本发明属于空间光通信领域，涉及一种空间光接收全数字解调装置。
背景技术：
随着我国对高速率和大容量空间信息的获取、处理和传输上的需求越来越高，空间光通信已成为未来高带宽卫星通信的主要手段和技术实现途径。实现高码率、轻量化、小型化和低功耗的卫星激光通信终端，对我国空间技术和应用有重要的发展战略地位，具有重要的应用前景。
目前的激光通信系统主要集中在系统实现方案的讨论或光纤通信原理的研究上，而关于空间光接收解调方面只是泛泛而谈，很少涉及解调具体硬件介绍和实现方案。同时接收实现主要是基于光分立元件或光纤搭建的接收装置或基于空间光传输的其它接收设备(不含解调装置)。而基于空间光采用通信与精跟踪一体化、全数字解调方案实现激光通信接收的方面在公开的文献中都没有涉及，这将无法满足未来激光通信系统的发展需求，需要进行全新研究。
技术实现要素：
本发明解决的技术问题是：克服现有技术的不足，提供了一种空间光接收解调装置，采用空间光位置精跟踪信号和光通信信号一体化设计，将空间光位置误差跟踪计算和光接收解调集成于一体，简化了空间光通信的光学前端；利用低噪声放大器放大和FPGA幅度检测控制，实现了空间光的高灵敏度、宽动态范围接收放大，精跟踪位置误差信息提取；同时利用软件无线电思想，采用高速A/D采集和FPGA全数字处理，实现了空间光接收采集、解调恢复、位置误差控制和探测器的温度补偿。
本发明的技术解决方案是：一种空间光接收解调装置，包括四象限光探测器、前置跨阻放大电路、低通滤波器、低噪声放大电路、采样时钟PLL电路、高速模数转换电路、FPGA处理电路、输出接口电路，其中：
四象限光探测器：位于空间光光学系统焦平面位置，根据功率大小为P的空间光位置精跟踪信号和通信信号A(t)在四象限上能量分布的比例，将光功率信号转换为四路电流信号SAi(t)，其中i＝A,B,C,D；
前置跨阻放大电路：共有四个，对应将四路电流信号SAi(t)转换为电压信号，得到四路模拟信号输入SA(t)、SB(t)、SC(t)、SD(t)；
低通滤波器：共有四个，每一个对应一路模拟电压信号，对接收到的四路信号SA(t)、SB(t)、SC(t)、SD(t)进行低通滤波处理；
低噪声放大电路：共有四个，每一个对应一个低通滤波器的输出，对低通滤波器输出的信号进行增益为g的放大处理；
采样时钟PLL电路：产生采样时钟并送至高速模数转换电路；
高速模数转换电路：共有四个，每一个对应一个低噪声放大电路的输出，根据所述采样时钟对放大后的模拟电压信号进行采样，由此得到四路数字信号Qi(n)并送至FPGA处理电路；
FPGA处理电路：对输入的四路数字信号Qi(n)进行幅度检测和控制，计算出空间光方位向归一化位置误差信息fx和俯仰向归一化位置误差信息fy；同时将输入的四路数字信号Qi(n)经过数字滤波、数字插值时钟恢复和过零检测，恢复出空间光携带的原始信息，完成光通信信号的解调；
输出接口电路：将FPGA处理电路处理得到的空间光位置跟踪误差信息反馈至外部的空间光学跟瞄系统进行空间关的捕获跟踪扫描，同时将恢复出的光通信信号原始信息向外部输出。
所述的空间光接收解调装置还包括探测器温度补偿电路、光探测器供电电路和温度检测电路，其中探测器温度补偿电路又包括输入滤波器、电压放大电路、低速模数转换电路、数模转换电路、运算放大电路和输出滤波器，其中温度检测电路获取四象限光探测器的温度信号，所述温度信号依次经过输入滤波器进行模拟信号滤波、电压放大电路进行模拟信号放大、低速模数转换电路转换为数字信号后送至FPGA处理电路；FPGA处理电路查找自身存储的反映四象限光探测器温度与供电电压的拟合曲线，查找到与当前温度对应的数字电压值，所述数字电压值依次经过数模转换电路转换为模拟信号、运算放大电路进行模拟信号放大、输出滤波器进行模拟信号滤波后送至光探测器供电电路，利用光探测器供电电路控制四象限光探测器的供电偏压，从而对四象限光电探测器进行温度补偿。
