传输介质(诸如声信号等)也可以使用本方法来完成。

如前文讨论的，不管用来传输各种波形的介质(例如，光学信号、电学信号、或者无线信号)如何，各种信号损伤(诸如各种回波反射和频移)可能会使这些波形失真或者被损伤。结果是，接收器经常接收到原始信号的失真形式。这里，本发明利用了循环时移和循环频移波形对检测和校正此类失真特别有用的见解。

因为通信信号通过其对应的通信介质以有限的速度(经常是光速或者接近光速)进行传播，并且因为从原始发射器到接收器之间的距离通常基本上不同于发射器与产生回波的位置之间的距离、以及产生回波的位置与接收器之间的距离，回波反射的净效应是接收器处的回波反射，原始的传输波形和原始波形的时移版本都被接收，从而导致了失真的复合信号。

然而，通过使用循环时移波形，位于接收器的时间解卷积设备能够分析波形的循环时间变化模式，确定重复模式，并且使用这些重复模式来帮助将回波失真信号分解回为各信号的各时移版本。时间解卷积设备还能够确定需要时偏(或多个时偏)的多少来使得时间延迟回波信号能够与原始或直接信号相匹配。该时偏值(在此被称为时间解卷积参数)既能够给出关于回波地点相对于发射器和接收器的相对位置的有用信息，还能够帮助系统对发生在发射器和接收器之间的信号损伤中的某些进行表征。这能够有助于通信系统为了更好的性能自动地对自身进行优化。

除了回波反射，发生能够导致一个或多个频移的其他信号失真。这里，容易理解的示例是多普勒移位现象。多普勒移位或多普勒效应是当波发射器靠近或者远离波接收器时发生的波频变化。这些频移在例如无线移动发射器靠近或者远离固定接收器时可能发生。如果无线移动发射器正在向固定接收器移动，其传输的无线波形将会被偏移到更高的频率，如果接收器期望较低频率上调制的信号，这可能会造成混乱。如果无线移动发射器正在垂直于接收器移动，甚至可能产生更加混乱的结果，并且在无线移动发射器的路径上也会有回波源(诸如建筑物)。由于多普勒效应，回波源接收到原始信号的蓝色移位(更高频率)版本，并且将该原始信号的蓝色移位(更高频率)版本反射给接收器。结果是，接收器将接收到原始较低频率上的直接无线波形、以及原始信号的时间延迟更高频率版本，从而造成相当大的混乱。

这里，循环时移波形和循环频移波形的使用也可以有助于解决这类问题，因为循环变化提供了重要的模式匹配信息，该模式匹配信息可以允许接收器确定所接收到的信号的什么部分是失真的以及涉及多少失真。在此，这些循环变化信号允许接收器对所接收到的信号进行二维(例如时间和频率)解卷积。例如，接收器的频率解卷积部分能够分析波形的循环频率变化模式，本质上是进行频率模式匹配，并且将已失真的信号分解为各信号的各频移版本。同时，接收器的该部分还能够确定需要时偏的多少来使得频率失真信号能够与原始或直接信号相匹配。该频偏值(在此被称为“频率解卷积参数”)能够给出关于发射器相对于接收器的速度的有用信息。其能够帮助系统对发生在发射器和接收器之间的频移信号损伤中的某些进行表征。

如前文，接收器的时间解卷积部件能够分析波形的循环时间变化模式，同样是进行时间模式匹配，并且将回波失真信号分解回为原始信号的各时移版本。接收器的时间解卷积部分还能够确定需要时偏的多少来使得时间延迟回波信号能够与原始或直接信号相匹配。该时偏值(同样称为“时间解卷积参数”)还能够给出关于回波地点的相对位置的有用信息，还能够帮助系统对发生在发射器和接收器之间的信号损伤中的某些进行表征。

当应用于发射器、接收器、以及可能以相对于彼此不同的距离和速度存在的回波源时，时间和频率解卷积的净效应都是允许接收器适当地解释已损伤的回波和频移通信信号。

另外，即使在接收器处从原始传输信号的未失真形式接收的能量太低以至于具有不希望的信噪比，通过应用适当的时偏和频偏、或解卷积参数，来自信号的时移和/或频移版本的可能以其他方式加剧噪声的能量反而可以被约束以对信号做出贡献。

如前文，时间和频率解卷积参数还能够提供关于回波地点相对于发射器和接收器以及发射器和接收器之间的不同速度的相对位置和速度的有用信息。这些进而可以帮助系统对发生在发射器和接收器之间的信号损伤中的某些进行表征，以及协助自动系统优化方法。

因此，在某些实施例中，本发明还可以提供一种用于改进的通信信号接收器的方法，其中，由于回波反射和频偏之一或者两者的组合，多个由于回波反射和频偏的信号导致接收器接收时间和/或频率卷积信号，该时间和/或频率卷积信号代表由发射器之前发送的N²个求和符号加权循环时移以及频移的波形的时移和/或频移版本。这里，改进的接收器将进一步对损伤信号进行时间和/或频率解卷积，以对各种回波反射和频偏进行校正。该改进的接收器方法将导致时间和频率解卷积结果(即，具有较高质量和较低信噪比的信号)，以及除了自动通信信道优化之外的、对其他目的也有帮助的各种时间和频率解卷积参数。这些其他目的可以包括信道探测(即，对各种通信系统信号损伤进行更好地表征)、根据不同信号损伤自适应地选择调制方法、乃至对雷达系统的改善。

还将对‘119的OTFS方法的其他扩展(诸如发送波形块的替代方法)进行论述。

附图说明

图1示出了传输循环时移波形如何能够有助于帮助接收器对所接收的信号进行时间解卷积以便对各种类型的回波反射进行补偿的示例。

图2示出了传输循环时移与循环频移波形如何能够有助于帮助接收器进行所接收的信号的时间和频率以便对回波反射和频移(在该示例中为多普勒效应频移)进行补偿的示例。

图3示出了基本构造块(基向量、数据向量、傅立叶向量和传输向量)中的某些的示例，这些基本构造块可以用于生成循环时移和循环频移波形。

图4示出了一种循环时移和频移传输方法的图示，该方法可用于编码和传输数据。

图5示出了一种循环时移和频移接收方法的图示，该方法可用于接收数据。

图6A示出了发射器所传输的各种复合波形块可以作为一系列N个连续时间块(即，其间没有任何其他块)来传输，或者可替代地，可以与来自不同的符号矩阵(其在某些情况下可能来自于不同的发射器)的块相互时间交错地传输。可替代地，这些波形块可以在频率上被调换至一个或多个非常不同的频率范围，并且同时被平行地传输。

