本发明涉及通信技术领域，尤其涉及一种光传输信道中频偏估计方法和装置。
背景技术：
在传输技术的发展中，光纤被证明是一种不可或缺的媒介。如何用最少量的光纤传输最丰富的信息，出于这种探索，光传输的发展基本经历了以下几个阶段：空分复用阶段(spacedivisionmultiplexing，sdm)、时分复用阶段(timedivisionmultiplexing，tdm)和波分复用阶段(wavelengthdivisionmultiplexing，wdm)。
时至今日光传输依然以波分复用系统为主。随着通信技术的发展，目前商用的40g波分传输逐渐演变到100g、400g波分传输，与此同时，在数据传输距离上也在不断的拓展。这样，就导致波分复用系统在传输过程中会带来色度色散、偏振膜色散、强滤波效应、频偏和相偏等诸多问题。目前，这些问题的解决需要用数字信号处理(digitalsignalprocessing，dsp)的方法，在硬件电路中具有dsp技术的dsp芯片用于线卡中的光模块中，dsp芯片主要进行数据信号处理，是光模块的重要组成部分。如图1所示，光模块中主要的硬件组成有dsp芯片、数字模拟转换器(digitaltoanalogconverter，dac)接口、模拟数字转换器(analog-to-digitalconverter，adc)接口、dac接口适配、编解码、光传输单元4(opticaltransportunit4，otu4)告警性能监视和客户侧接口等。其中，dsp芯片主要进行x/y偏振态信号的频偏估计，便于进行信号的频偏补偿，是dsp芯片的一个重要环节。
目前光传输信道的频偏估计算法普遍采用相关符号间的相位差来直接进行频偏估计，这种方法实时性弱，精度低，收敛速度慢，无法达到最优性能。
技术实现要素：
为解决上述技术问题，本发明实施例期望提供一种光传输信道中频偏估计的方法和装置，可实现对光传输信道中的频偏估计，具有实时性强、精度高、收敛速度快、自适应稳定调整和性能稳定等特点。
本发明的技术方案是这样实现的：
本发明实施例提供了一种光传输信道中频偏估计的方法，包括：
利用系统频偏估计值对本次获得的第1偏振态数据和本次获得的第2偏振态数据进行补偿；
根据共轭相乘间隔值为n的剩余频偏估计算法，对进行补偿后的第1偏振态数据进行剩余频偏估计，得出所述本次获得的第1偏振态数据对应的第1剩余频偏估计值；根据共轭相乘间隔值为1的剩余频偏估计算法，对进行补偿后的第2偏振态数据进行剩余频偏估计，得出所述本次获得的第2偏振态数据对应的第2剩余频偏估计值；n为大于0的整数；
根据所述第1剩余频偏估计值和所述第2剩余频偏估计值，得到当前辅助频偏估计值；
根据所述当前辅助频偏估计值，确定对下一次经补偿后的第1偏振态数据进行剩余频偏估计时使用的共轭相乘间隔值；根据所述当前辅助频偏估计值，对所述系统频偏估计值进行更新。
上述方案中，所述根据所述第1剩余频偏估计值和所述第2剩余频偏估计值，得到当前辅助频偏估计值，包括：
计算所述第1剩余频偏估计值和所述第2剩余频偏估计值的平均值；对所述平均值进行环路滤波处理，得到当前辅助频偏估计值；
或者，对所述第1剩余频偏估计值进行环路滤波处理，得到当前辅助频偏估计值。
上述方案中，所述方法还包括：将进行环路滤波处理时使用的第一比例系数和第二比例系数设置为固定值，或者根据实际应用场景设置进行环路滤波处理时使用的第一比例系数和第二比例系数。
上述方案中，所述根据所述当前辅助频偏估计值，确定对下一次经补偿后的第1偏振态数据进行剩余频偏估计时使用的共轭相乘间隔值包括：
所述共轭相乘间隔值n满足预设的调整条件时，重新确定下一次经补偿后的第1偏振态数据进行剩余频偏估计时使用的共轭相乘间隔值。
上述方案中，所述预设的调整条件包括：
不满足预设的第一相位模糊判定子条件，且满足预设的第一频偏稳定子条件；
或者，不满足预设的第二相位模糊判定子条件，且满足预设的第二频偏稳定子条件；
所述预设的第一相位模糊判定子条件包括：所述第2剩余频偏估计值减去连续的m个第1剩余频偏估计值的平均值后的绝对值大于第一阈值，且n大于1；所述连续的m个第1剩余频偏估计值包括：所述本次获得的第1偏振态数据对应的第1剩余频偏估计值、以及本次之前获得的m-1个第1偏振态数据对应的第1剩余频偏估计值；
所述预设的第一频偏稳定子条件包括：当前辅助频偏估计值减去上一次得到的辅助频偏估计值后的绝对值小于第二阈值、连续的m个第1剩余频偏估计值的平均值的绝对值小于第三阈值、以及n小于预设的上限值nmax；
所述预设的第二相位模糊判定子条件包括：所述第2剩余频偏估计值减去所述第1剩余频偏估计值后的绝对值大于第一阈值，且n大于1；