所述的FPGA处理电路计算出空间光方位向归一化位置误差信息fx和俯仰向归一化位置误差信息fy的方式为：
(31)根据幅度检测和控制后的Qi(n)经过M次平均运算处理，计算出空间光落在四象限光探测器的四个不同象限的光输入功率的放大值为
(32)通过2N次采样点的累加迭代计算，得到空间光在四象限光探测器上经过放大后的四个不同象限的功率总和为：
(33)得到四象限的光斑功率大小分别为：
a＝PM,A(n)
b＝PM,B(n)
c＝PM,C(n)
d＝PM,D(n)
由此得到
所述的FPGA处理电路进行幅度检测和控制的方式为：
(41)将输入的四路高速A/D转换后数字信号QA(n)、QB(n)、QC(n)、QD(n)进行时域相加，得到四路相加的空间光通信信号为：
U(n)＝QA(n)+QB(n)+QC(n)+QD(n)；
(42)将输入的四路高速A/D转换后数字信号QA(n)、QB(n)、QC(n)、QD(n)进行最高位取反加1，得到四路有符号数据为Q1A(n)、Q1B(n)、Q1C(n)、Q1D(n)；
(43)对四路数据Q1A(n)、Q1B(n)、Q1C(n)、Q1D(n)取绝对值运算得到信号的相对幅度包络信息；当最高位为1，则对Q1A(n)、Q1B(n)、Q1C(n)、Q1D(n)最高位取反加1，然后作为Q2A(n)、Q2B(n)、Q2C(n)、Q2D(n)输出，当最高位为0时，则直接将Q1A(n)、Q1B(n)、Q1C(n)、Q1D(n)作为Q2A(n)、Q2B(n)、Q2C(n)、Q2D(n)输出；
(44)经过M次平均运算处理，从而得到信号幅度的累计平均值为：
(45)根据Q3i(n)对信号的幅度范围Q3i,k(n)进行检测，当Q3i,k(n)∈[216-k-1,216-k)，表示Q3i(n)处于信号幅度检测的第k段，其中k＝0～6；同时引入COUNTk＝COUNTk+1表示幅度检测在k段出现次数，经统计当COUNTk次数超过设定次数时，认为此时幅度的指示信息zhishik为1，否则为0；
(46)根据7段zhishik信号组成7bit的ZHISHI＝zhishi0&zhishi1…&zhishi6信号；
(47)根据ZHISHI信号，对采集到的信号幅度的最佳有效位进行截取进行后续的解调处理。
本发明与现有技术相比的优点在于：
(1)本发明光接收解调装置在结构上分为光电转换模块和基带解调模块两部分，可通过替换光电转换模块中的光探测器完成不同波长空间光的接收，还可以通过修改FPGA处理过程完成不同调制方式的解调，配置、修改灵活；
(2)本发明将光位置误差计算和接收解调集成于一体的设计方案，简化了光学跟瞄系统的设计，同时具有光高度保密性和抗干扰性；
(3)本发明利用低噪放和FPGA幅度检测控制技术在数字域内进行幅度分段，控制不同幅度信号的有效位段，进行解调处理，实现了输入信号的宽动态范围和高灵敏度放大接收，保证高的信号探测灵敏度，能实现-50dBm的空间光的接收和解调处理；
(4)本发明光解调、位置误差控制和探测器温度补偿均采用全数字实现，具有集成度高、体积小、重量轻、通用易修改、可实现性强等优势。
附图说明
图1为本发明空间光接收解调装置的组成原理图；
图2为本发明空间光接收解调装置的信息处理流程图；
图3为本发明改进的解调插值时钟同步原理图；