图6B示出了发射器所传输的各种复合波形块可以作为较短持续时间块在一个或多个较广的频率范围上、或者作为较长持续时间块在一个或多个较小的频率范围上进行传输。

图7示出了发射器传输一系列的N个连续时间块的示例。在某些实施例中，发射器可以进一步包括预均衡步骤，该步骤对回波反射和频移等各种通信信道损伤进行预补偿。

图8A示出了改进的接收器的示例，该改进的接收器在数学上对回波反射和频移的效应进行补偿。这种时间和频率解卷积的一系列数学运算可以另外输出解卷积参数，这些解卷积参数还可以给出有关回波反射和频移使得主要信号失真的程度的信息。

图8B示出了一种改进的接收器的示例，该改进的接收器利用时间和频率解卷积设备对回波反射和频移的效应进行校正。该时间和频率解卷积设备可以另外输出解卷积参数，这些解卷积参数还可以给出有关回波反射和频移使得基础信号失真的程度的信息。

图9A示出了回波反射和频移如何能够使得传输信号模糊或损伤或失真的示例。

图9B示出了一种自适应线性均衡器的示例，该自适应线性均衡器可以用于校正此类失真。

图9C示出了一种自适应决策回馈均衡器的示例，该自适应决策回馈均衡器可以用于校正此类失真。

图10示出了时间-频率图，该时间-频率图给出了传输过程中信号可能遇到的各种回波(时移)和频移的可视化。这还可以被称为信道脉冲响应。

图11示出了自适应决策回馈均衡器前馈(FF)部分所执行的功能的示例。

图12示出了自适应决策回馈均衡器反馈(FB)部分所运行的功能的示例。

图13示出了在一种交错方案中，传输各种不同的时间块可以是有用的，在该方案中，传输所有N个块所需要的时间可以在不同的数据矩阵D之间变化，并且其中，这样的交错方案根据不同的优化方案来考虑延迟，即，传输所有N个块所需要的时间。

具体实施方式

矩阵标记：在某些场合，为了更好地传达以下事实：可以使用矩阵数学标记来更精确地表达很多由软件控制的发射器和接收器功能，经常会使用矩阵括号标记(诸如[D]或[U])来表达NxN矩阵，如“D”、“U”等。然而应当注意，一般而言，如果文本涉及或者带有或者不带有括号标记的具体NxN矩阵，其意图和结果都是一样的。括号的使用仅旨在作为一种使那个具体矩阵(例如，D或者[D])的基本NxN矩阵性质在初始读数时更加明显的方式。

如前面所讨论的，在父申请13/117,119中，在一个实施例中，OTFS方法可以被看成是一种在通信链接上传输数据符号(即，一个数据帧[D])的至少一个NxN矩阵的方法，其中，每一个数据帧是多达N²个数据元素或符号的矩阵，并且N将大于1。这种方法通常将包括：获得混合模数无线发射器，两者通常均由微处理器所控制；以及将每个数据元素分配给唯一波形(相应的波形)，该唯一波形源自在时扩间隔(即，发送一个数据块所需要的时间)上持续N个时间片的基本波形，具有该基本波形的时间和频率循环移位的数据元素特定组合。根据此方法，将数据帧[D]中的每一个数据元素乘以它的相应波形，从而产生N²个加权唯一波形。这里，在一个时扩间隔上，对应于数据帧[D]中的每一个数据元素的所有的N²个加权唯一波形同时进行组合，并且持续N个时间片的不同的唯一基本波形可用于每个连续时扩间隔。

这里，在某种程度上，将不再强调对时间片的标记。这里，主要的标准是：取决于所使用的波形，所花费的以传输这些波形的时间(前文被称为N个时间片)相对于这些波形来说应该是足够长的，以便允许波形被完全传输。‘119的时扩间隔概念可以被理解为充分传输这些波形所需要的时间长度。前文，这也相当于称为N个时间片。在本术语中，这可以被理解为传输时间数据块所需要的时间的对应。

‘119教导了：典型地，一组N个唯一波形用于每一个连续时扩间隔，并且这组N个唯一波形通常形成正交基。

‘119还教导了：为了接收此数据，接收器将在通信链路上接收至少一个数据帧([D])，所述数据帧包括具有高达N²个数据元素的矩阵，同样，N大于1。接收器进而将使所接收到的信号与该组所有N²个波形进行相关，这些波形前文由发射器分配给该特定时扩间隔的每个数据元素，从而为N²个数据元素的每一个产生唯一相关分数。然后，对于每一个数据元素，接收器将在N个时扩间隔上对这些相关分数进行求和。然后，这些相关分数的求和将重新产生该至少一个数据帧[D]的N²个数据元素。

更具体地，13/117,119教导了一种在无线通信链路上传输并接收至少一个NxN数据帧([D])的方法；其中，该数据帧包括具有高达N²个数据元素的矩阵，N大于1。这里，对数据帧([D])的数据元素进行了卷积(在本申请中，通常使用替代性术语“编码”来代替，以避免与时间和频率解卷积方法的本教导相混淆)，从而使得当被传输时每一个数据元素的值将会遍布于多个无线波形上，每一个波形具有特征频率，并且每一个波形携带了数据帧的多个数据元素的卷积(编码)结果。‘119方法将通过在多个时刻上循环移位该多个无线波形的频率来传输卷积(编码)结果，从而使得每一个数据元素的值作为在多个时刻上发送的多个循环频移波形来传输。这种方法还将接收并解卷积(解码)在多个时刻上发送的该多个循环频移波形，从而重构所述至少一个数据帧([D])的副本。‘119还教导了以下约束：这种卷积和解卷积使得直到实质上已经传输并接收了所有的所述多个循环频移波形才能保证以满精度来重构任意数据帧([D])的任意数据元素。这里，这种约束在某种程度上被放松，因为纠错方法原则上能够提供某些丢失数据。然而，大多数波形应该被传输并接收的一般想法仍然存在。

‘119还教导了：通常每一个数据元素(符号)将会被分配唯一波形，该唯一波形经常源自在一个时扩间隔上持续N个时间片的基本波形，具有所述基本波形的时间和频率循环移位的数据元素特定组合。‘119还教导了：进一步将来自数据帧[D]的该数据元素乘以它的相应波形，从而产生N²个加权唯一波形。在‘119的某些实施例中，在一个时扩间隔上，对应于数据帧[D]中每一个数据元素的所有N²个加权唯一波形将同时进行组合。‘119还教导了：持续N个时间片的不同的唯一基本波形可以用于每一个连续时扩间隔。通常一组N个唯一波形可以用于每一个连续时扩间隔(例如，根据本术语的时间块)，并且这组N个唯一波形将形成正交基。

在本申请中，对基本的‘119的OTFS概念进行了一般化和扩展，并特别强调地对使用循环时移和循环频移波形的优点和应用进行了更加详细的展示。为此，较少地关注用于产生复杂波形的矩阵数学而较多地关注波形的基础循环时移和循环频移性质是有帮助的。结果是，虽然作为一种产生循环时移和循环频移波形的具体方法，‘119的矩阵数学讨论仍然是有用的，但是在本申请中将不再强调，虽然前面讨论的部分将会被重复。对于有可能适合本发明的某些实施例的各种示例性矩阵数学方法的更完整讨论，请参考通过引用结合在此的13/117,119。

图1示出了传输循环时移波形如何能够有助于帮助接收器对所接收信号进行时间解卷积以便对各种类型的回波反射进行补偿的示例。

这里，请记住，各种信号都以有限的速度(经常是光速或者接近光速)行进。在图1中，无线发射器(100)在多个方向上传输复杂的循环时移和循环频移无线波形(102)。这些信号(104)中的某些直接到接收器(106)。其他信号(108)反弹离开无线反射器，诸如建筑物(107)等。这些“回波”反射(110)必须行进更长的距离以到达接收器(106)，并且因此最终被时间延迟。结果是，接收器(106)接收失真信号(112)，该失真信号是原波形(104)与回波波形(110)的总和。

然而，由于本发明依赖于循环时移波形的传输，接收器处的时间解卷积设备(可替代地，时间均衡器)(114)能够分析波形的循环时间变化模式，本质上是进行模式匹配，并且将相当复杂与失真的信号分解回为各信号的各时移版本：对应(104)的版本(116)，以及对应(110)的版本(118)。同时，时间解卷积设备(114)还能够确定需要时偏(120)的多少来使得时间延迟回波信号(118)、(110)能够与原始或直接信号(116)、(104)相匹配。该时偏值(120)(在此被称为时间解卷积参数)能够给出关于回波地点相对于发射器和接收器的相对位置的有用信息，还能够帮助系统对发生在发射器和接收器之间的信号损伤中的某些进行表征。

图2示出了传输循环时移与循环频移波形如何能够有助于帮助接收器进行所接收信号的时间和频率以便对回波反射和频移(在该示例中为多普勒效应频移)进行补偿的示例。

在图2中，移动的无线发射器(200)同样在多个方向上传输复杂的循环时移和循环频移无线波形(202)。这里，为简单起见，假设发射器(200)正在垂直于接收器(206)移动使得其既不是移向也不是离开接收器，因此，没有相对于接收器(206)的多普勒频移。

这里，还假设发射器(200)正在移向无线反射器，诸如建筑物(207)，因此，原无线波形(202)将会被多普勒效应相对于反射器(207)向较高频率移位(蓝色移位)。

在本示例中，因此这些直接到接收器(206)的信号(204)将不会被频移。然而，反弹离开无线反射器(这里同样为建筑物(207))的多普勒移位无线信号(208)将会以一种较高频率的移位形式产生回波。这些较高频率的移位“回波”反射(210)也必须行进更长的距离以到达接收器(206)，并且因此最终也被时间延迟。结果是，接收器(206)接收双重失真信号(212)，该失真信号是原波形(204)与时移和频移回波波形(210)的总和。

然而如前文，由于本发明依赖于循环时移波形的传输，接收器处的时间和频率解卷积设备(可替代地，时间和频率自适应均衡器)(214)能够分析波形的循环时间变化和频率变化模式，本质上是进行模式匹配，并且将非常复杂与失真的信号分解回为各信号的各时移和频移版本：对应(204)的版本(216)，以及对应(210)的版本(218)。同时，时间和频率解卷积设备(214)还能够确定需要时偏(220)和频偏(222)的多少来使得时间延迟和频移回波信号(218)、(210)能够与原始或直接信号(216)、(204)相匹配。该时偏值(220)(在此被称为时间解卷积参数)以及频偏值(222)(在此被称为频率解卷积参数)能够给出关于回波地点相对于发射器和接收器的相对位置的有用信息，还能够帮助系统对发生在发射器和接收器之间的信号损伤中的某些进行表征。

当应用于发射器、接收器、以及可能以相对于彼此不同的距离和速度存在的回波源时，时间和频率解卷积的净效应都是允许接收器适当地解释已损伤的信号。这里，即使在主要信号中接收到的能量太低，通过应用适当的时偏和频偏或解卷积参数，可以将来自信号的时移和/或频移版本的能量添加到主要信号中，从而导致在接收器处的噪音较小并且更加可靠的信号。另外，时间和频率解卷积参数能够给出关于回波地点相对于发射器和接收器以及发射器和接收器之间的不同速度的相对位置和速度的有用信息；以及还能够帮助系统对发生在发射器和接收器之间的信号损伤中的某些进行表征。