图4为本发明四象限光探测器温控和供电的原理图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作进一步的详细描述：
如图1所示，本发明的空间光接收解调装置由光电转换模块和基带解调模块两大部分构成。其中：
光电转换模块主要包含四象限光探测器、前置跨阻放大电路、光探测器供电电路和温度检测电路等四部分。
四象限光探测器采用HAMAMATSU公司生产的S4402Si Quadrant APD，它内部含有4个雪崩型光电二极管，具有最优倍增因子M＝100，可以有效提升接收电路的灵敏度。
前置跨阻放大电路采用TI公司生产的低噪声跨阻放大器OPA657进行配置。因四象限光探测器输出的信号电流较小，必须采用低噪声、高增益、宽频带的前置跨阻放大器进行放大，光电转换后，将光信号放大输出。
光探测器供电电路采用MAXIM公司生产的高效率PWM逆变换器MAX1947，为四象限光探测器工作提供反向的偏压，可通过外部的反馈电阻环路保证输出电压在-0.5V～-200V范围可调。
温度检测电路选用NTC热敏电阻进行温度变化的采集，根据需要进行温控的精度和阻值的大小进行选择，对温度控制精度要求不高的话，一般市场上的NTC热敏电阻均可。
基带解调模块主要包含低通滤波器、低噪声放大电路、高速A/D转换电路、FPGA处理电路、输出接口电路、探测器温度补偿电路以及采样时钟PLL电路等七部分。其中探测器温度补偿电路又由输入滤波器、电压放大电路、低速A/D转换电路、D/A转换电路、运算放大电路和输出滤波器组成。
低通滤波器滤除带外经跨阻放大的信号噪声，由对称的9阶LC电路组成，根据滤波器参数的要求设置在ADS软件中仿真得出9阶LC电感量和电容值的大小。
低噪声放大电路采用TI公司生产的LMH6554低噪声放大器。因信号微弱同时带有噪声，采用一般的放大器进行放大，会将前一级放大所引入的噪声也进行放大，信噪比在后级将会恶化。因此必须满足低噪声、高增益的要求，才能得到较大的信噪比。
高速A/D转换电路采用TI公司生产的16bit高精度高速ADC16V130对输入信号进行模数转换，得到数字域的数据。高速A/D需要根据输入信号速率的大小选择能够满足奈奎斯特第一准则的要求。
FPGA处理电路采用Xilinx公司生产的V4系列FPGA对采集后的数据进行采集、变换、解调处理、温度控制。
输出接口电路可利用ECL或LVDS芯片将解调后的基带数据转换为误码仪或后端处理设备所需的信号电平，进行误码测试或信息进一步处理。
探测器温度补偿电路采用输入滤波器、电压放大电路、低速AD、FPGA处理控制、运算放大电路和输出滤波器共同构建。输入滤波器和输出滤波器均采用OP27运算放大器、电阻和电容等组成。其中AD采用TI公司16bit高精度ADS8322，DA采用16bit高精度DAC8831，保证其温度误差精度和为QAPD提供反向电压的控制精度。
采样时钟PLL电路采用TI公司生产的ADF4351将产生的时钟送入FPGA，在FPGA内部分为四路送给高速AD。
上述装置组成的两部分的器件不限于文中列出的型号，市场上类似的型号均可实现上述装置。
图2为空间光接收解调装置的信息处理流程。本发明空间光接收解调装置完成精跟踪信号和光调制信号的光电转换和跨阻放大，低噪声放大和采集，位置误差计算、精跟踪控制误差输出和通信信号提取，空间光通信信号解调处理及输出，光电探测器的温度补偿。
采用FPGA全数字处理方法实现空间光的高灵敏度、宽动态范围接收放大采集、精跟踪位置误差信息提取、解调恢复和探测器温度补偿。空间光接收解调处理全过程可简要概括为：空间光解调器接收空间光位置精跟踪信号和空间光调制信号，其中四象限光探测器将光功率(包络)信号检测为电流信号，再通过前置跨阻放大电路转换为电压信号，然后经过低通滤波处理和低噪声放大，进入高速A/D转换电路变为数字信号，进一步通过FPGA进行数字处理，恢复出通信信号并计算出精跟踪误差信号、同时实现探测器温度补偿控制。
下面详细介绍接收解调各部分的实现过程。
1.光电转换和跨阻放大实现过程如下：
本发明采用的光电转换器件为四象限光探测器，它是一种光敏器件，由四个象限具有一致性特征的独立的APD光电探测器构成，每个象限一个探测器，内部共阳极连接，有效探测区域共Ф1mm。
通过在APD两端加载反向偏置电压，使4个雪崩型光电二极管工作在雪崩倍增区，加快光生载流子的漂移速度响应时间，使得探测灵敏度可以特别高。
将功率大小为P的空间光位置精跟踪信号和通信信号A(t)经过位于空间光光学系统焦平面位置的四象限光探测器，根据空间光在四象限上能量分布的比例，将得到光功率信号转换为电流信号，即反映出光信号在探测器输出后的信号SAi(t)为：
SAi(t)＝M×A(t)×ηi
其中i＝A,B,C,D代表四象限光探测器的四象限，M为APD雪崩二极管的倍增因子，ηi为光分布在四个区域的不同比例。
SAi(t)对应信号的幅度大小为
SAMP＝M×P×ηi
其中P为输入的信号光功率。
四象限光探测器输出的电流信号较小，为保持探测器输出的电信号不失真地放大，同时保证噪声最小，必须采用低噪声、高增益、宽频带的前置跨阻放大器进行放大，在光电转换和前置跨阻放大器后，信号的输出为
Si(t)＝0.5×RF×SAi(t)
其中i＝A,B,C,D代表QAPD的四象限，RF为跨阻放大器的反馈电阻。
四象限输出的4路微弱信号除幅度大小有所区别外，它们所携带的调制信息是完全一致的。四象限输出的每一路APD经前置跨阻放大器的连接关系，可通过选择合适的前置跨阻放大器参数，可以得到不同的输出带宽和增益。经过前置跨阻放大器输出的信号幅度为Sopaamp＝SAMP×0.5×RF。
需要注意的是M与反向偏压成正比，而M与反向偏压的斜率值又受温度的影响，为了保证增益M不随温度变化，需要对供电电源进行温度补偿(即随着温度升高，相应提高偏压)，具体详见探测器温度补偿控制部分。
四象限光探测器和跨阻放大器的噪声性能是决定接收解调装置灵敏度的主要因素。需要在此段加强对噪声的控制，对整个接收解调灵敏度的提高有关键作用。
上述过程可概括为：将输入的空间光位置精跟踪信号和通信信号A(t)经过四象限光探测器完成空间光的接收和光电转换处理，其中四象限光探测器将光功率(包络)信号检测为电流信号SAi(t)，再通过前置跨阻放大电路转换为电压信号得到输出给基带解调模块的4路模拟信号输入SA(t)、SB(t)、SC(t)、SD(t)。
2.低噪声放大和采集实现过程如下：
对接收到的SA(t)、SB(t)、SC(t)、SD(t)进行9阶LC低通滤波处理(假定9阶LC低通滤波器响应函数为hd(t))，然后再通过放大增益为g的低噪声放大器进行放大处理，再经过满足奈奎斯特第一准则的高速A/D采集变换后得到进入FPGA内部的数字信号为：
Qi(n)＝Qi(t)|t＝nTs＝{Si(t)*hd(t)*g}|t＝nTs
其中i＝A,B,C,D，其中Ts为采样时钟(通过采样时钟PLL电路获取)的周期，n为正整数。
选择的低噪放的放大倍数g的确定准则：空间光接收解调装置接收输入信号的最大动态范围，经放大后在合适的A/D采集输入电平范围内。为保证位置误差计算的精度，本发明中采用了高分辨率16bit的偏移二进制的ADC16V130，即A/D采集的数字信号的输出范围为0～65535(转换为有符号数范围为-23768～+32767)。当要求输入信号动态范围为40dB，若最小信号输入功率为Pimin(dBm)，则输入信号的动态范围应至少包括[Pimin,Pimin+40](dBm)，则低噪声放大器的放大倍数应g满足以下条件：