因此，在某些实施例中，本发明还可以是一种提供改进的接收器的方法，其中，由于回波反射和频偏之一或者两者的组合，多个由于回波反射和频偏的信号导致接收器接收时间和/或频率卷积信号，该时间和/或频率卷积信号代表N²个求和符号加权循环时移以及频移的波形的时移和/或频移版本。这里，改进的接收器将进一步对时间和/或频率卷积信号进行时间和/或频率解卷积，以对所述回波反射和频偏进行校正。这将导致时间和频率解卷积结果(即，典型地具有较高质量和较低信噪比的信号)，以及，如将要讨论的，对很多其他目的都有帮助的各种时间和频率解卷积参数。

然而，在开始对其他应用进行更详细的讨论之前，首先对各种波形进行更详细的讨论是有帮助的。

本发明通常利用通过将该多个数据符号分配到一个或多个NxN符号矩阵中、并且使用这些一个或多个NxN符号矩阵以控制无线发射器的信号调制而产生的波形。这里，对每一个NxN符号矩阵，发射器可以使用每一个数据符号对N个波形进行加权，这些波形是从根据编码矩阵U确定的N个循环时移以及N个循环频移波形的全排列的N²大小的集合中选择出的，从而为每一个数据符号产生N个符号加权循环时移以及循环频移波形。该编码矩阵U被选择为具有相应的逆解码矩阵U^H的NxN单式矩阵。对NxN符号矩阵中的每一个数据符号，该方法将进一步对该N个符号加权循环时移以及循环频移波形进行求和，从而产生N²个求和符号加权循环时移以及循环频移波形。根据本发明，发射器将在N个时间块或者频率块的任意组合上传输结构化为N个复合波形的这些N²个求和符号加权循环时移以及循环频移波形。

虽然很多不同的方案可以被用来实现该方法，这里对前文在‘119中讨论的方法中的某些进行简单的回顾是有帮助的。虽然不旨在是限制性的，‘119的方法和方案提供了一种实现本发明的调制方案的方式。

如前文所讨论的，在同样通过引用结合在此的父申请13/117,119中，可以使用各种波形在通信链路上传输和接收至少一个数据帧[D](由具有多达N²个数据符号和元素的矩阵所组成)。这里，每一个数据符号可以被分配唯一波形(指定对应波形)，该波形源自基本波形。

例如，可以通过将每一个数据符号分配给唯一波形(对应波形)来使数据矩阵[D]的数据符号遍布于循环变化的时移和频移的范围上，该波形源自长度为N个时间片(在本申请中，优选术语为传输该波形所需要的时间，诸如时间块)的基本波形，具有该基本波形的时间和频率循移位的数据元素特定组合。

在‘119中，数据帧[D]中的每个符号乘以它的相应波形，从而产生一系列N²个加权唯一波形。在一个时扩间隔(或时间块间隔)上，对应于数据帧[D]中每一个数据符号的所有N²个加权唯一波形同时进行组合并传输。进一步地，长度为(或持续时间为)一个时间块(N个时间片)的不同唯一基本波形可以用于每一个连续时扩间隔(连续时间块)。因此，对应于一个时间块的不同的唯一基本波形可以用于每一个连续的时扩间隔，并且该组N个唯一波形通常将形成正交基。本质上，[D]的每一个符号(部分地)反复或者在所有N个时间块上、或者可替代地在时间块和频率块的某个组合(例如所分配的频率范围)上进行传输。

在‘119中，为了在每一个时间块上接收数据，将所接收到的信号与该组所有N²个波形进行相关，这些波形事先由发射器分配给该特定时间块的每个数据符号。(因此，就像其他编码/解码方法一样，其中，接收器知道该组N²个波形，这些波形由发射器分配给每一个数据符号)。当执行这种相关时，接收器可以为该N²个数据符号的每一个产生唯一相关分数。该过程将在时间块和频率块的某种组合上进行重复，直到所有的N个块都被接收。原始的数据矩阵[D]因此可以由接收器通过对每个数据符号在N个时间块或频率块上求和相关分数来重构，并且这种相关分数的求和将重新产生数据帧[D]的N²个数据符号。

‘119的图3示出了基本构造块(基向量、数据向量、傅立叶向量和传输向量)中的某些的示例，这些基本构造块可以用于根据本发明来编码和解码数据。这里，数据向量(300)可以被理解为NxN的[D]矩阵的N个符号(通常是一行、列或对角线)，基向量(302)可以被理解为NxN的[U₁]矩阵的N个符号(通常是一行、列或对角线)，傅立叶向量(304)可以被理解为NxN的[U₂]矩阵的N个符号(通常是一行、列或对角线)，该[U₂]矩阵通常是离散傅立叶变换(DFT)或离散傅立叶逆变换(IDFT)矩阵。传输向量(306)可以被理解为控制发射器的扫描或选择过程，并且传输帧(308)由单元Tm(310)组成，每个单元本质上是时间块或时扩间隔，其本身可看做是由多个时间片组成。因此，传输向量可以被理解为包含N个单一时扩间隔或N个时间块(122)、(310)，而时扩间隔或时间块又由多个(例如N个)时间片组成。

注意，与‘119相反，在本发明的某些实施例中，这些N个时间块中的某些可以被非连续地传输；或者可替代地，这些N个时间块的某些可以被频移到完全不同的频率范围，并且与来自原始组的N个时间块的其他时间块相互平行地传输，以加速传输时间。这随后将在图6中更详细地进行讨论。

这里，如前文所讨论的，为了允许我们更多地关注基本循环时移和循环频移波形，通常将以简化的形式对适当的调制方案的一个实施例的详细方面(如前面在父申请13/117,119中所更加详细讨论的)进行一般化和讨论。因此这里，例如，实现本方法“从N个循环时移以及N个循环频移波形的全排列的N²集合中进行选择”的一种方式可以与可选的置换运算P(至少部分地)相对应，以及与在‘119中所讨论的、并且这里在图3到图5中所简单回顾的其他步骤相对应。另外，N个循环时移以及N个循环频移波形的全排列的N²集合可以被理解为例如至少部分地通过离散傅立叶变换(DFT)矩阵或者离散傅立叶逆变换(IDFT)矩阵来描述。该DFT和IDFT矩阵可以被发射器用来例如釆用一系列实数或复数并将它们调制为一系列的不同波形。