0<Qimin<65535，同时0<Qimax<65535。同时两者要尽可能大，才能更有利于解调的数据恢复。
其中Qimin最小信号输入功率为Pimin(dBm)时AD采集到的数字量，Qimax最大信号输入功率为(Pimin+40)(dBm)时AD采集到的数字量(此时最大信号未到达饱和输出)。
3.空间光精跟踪位置误差计算、输出和通信信号提取实现过程如下：
传统的四象限探测器只能用于位置误差信息的提取，而在本发明中采用了将精跟踪位置误差信息和通信信号的处理采用一体化处理的方案思想，不仅用于空间光精跟踪位置误差的计算，还用于通信信号的接收提取。检测目标具体方位在光探测器直角坐标系中的位置可以转换为空间光光斑相对于四象限光探测器四象限中心的偏离量大小和方向的计算。
根据前面所述四象限光探测器的原理和特点，可以从其四象限输出信号的大小，计算出目标的光斑中心位置，以确定目标的空间位置。因此时直接采用四象限输出的信号较为微弱，计算位置误差信息存在较大误差，本发明中利用信号经过两级放大后在数字域进行了位置误差计算，后经过归一化处理，反馈给空间光学跟瞄系统(APT)对光斑位置进行控制。
(1)首先根据高速A/D转换后数字信号Qi(n)经过M次平均运算处理(平均运算的目的是消除采样时钟带来的随机误差)，从而间接计算出空间光落在四象限光探测器的四个不同象限的光输入功率的放大值为：
其中i＝A,B,C,D。
(2)再通过2N次采样点的累加迭代计算(平均运算的目的是消除随机突发噪声带来的随机误差)，得到空间光在四象限光探测器上经过一定量放大后的四个不同象限的功率总和大小为：
注：此处考虑光斑相对于探测器响应面较小，空间光全部落在探测器内，同时考虑四象限间的沟道很小，可忽略不计。
(3)根据步骤(1)得到的四象限的光斑功率大小分别为：
a＝PM,A(n)
b＝PM,B(n)
c＝PM,C(n)
d＝PM,D(n)
根据上式和步骤(2)，结合四象限探测器的特点和关系，从而得到空间光在方位向归一化输出fx和俯仰向归一化输出fy的位置误差信息fx,fy分别为：
fx和fy的取值大小范围[-1,+1]。当0<fx<1,0<fy<1，则知光斑大部分能量处在光探测器的C象限，当-1<fx<0,0<fy<1，则知光斑大部分能量处在光探测器的D象限，同理，当-1<fx<0,-1<fy<0，则知光斑大部分能量处在光探测器的A象限，当0<fx<1,-1<fy<0，则知光斑大部分能量处在光探测器的B象限。当感应到的光斑功率大于最小门限阈值ZTH(n)时，fx和fy越接近0值，表征光斑越靠近四象限光探测器的中心。当感应到的光斑功率小于最小门限阈值ZTH(n)时，表征光斑偏离四象限光探测器的有效探测区域。
由四象限光探测器的方位向归一化输出fx，随光斑中心距四象限光探测器中心的距离而单调变化；四象限光探测器的俯仰向归一化输出fy，随光斑中心距四象限光探测器中心的距离而单调变化。因此在单调区间内可以通过归一化输出计算出光斑距四象限光探测器中心的距离，用以提供跟踪和瞄准所需的指向偏差信息。
由上可以看出因光斑在四象限光探测器四象限上离中心的距离表征了各部分的功率大小，越靠近ABCD四象限中的那个区域则该区域APD输出的信号幅度越大；反过来，根据四路信号的输出大小就可知道该光斑处于四象限光探测器的位置，是偏离中心在其中的那个象限还是在中心或是在探测区域之外。
四象限光探测器噪声信号输出和最小门限确定准则：关闭前端光信号，采集到的四象限的输出噪声信号为Z0(n)，调节前端光信号在探测器的位置，使光信号刚好脱离探测器的感应区得到感应光的最小门限值为ZTH(n)。当Z(n)>ZTH(n)>Z0(n)，则提示空间光学跟瞄系统(APT)光斑落在探测器感应区上，可以进行光斑位置误差的计算和进行通信解调处理；当Z0(n)≤Z(n)≤ZTH(n)，则提示空间光学跟瞄系统(APT)光斑未落在探测器感应区上，需要进一步快速进行捕跟扫描，让光斑逐渐落在探测器感应区上进行通信。
如A/D采集到的四象限的光斑功率大小分别为
a＝PM,A(n)＝1603
b＝PM,B(n)＝2583
c＝PM,C(n)＝2173
d＝PM,D(n)＝1268
利用前述公式计算出空间光在方位向fx方向和俯仰向fy方向的位置误差信息fx,fy分别为：
其中最高位表示符号位。
而FPGA产生的两部分fx＝(XX11,XX21)和fy＝(YY11,YY21)为：
fx＝(XX11,XX21)＝10011 1111 0100 0101
fy＝(YY11,YY21)＝00001 1001 0000 0001
在FPGA内部根据协议要求先低位后高位串行传输，最终将上述结果输出给空间光学跟瞄系统(APT)对空间光的位置进行跟踪捕获，上述结果表示，光斑大部分在四象限光探测器的B象限区域，需要调整光斑位置尽可能接近在探测器中心，实现捕获和通信接收解调。
(4)对探测器四路输出到4个A/D的路径长度进行了等长处理(同时认为四路相位是一致的)，则根据步骤(1)，则输出到空间光通信信号为：
U(n)＝QA(n)+QB(n)+QC(n)+QD(n)
因四象限光探测器输出的四路通信信号的调制信息是一样的，若解调的信噪比满足要求，也可选择其中QA(n)、QB(n)、QC(n)、QD(n)中幅度最大的一路作为空间光通信信号U(n)。
4.空间光通信信号解调处理及输出实现过程如下：
高速A/D转换后数字信号经过相同迭代处理，虽四象限光探测器输出信号采样后的QA(n)、QB(n)、QC(n)、QD(n)均含有空间光的调制信息，但为保证在四象限探测器上通信信号功率全部被利用，采用U(n)＝QA(n)+QB(n)+QC(n)+QD(n)作为采样后需要解调的数字信号。
对该信号进行数字滤波处理，同时根据低噪声放大器的放大倍数对滤波后的信号进行幅度检测和控制，保持解调信号电平在合理的范围，而后经过数字均衡处理，数字插值时钟恢复和软判决处理，恢复出空间光携带的原始信息，即完成了通信信号的解调处理过程。其具体的步骤为：
(1)幅度检测与控制
为保证较高的空间光信号灵敏度，需要对噪声进行控制。传统的AGC噪声不能满足要求。本发明中采用低噪声放大结合AD采集的范围以及后端解调误差信号的反馈，首先对信号进行充分的放大，根据A/D采集到的数字信号，因解调只需要6～8bit的数据足够，而采用16bit的A/D采集到的数据中存在较多的无用信息，无用信息大量耗费FPGA的资源且不利于解调的快速处理反馈。通过在FPGA内进行幅度分段，控制不同幅度信号的有效位段，进行解调处理，实现输入信号的宽动态范围和高灵敏度放大接收。其具体过程为：
(a)先将输入的4路高速A/D转换后数字信号QA(n)、QB(n)、QC(n)、QD(n)进行时域相加，得到四路相加的空间光通信信号为：
U(n)＝QA(n)+QB(n)+QC(n)+QD(n)
因四象限光电探测器输出的四路通信信号的调制信息是一样的，若解调的信噪比满足要求，也可选择其中QA(n)、QB(n)、QC(n)、QD(n)中幅度最大的一路作为空间光通信信号U(n)。