例如，可以用来产生这些N个循环时移以及N个循环频移波形的DFT和IDFT矩阵的各个行可以被理解为傅立叶向量。一般而言，傅立叶向量可以创建以下类型的复数正弦波形：

$X_j^k=e^{(\frac{-i*2*\mathrm{\π}*j*k)}{N}}$

其中，对于NxN的DFT矩阵，X是DFT矩阵的第k行第N列的傅立叶向量的系数，并且j是列号。该傅立叶向量的乘积可以被认为是如何产生在本发明中适用的各种时移和频移波形的一个示例，但是同样，该具体的示例不旨在是限制性的。

在图3中，线(312)表明每个傅立叶向量波形(304)被显示在时扩间隔T^m(310)上，这里该时扩间隔对应于一个时间块。

图4示出了一种循环卷积方法的一个示例的图示，该方法可由发射器使用来编码数据并且传输数据。如前文在‘119中所讨论的，尤其是在[U₁]是由长度为N的循环置换的勒让德数所组成的情况中，那么在矩阵数学层次上，卷积数据并扫描数据的过程可以可替代地被理解为基础数据的循环卷积。这里，d⁰、d^k、d^N-1可以被理解为[D]矩阵的数据向量(300)分量的符号或符号，b^m系数可以被理解为表示[U₁]矩阵的基向量(302)分量，并且X系数可以被理解为表示[U₂]矩阵的傅立叶向量(304)分量。在图4中，各[b^m*X^k]之和也可以被称为“复合波形”。因此，符号的完整的[D]矩阵将最终作为N个复合波形进行传输。

图5示出了根据本发明的第二形式的一种循环解卷积方法的图示，该方法可由接收器用来解码所接收到的数据。同样如前文在‘119中所讨论的，尤其是在[U₁]是由长度为N的循环置换的勒让德数所组成的情况中，那么解卷积数据并重构数据的矩阵数学过程可以可替代地被理解为对前文在图4中卷积(编码)的传输数据进行循环解卷积(循环解码)，该过程代表接收器所使用的方法中的某些。这里，～d⁰、～d^k、～d^N-1可以被理解为[D]矩阵的数据向量(400)分量的重构符号(符号)，b^m系数同样可以被理解为表示[U₁]矩阵的基向量(302)分量，并且X系数同样可以被理解为表示[U₂]矩阵的傅立叶向量(304)分量。这里，(R_m)(402)是由接收器接收并解调的累积信号(230)的一部分。

虽然‘119主要关注以一种时间连续的方式发送各种波形的示例，这里将更加详细地讨论其他的可能性。

图6A示出了由发射器(600)所传输的各种波形块可以作为一系列N个连续时间块(即，其间没有任何其他块)来传输。这些连续时间块可以是连续的(即，不同波形块之间只有最小时间间隙或者没有时间间隙)(602)、或者它们可以是稀疏连续的(604)(即，在不同波形块之间具有时间间隙)，在某些实施例中可以用于同步、握手、侦听其他发射器、信道评估以及其他目的。

替代性地，各种波形时间块可以用一种连续的或者稀疏交错的方式(610)与来自一个或多个不同的符号矩阵(606、608)(其在某些情况下可能来自于不同的发射器)的块相互时间交错地传输。

作为另一种替代方案，各种波形时间块中的某些可以在频率上被调换至非常不同的频段或者频率范围(612)、(614)、(616)这可以加速传输时间，因为现在多个波形时间块可以作为不同的时间块同时被传输。如(618)和(620)所示，这种多频段传输还可以用一种连续的、稀疏连续的、连续交错的、或者稀疏连续交错的方式来完成。

这里，(622)和(628)代表一个时间块，并且(624)和(630)代表下一时间块。这里，如马上将要描述的，通过根据不同频率载波来调制信号，可以形成各种频率范围(612)、(614)、(616)。因此，例如，可以通过调制1GHz的频率载波来传输频率范围或频段(612)，可以通过调制1.3GHz的频率载波来传输频率范围或频段(614)，并且可以通过调制1.6GHz的频率载波来传输频率范围或频段(615)，以此类推。

可替代地，N个复合波形可以在至少N个时间块上被传输，这些复合波形自身源自前文所讨论的N²个求和符号加权循环时移以及循环频移波形。这些N个时间块可以在时间(如602、604)上连续地传输，或者可替代地，与来自不同的第二NxN符号矩阵的N个时间块时间交错的传输。

图6B示出了发射器所传输的各种复合波形块可以作为较短持续时间块在一个或多个较广的频率范围上、或者作为较长持续时间块在一个或多个较小的频率范围上进行传输。

注意与图6A的区别。图6B示出了频率带宽与时间之间的权衡。而在(640)中，每一个频率范围(612)、(614)、以及(616)的可用带宽相对较大，在(642)中，每一个频率范围(632)、(634)、以及(636)的可用带宽相当小。这里，本发明可以通过允许每个时间块更多的时间来进行补偿。因此，至于(640)，由于高可用带宽，时间块(622)和(624)可以比较短；在(642)中，由于低可用带宽，传输复合波形所需的时间块(626)必须相应地较长。

那么，对于图6A和图6B，如果只有一个基础载频，所有的N个块必须作为N个时间块在时间上连续地传输。如果有少于N个可用多基础载频，那么所有的N个块可以作为N个时间块与N个频率块的某种组合进行传输。如果有N个或者更多个可用基础载频，那么所有的N个块可以作为N个时间块在持续1个时间块上进行传输。

图7示出了发射器的示例，与前文在‘119中所讨论的类似，该发射器传输一系列的N个连续波形时间块。这里，同样的，时间块的长度对应于前文在‘119中所讨论的N个时间片。注意，该示例不旨在是限制性的。

该发射器可以包括更面向数字化的计算端(701)和更面向模拟信号的调制端(702)。在数字端(701)，电子电路(其可以是微处理器、数字信号处理器、或其他类似设备)将数据矩阵[D](703)作为输入接受，并且可以或者生成或者将[U₁](704))(例如DFT/IDFT矩阵)和[U₂](705)(例如，如其他地方所讨论的编码矩阵U)矩阵以及置换方案P作为输入接受，前文在此、以及在同样通过引用结合在此的父申请13/117,119中、以及本文后面的示例中所描述的。于是数字部分将产生在‘119中被称为TFSSS矩阵、并且能够可替代地称为OTFS(时移/频移)矩阵。一旦生成，可以从该矩阵通过以下方式选择单个元素：通常首先从TFSSS矩阵选择一列N个元素，然后向下扫描这一列并每次挑出单个元素(706)。通常每个时间块将选择一个新的元素。

因此在每个连续的时间片上，可以将TFSSS矩阵(708)的一个元素用于控制调制电路(702)。在本发明的一个实施例中，调制方案为：元素将被分成其实部和虚部，经过斩波和滤波，然后用于控制正弦和余弦发生器的操作，从而产生复合模拟波形(720)。到整个原始的NxN数据符号矩阵[D]都被传输时，净效应是以如下形式传输数据：结构化为N个复合波形的N²个求和符号加权循环时移以及循环频移波形。在图7中示出的示例中，在N个时间块上在N个连续波形上传输数据。然而，如其他地方所讨论的，其他方案也是有可能的，例如复合波形的某些被调换至不同的频率范围、并且同时被平行地传输。一般情况下，可以在N个时间块或者频率块的任何组合上传输复合波形。

因此，在该方案中(同样忽略了开销影响)，来自矩阵(708)的第一列的元素t_1,1至t_n,1可以作为复合波形在第一时间块中进行发送。来自矩阵(708)的第二列的下一元素t_1,2至t_n,2可以作为复合波形在下一时间块中进行发送，以此类推。

于是各种波形行进到接收器，在这里它们可以被解调，并且然后数据被重构。

在某些实施例中，发射器可以进一步的包括预均衡步骤(703)，并且输出可以是或者周期性OTFS信号(720)或者预均衡的OTFS信号(730)。因此，如果接收器检测到例如发射器的未补偿信号受到特定的回波反射和频移的影响，那么接收器可以将有关这些回波反射和频移的校正信息传输到发射器，然后发射器可以在预均衡步骤(703)中对信号进行整形以便进行补偿。因此，例如，如果存在回波延迟，发射器可以发送具有抗回波抵消波形的信号。类似地，如果存在频移，发射器可以执行逆频移以便进行补偿。

图8A示出了改进的接收器的示例，该改进的接收器在数学上对回波反射和频移的效应进行补偿。这种时间和频率解卷积的一系列数学运算可以另外输出解卷积参数，这些解卷积参数还可以给出有关回波反射和频移使得基础信号失真的程度的信息。这可以通过解卷积设备或自适应均衡器在步骤(802A)中操作来完成。

图8B示出了一种改进的接收器的示例，该改进的接收器利用时间和频率解卷积设备(802B)(类似于前文在图1和图2中所讨论的设备(114)和(224))对回波反射和频移的效应进行校正。这种时间和频率解卷积设备可以另外输出解卷积参数(808)(类似于前文在图1和图2中所讨论的设备(120)、(220)和(222))，这些解卷积参数可以给出有关回波反射和频移使得基础信号(720)失真的程度的信息。

在图8A和8B中，假设复合波形(720)从传输开始已经如前文在图1和图2中所示出的由于各种回波反射和/或频移而失真，从而产生了失真波形(800)(这里，为简便起见，画出了简单的回波反射延迟失真)。而在图8A中，该效应被数学地补偿了，在图8B中，为了清理信号，时间和频率解卷积设备(802A或802B)(例如，自适应均衡器)可以分析失真波形(800)，并且借助于原始复合波形由N个循环时移和N个循环频移波形组成的知识，确定什么类型的时偏和频偏能够最好地将失真波形(802A或802B)解卷积回为原始波形(720)的很相近的表示，其中，这里解卷积的波形被表示为波形(804)。在图8B的方案或实施例中，该解卷积的波形然后被馈送到前文在图5所示的接收器(806)中，然后在接收器中信号可以如前文所描述的进一步被处理。在图8A的实施例中，时间和频率解卷积可以在接收器(806)中完成。

在进行这种解卷积的过程中，或者时间和频率解卷积设备(802A或802B)或者数学解卷积过程都将产生一组解卷积参数(808)。例如，在如下的简单情况下：原始波形(720)仅由于被时间t_偏移所偏移的单一回波反射而失真，并且到原始波形(720)和t_偏移回波波形到达接收器的时候，所产生的失真信号(800)为90％原始波形和10％t_偏移回波波形，那么解卷积参数(808)可以输出90％-10％信号混合以及t_偏移值。典型地，当然，实际失真波形(800)将典型地包括很多各种时偏和频偏分量，并且在此同样的，除了对其进行清理，时间和频率解卷积设备(802)还可以上报各种时偏、频偏、以及各种信号(800)分量的百分比混合。

如前文在图6A和图6B中所讨论的，N个时间块中的各种复合波形可以用各种方式进行传输。除了时间连续的传输，即，第一块，随后(通常后接可以可选地用于握手或者其他控制信号的时间间隙)是第二时间块，然后是第三时间块，可以用其他方案传输复合波形的各个块。

在某些实施例中，例如在可能有多个发射器以及可能还有多个接收器的网络系统中，使用多于一种编码方法来传输来自各个发射器的数据是有帮助的。这里，例如，第一组N个时间块可以传输源自于第一NxN符号矩阵、以及源自于使用第一单式矩阵[U₁]的第一发射器的数据符号。第二组N个时间块可以传输源自于第二NxN符号矩阵、以及源自于使用第二单式矩阵[U₂]的第二发射器的数据符号。这里，取决于实施例，[U₁]和[U₂]可以完全相同或者不同。因为源自第一发射器的信号可能遇到不同的损伤(例如，不同的回波反射、不同的频移)，循环时移和循环频移波形的某些方案可以比其他方案操作地更好。在此，这些波形以及前文所讨论的单式矩阵[U₁]和[U₂]可以基于所述第一发射器、所述第二发射器和所述接收器的系统和环境的这些特定回波反射、频偏、以及其他信号损伤的特性来进行选择。