(b)同时将输入的4路高速A/D转换后数字信号QA(n)、QB(n)、QC(n)、QD(n)进行最高位取反加1，得到4路有符号数据为Q1A(n)、Q1B(n)、Q1C(n)、Q1D(n)。
(c)然后对4路数据Q1A(n)、Q1B(n)、Q1C(n)、Q1D(n)取绝对值运算得到信号的相对幅度包络信息。
当最高位为1，则对Q1A(n)、Q1B(n)、Q1C(n)、Q1D(n)最高位取反加1，然后作为Q2A(n)、Q2B(n)、Q2C(n)、Q2D(n)输出，当最高位为0时，则直接将Q1A(n)、Q1B(n)、Q1C(n)、Q1D(n)作为Q2A(n)、Q2B(n)、Q2C(n)、Q2D(n)输出。
(d)经过M次平均运算处理(平均运算的目的是消除采样时钟带来的随机误差)，从而得到信号幅度的累计平均值为：
其中i＝A,B,C,D。
(e)根据Q3i(n)对信号的幅度范围Q3i,k(n)进行检测，当Q3i,k(n)∈[216-k-1,216-k)，表示Q3i(n)处于信号幅度检测的第k段，其中k＝0～6，第7段以下不需要再进行截位处理。同时引入COUNTk＝COUNTk+1表示幅度检测在k段出现次数，每出现1次统计次数加1，其中k＝0～6，经统计当COUNTk次数判断N次(预先设定)以上，认为此时幅度的指示信息zhishik为1，其中k＝0～6，否则为0。
(f)根据7段zhishik信号组成7bit的ZHISHI＝zhishi0&zhishi1…&zhishi6信号，当其中的ZHISHI信号中的7bit中出现第k位为1时，表征此时检测到的信号幅度处在此段。
(g)根据ZHISHI信号，对采集到的信号幅度的最佳有效位进行截取进行后续的解调处理。
以解调采用8bit为例，即取其中16bit中的第16bit(符号位)&(16-k-8)&“0(k个)”组成8bit解调输入数据信号xi(n)，其中i＝A,B,C,D。四路相加的空间光通信信号U(n)也可按照上述步骤完成信号进行幅度检测控制处理。
(2)多相滤波
根据ZHISHI信号，对采集到的信号幅度的进行截取，得到8bit输入数据xi(n)为输入。
本发明中采用的多相滤波是在采样倍数为4的情况下进行的，对于17抽头FIR滤波器(滤波器的时域序列为h(n))的输出，由对称特性h(n)＝h(16-n)，可表示为
xi(n)、h(n)和yi(n)都用二进制补码表示(最高位为符号位)。
将输入信号进行4路并行处理，采用一些延迟单元，则可以同时获得xi(n-16)～xi(n-13)，xi(n-8)～xi(n-5)，xi(n)～xi(n+3)共12个数据，同时获得四个输出：
由于该FIR滤波器线性相位对称特性，实现结构可以采用改进的多相结构以减少滤波器的计算量。
输入数据并行输入到4个子滤波器H0，H1，H2，H3，输出转换器在输入速率上并行工作，轮流对4个子滤波器采样得到成形结果。H0，H1，H2，H3的系数为：
H0：h0,h4,h8,h12,h16；H1：h1,h5,h9,h13；H2：h2,h6,h10,h14；H3：h3,h7,h11,h15
相对于一般的滤波器结构，这种多相结构不仅减少了规模，而且降低了运算的工作速率。在具体实现时，根据该FIR成形滤波器的特点，可使结构更一步简化：
多相滤波器输入数据只有0和1两种，对于平衡输出，相当于±1，滤波器结构中可以不出现乘法，用二选一的多项选择器即可实现。
由于成形滤波器的抽头系数具有偶对称的特点，因此在4个子滤波器中，H0和H2本身是对称的，H1和H3实际的系数是一样的，仅反序而已。
多相结构使得运算速率降低到输出采样率的1/4，在运算速度允许的条件下，4个子滤波器H0和H2利用对称，H1和H3可以共用，分时工作，从而滤波器规模再减小一半。
即8bit解调数据信号xi(n)经过多项滤波后，转变为4路并行输出数据yi(n)、yi(n+1)、yi(n+2)、yi(n+3)。其中i＝A,B,C,D。
同上将8bit解调数据信号xi(n)分为I、Q分两路Ixi(n)、Qxi(n)。经上述多项滤波后，转变为4路I、Q并行输出数据I1、I2、I3、I4和Q1、Q2、Q3、Q4。其中i＝A,B,C,D。
(3)时钟插值恢复
以四象限中的1路数据进行时钟插值恢复为例，时钟插值恢复的具体过程可参照公开号为CN101610146A，名称为《全数字解调中并行插值位同步系统及同步方法》的中国专利，具体如图3所示。
本发明中将其进行改进为4路I、Q并行数据输入，经过输入延迟模块、插值计算模块一、插值计算模块二、定时误差计算模块、环路滤波模块、NCO模块和输出模块，并利用幅度检测与控制模块产生的ZHISHI信号对环路滤波中寄存器值的误差大小进行控制，完成数据的时钟同步。将输入的4路并行I路采样数据I1、I2、I3、I4和并行Q路采样数据Q1、Q2、Q3、Q4经过时钟插值同步得到恢复的I、Q数据送入判决模块。
(4)判决模块
当时钟环锁定后，接收到的信号时钟和相位基本保持一致，对输出信号进行过零检测即可获得原始的调制信息，由于在FPGA中采用的是二进制补码运算，只需要取输出的IQ数据的符号位即得到串行的IQ输出信息。
5.探测器温度补偿实现过程如下：
采用APD可以使光探测器的灵敏度特别高，但需要较高的反向偏置电压和温度补偿给APD。探测器温度补偿实现方法：同时通过NTC热敏电阻检测四象限光探测器的温度值，根据初始环境温度值对应的电压值，同时根据APD器件手册中温度和反向电压的关系，将温度的变化反馈到模拟基准电压电路，通过ADC转化采集到新的电压数字信号，在FPGA内部进行探测器温度与其供电电压的曲线查找表更新输出电压。再经DAC转化为模拟输出电压，进而控制APD电压供电电路中的电压反馈环路，由此控制四象限光探测器的供电偏压，从而达到对四象限光探测器进行温度噪声补偿的目的。
具体如图4所示，根据器件手册，S4402的温度和反向电压的关系为0.65V/℃，四象限探测器工作在雪崩增益M为50-100区间，假定工作温度范围为15°至35°时，其反向偏压范围为-143.5V～-156.5V，负载电流小于1mA，输出噪声为10mV。假设采用MAX1847作为电源芯片，输入为5V，输出为上述范围可调。可以通过如下反馈方式实现温度补偿。其中R1＝1.13MΩ，R2＝10kΩ，R3＝100kΩ，DAC输出为0时电源输出为-141V，DAC输出为2.5V时，电源输出为-170V。首先读取环境温度，保证四象限雪崩探测器的输出增益不随温度变化，保持稳定。在FPGA中，通过内部的温度与电压的比例大小关系测试出温度和电压的关系曲线，形成温度和电压的查找表。该闭环带宽为Hz级别。DAC分辨率大于8位，可以使得电压分辨率约为30V/256＝117mV。ADC的分辨率满足温度分辨率小于0.5℃即可。每0.5℃调整输出电压。为了使得输出电压的噪声小于10mV，需要在电源输出级增加滤波网络(RC或者LC)，进一步降低电压纹波，降低引入的信号噪声，保证更高的通信灵敏度。
以上所述，仅为本发明最佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。
本发明说明书中未作详细描述的内容属本领域技术人员的公知技术。