这里，例如，根据图8进行操作的接收器可能例如使用其特定的解卷积参数(808)来提出可能在该环境下给出更优操作的循环时移和循环频移波形的替代集合。然后接收器可能将该建议(或命令)传输到那个相应的发射器。可以使用任何类型的所希望的信号传输和编码方案来完成这类“握手”。因此，在多发射器和接收器的环境下，每一个发射器可以尝试优化其信号，从而使得其指定接收器能够最好地处理那个具体发射器-接收器-通信-介质环境的独特损伤。

在某些情况下，在传输大量数据之前，或者在所希望的任何时间，给定的发射器和接收器可以选择更直接地测试各种回波反射、频移或者发射器和接收器系统和环境的其他损伤。这可以通过例如使得发射器发送测试信号来完成，其中，多个数据符号被选择为已知测试符号，并且接收器知道(即，具有这些已知的具体测试符号的记录)。由于接收器准确地知道它将接收什么类型的信号，接收器通常将具有更好的能力来使用它的时间和频率解卷积设备(802)，并且获得更加精准的时间和频率解卷积(808)。这将允许系统更加精确地确定所述发射器和所述接收器的系统和环境的回波反射、频偏、以及其他信号损伤的特性。这进而可以用于命令发射器移位到适合该情况的更优的通信方案(例如，各种U矩阵)。

在某些实施例中，当发射器是无线发射器并且接收器是无线接收器、并且频偏是由多普勒效应造成的时候，解卷积参数(即，回波反射和频偏的特性)的更精确的确定可以用于雷达系统中以确定在所述发射器和接收器的所述环境中的至少一个对象的位置和速度。

示例：

微处理器控制的发射器可以通过以下方式来封装一系列不同的符号“d”(例如，d₁、d₂、d₃…)用于传输：重新封装符号或将符号分配到各个NxN矩阵[D]的各个元素中，例如通过将d₁分配给[D]矩阵的第一行第一列(例如，d₁＝d_0,0)、将d₂分配给[D]矩阵的第一行第二列(例如，d₂＝d_0,1)，以此类推，直到[D]矩阵的所有NxN个符号都为满。这里，一旦我们用完了要传输的d符号，剩余的[D]矩阵元素可以被设为0或者指示空项的其他值。

用作传输数据的主要基础的各种基本波形(这里称为“音调”，说明这些波形具有特性正弦形状)可以使用NxN离散傅立叶逆变换(IDFT)矩阵[W]来描述，其中，对[W]中的每一个元素w，或者可替代地，或因此，通过矩阵乘法运算[W]*[D]，将[D]中的单个数据元素d转换并且分配为各个基音w的组合，从而产生数据矩阵的音调转换和分配形式，这里由NxN矩阵[A]描述，其中，[A]＝[W]*[D]。

为了产生本发明的N个循环时移和N个循环频移波形，音调转换和分配的数据矩阵[A]于是自身进一步通过模算术或者“时钟”算术被置换，从而创建NxN矩阵[B]，其中，对于[B]的每一个元素b，b_i,j＝a_{i,(i+j)mod N}。这可以可替代地被表达为[B]＝置换(Permute)([A])＝P(IDFT*[D])。因此，时钟算术控制循环时移和频移的模式。

然后，前文所描述的单式矩阵[U]可以用于在[B]上进行运算，从而产生NxN传输矩阵[T]，其中，[T]＝[B]*[U]，从而产生根据编码矩阵[U]确定的N个循环时移和N个循环频移波形的全排列的N²大小的集合。

可替代地，NxN传输矩阵[T]＝P(IDFT*[D])*[U]。

然后，典型地在每一列的基础上，每一单独列N用于进一步调制频率载波(例如，如果我们正在围绕1GHz的频率范围内进行传输，载波将被设为1GHz)，并且因此，NxN矩阵[T]的具有N个元素的每一列为每一个数据符号产生N个符号加权循环时移以及循环频移波形。于是有效地，发射器每次将来自[T]的一列的N个符号加权循环时移以及循环频移波形的总和传输为例如时间数据块上的复合波形。可替代地，发射器可以为[T]的不同列使用不同的频率载波，从而例如在一个频率载波上传输[T]的一列、并且在不同的频率载波上同时传输[T]的不同的列，从而同时传输更多数据，当然，这样做会使用更多的带宽。使用不同的频率载波同时传输[T]的不止一列的该替代方法将被称为频率块，其中，每一个频率载波被认为是其自身的频率块。

因此，由于NxN矩阵[T]具有N列，如前文在图6A和图6B中所示的，发射器将在N个时间块或者频率块的任意组合上传输结构化为N个复合波形的N²个求和符号加权循环时移以及循环频移波形。

在接收器侧，传输过程本质上被逆向。这里，例如，微处理器控制的接收器当然会如该具体应用所希望的那样在各个时间块或者频率块上接收[T]的各个列(例如，接收N个复合波形，也被称为N个符号加权循环时移以及循环频移波形)。如果例如有很多可用带宽并且时间非常重要，那么数据将作为多个频率块在多个频率载波上被发射器所传输、并且被接收器所接收。另一方面，如果可用带宽更加有限、和/或时间(延迟)不是很重要，那么相反，在多个时间块上，发射器将进行传输，并且接收器将进行接收。

所以有效地，接收器调谐为该一个或多个频率载波，并且在为那个具体应用所设置的时间和频率块的数目上最终将来自原始的NxN传输矩阵[T]的数据或系数接收为NxN接收矩阵[R]，其中，[R]类似于[T]，但是由于各种通信损伤，可能不是完全相同的。

于是，微处理器控制的接收器将传输过程逆向为一系列步骤，这些步骤逆向地模仿原始传输过程。NxN接收矩阵[R]首先被逆解码矩阵[U^H]解码，从而产生原始置换矩阵[B]的适当的版本，这里称为[B^R]，其中，[B^R]＝([R]*[U^H])。

然后，接收器进行逆向时钟运算，以便通过在NxN[B^R]矩阵的元素上进行逆向模数学或逆向时钟算术运算从循环时移以及循环频移波形(或音调)中收回数据，为NxN[B^R]矩阵的每一个元素b^R产生这产生了数据矩阵[A]的音调转换和分配形式的“解循环时移和解循环频移”版本，这里称为[A^R]。可替代地，[A^R]＝逆置换(Inverse Permute)([B^R])，或者[A^R]＝P^-1([R]*[U^H])。

然后接收器进一步通过使用原始傅立叶逆变换矩阵(IDFT)的NxN离散傅立叶变换矩阵(DFT)分析[A]矩阵来从[A^R]矩阵中提取原始数据符号d的至少一个逼近。

这里，对于每一个所接收到的符号d^R，d^R是NxN的所接收到的数据矩阵[D^R]的元素，其中，[D^R]＝DFT*A^R，或者[D^R]＝DFT*P^-1([R]*[U^H])。

因此，原始的N²个求和符号加权循环时移和循环频移波形随后被接收器所接收，该接收器由相应的解码矩阵U^H(还表示为[U^H])所控制。接收器(例如接收器的微处理器以及相关联的软件)使用该解码矩阵[U^H]来对一个或多个原始传输的NxN符号矩阵[D](或者这些传输符号中的至少一个逼近)中的各个传输符号“d”进行重构。

如前文所讨论的，有若干种方式来对由回波反射和频移的信号损伤效应造成的失真进行校正。一种方式是，在接收器前端，利用循环时移和循环频移波形或“音调”形成了一种可预测的时间-频率模式、并且位于接收器前端的“哑”解卷积设备能够识别这些模式以及所反射的回波和这些模式的频移版本的事实，并且通过模式识别过程进行适当的解卷积。可替代地，失真可以在数学上由接收器的软件来校正，这里通过进行合适的数学转换来在本质上确定所反射的回波和频移效应，并且解决这些效应。作为第三替代方案，一旦通过任何一个过程，接收器确定通信介质的具体时间和频率失真的时间和频率解卷积参数，接收器可以向发射器传输命令以指示发射器在本质上对这些效应进行预补偿或者预编码。也就是说，如果例如接收器检测到回波，发射器可以被指示来以一种偏移该回波的方式进行传输，以此类推。

图9A示出了回波反射和频移如何通过诱导加性噪声(902)使得传输信号(900)模糊或损伤或失真的示例。这些失真可以被建模为作用在数据数组上的二维滤波器。这种滤波器表示例如多个具有时延和多普勒移位的回波的出现。为了减少这些失真，可以或者在接收器的后续接收过程(904)之前预均衡信号，或者在D^R矩阵已经在(906)被恢复之后可替代地进行后均衡。该均衡过程可以通过模拟或者数字方法来完成。所接收到的D矩阵的均衡形式在理想的情况下将完全地重新产生原始的D矩阵，被称为D_eq。

图9B示出了一种自适应线性均衡器的示例，该自适应线性均衡器可以用于校正此类失真。该自适应线性均衡器可以在步骤(904)中作为更模拟的方法而起作用、或者在步骤(906)中通常作为更数字和数学的过程而起作用。

在某些实施例中，如在共同未决的专利61/615,884中所详细描述的，该专利的内容通过引用结合在此，该均衡器可以根据以下函数进行操作：

进一步的讨论请参见申请61/615,884。

图9C示出了一种自适应决策回馈均衡器的示例，该自适应决策回馈均衡器可以用于校正此类失真。该均衡器在前馈过程(910)中在主要信号之上对回波和频移信号都进行了移位，并且然后还在(912)中使用了反馈信号取消方法来进一步移除任何残留的回波和频移信号。该方法然后有效地将结果信号四舍五入为离散值。

在某些实施例中，也如在共同未决的专利61/615,884中所详细描述的，该均衡器可以根据以下函数进行操作：

$X^s\left(k\right)=\underset{l=L_F}{\overset{R_F}{\mathrm{\Σ}}}F\left(l\right)*Y(k+l)-\underset{l-L_B}{\overset{-1}{\mathrm{\Σ}}}B\left(l\right)*X^h(k+l)$

其中，X^H(k)＝Q(X^s(k))

如前文，进一步的讨论请参见申请61/615,884。

图10示出了时间-频率图，该时间-频率图给出了传输过程中信号可能遇到的各种回波(时移)和频移的可视化。这还可以被称为信道脉冲响应。如果没有任何回波(时移)或者频移，那么图10将显现为在一个限定的时间和频率上的单个尖峰。然而，由于各种回波和频移，在(1000)可以表示为尖峰的原始信号反而遍布于时间(1002)和频率(1004)上，并且这里的问题是：或者在接收器的进一步处理(904)之前，或者在接收器已经对D^R阶段(906)进行了处理之后，校正这些效应。其他替代方案，通过在传输之前预均衡信号(908)来在发射器阶段进行预均衡可以由相关的过程来控制。

图11示出了自适应决策回馈均衡器(图9C)前馈(FF)部分(910)所执行的功能的示例。为简单起见，均衡器的这一部分(910)发挥作用从而将回波或频移信号移位到再一次与主信号相一致，并且因此在减小回波和频移信号强度的同时增强主信号的强度。

图12示出了自适应决策回馈均衡器(图9C)反馈(FB)部分(912)所运行的功能的示例。当均衡器的前馈(FF)部分(910)已经对主要的偏移和回波和频移信号进行了处理，仍然会剩余某些残余的回波和频率信号。反馈(FB)部分(912)本质上是用以抵消那些残留痕迹的回波信号，本质上对于系统的该部分而言是像自适应消除器那样起作用。

然后，自适应决策回馈均衡器(914)的均衡器部分将结果信号四舍五入到最接近的均衡值，从而使得例如传输后的符号“1”再次在接收端显示为“1”而不是“0.999”。

如前文所讨论的，在共同未决的申请61/615,884中描述了尤其适合于步骤802B的该均衡方法的替代性数学讨论，该专利的内容通过引用结合在此。

最终交错讨论：

回到交错概念，图13示出了在一种交错方案中，传输各种不同的时间块可以是有用的，在该方案中，传输所有N个块所需要的时间可以在不同的数据矩阵D之间变化，并且其中，这样的交错方案根据不同的优化方案来考虑延迟，即传输所有N个块所需要的时间。