所述预设的第二频偏稳定子条件包括：当前辅助频偏估计值减去上一次得到的辅助频偏估计值后的绝对值小于第二阈值、所述第1剩余频偏估计值的绝对值小于第三阈值、以及n小于预设的上限值nmax。
上述方案中，所述预设的调整条件还包括：预设的跳转子条件；
所述预设的跳转子条件包括：跳转计数器的值大于等于跳转等待块数，所述跳转计数器的初始值为0，在不满足所述预设的跳转子条件时，所述跳转计数器的值自增1。
上述方案中，所述重新确定下一次获得的第1偏振态数据进行剩余频偏估计时使用的共轭相乘间隔值包括：增大本次获得的第1偏振态数据进行剩余频偏估计时使用的共轭相乘间隔值，将增大后的共轭相乘间隔值作为下一次经补偿后的第1偏振态数据进行剩余频偏估计时使用的共轭相乘间隔值。
上述方案中，对进行补偿后的第k次获得的第i偏振态数据进行剩余频偏估计包括：
a1：将第k次获得的第i偏振态数据vk，和第k-q次获得的第i偏振态数据vk-q的共轭
a2：对所述第k个矢量数据zk进行p次方运算，得到第k个p次方矢量数据
a3：得到第k-1个p次方矢量数据
a4：计算第k-n+1个p次方矢量数据
a5：对所述累加和求角度值；
a6：对所述角度值除以4q得到第k次获得的第i偏振态数据对应的第i剩余频偏估计值。
上述方案中，所述第1偏振态数据为x偏振态数据时，所述第2偏振态数据为y偏振态数据；
所述第1偏振态数据为y偏振态数据时，所述第2偏振态数据为x偏振态数据。
本发明实施例还提供了一种光传输信道中频偏估计的装置，所述装置包括获取模块、判断模块和补偿模块；其中：
补偿模块，用于利用系统频偏估计值对本次获得的第1偏振态数据和本次获得的第2偏振态数据进行补偿；
计算模块，用于根据共轭相乘间隔值为n的剩余频偏估计算法，对进行补偿后的第1偏振态数据进行剩余频偏估计，得出所述本次获得的第1偏振态数据对应的第1剩余频偏估计值；根据共轭相乘间隔值为1的剩余频偏估计算法，对进行补偿后的第2偏振态数据进行剩余频偏估计，得出所述本次获得的第2偏振态数据对应的第2剩余频偏估计值；n为大于0的整数；
处理模块，用于根据所述第1剩余频偏估计值和所述第2剩余频偏估计值，用于得到当前辅助频偏估计值；
调整模块，用于根据所述当前辅助频偏估计值，确定对下一次经补偿后的第1偏振态数据进行剩余频偏估计时使用的共轭相乘间隔值；根据所述当前辅助频偏估计值，对所述系统频偏估计值进行更新。
上述方案中，所述处理模块，具体用于计算所述第1剩余频偏估计值和所述第2剩余频偏估计值的平均值；对所述平均值进行环路滤波处理，得到当前辅助频偏估计值；
或者，对所述第1剩余频偏估计值进行环路滤波处理，得到当前辅助频偏估计值。
上述方案中，所述处理模块，还用于将进行环路滤波处理时使用的第一比例系数和第二比例系数设置为固定值，或者根据实际应用场景设置进行环路滤波处理时使用的第一比例系数和第二比例系数。
上述方案中，所述调整模块，具体用于在所述共轭相乘间隔值n满足预设的调整条件时，重新确定下一次经补偿后的第1偏振态数据进行剩余频偏估计时使用的共轭相乘间隔值。
上述方案中，所述预设的调整条件包括：不满足预设的第一相位模糊判定子条件，且满足预设的第一频偏稳定子条件；
或者，不满足预设的第二相位模糊判定子条件，且满足预设的第二频偏稳定子条件；
所述预设的第一相位模糊判定子条件包括：所述第2剩余频偏估计值减去连续的m个第1剩余频偏估计值的平均值后的绝对值大于第一阈值，且n大于1；所述连续的m个第1剩余频偏估计值包括：所述本次获得的第1偏振态数据对应的第1剩余频偏估计值、以及本次之前获得的m-1个第1偏振态数据对应的第1剩余频偏估计值。
所述预设的第一频偏稳定子条件包括：当前辅助频偏估计值减去上一次得到的辅助频偏估计值后的绝对值小于第二阈值、连续的m个第1剩余频偏估计值的平均值的绝对值小于第三阈值、以及n小于预设的上限值nmax。
所述预设的第二相位模糊判定子条件包括：所述第2剩余频偏估计值减去所述第1剩余频偏估计值后的绝对值大于第一阈值，且n大于1。
所述预设的第二频偏稳定子条件包括：当前辅助频偏估计值减去上一次得到的辅助频偏估计值后的绝对值小于第二阈值、所述第1剩余频偏估计值的绝对值小于第三阈值、以及n小于预设的上限值nmax。
上述方案中，所述预设的调整条件还包括：预设的跳转子条件；
所述预设的跳转子条件包括：跳转计数器的值大于等于跳转等待块数，所述跳转计数器的初始值为0，在不满足所述预设的跳转子条件时，所述跳转计数器的值自增1。
上述方案中，所述调整模块，还用于增大本次获得的第1偏振态数据进行剩余频偏估计时使用的共轭相乘间隔值，将增大后的共轭相乘间隔值作为下一次经补偿后的第1偏振态数据进行剩余频偏估计时使用的共轭相乘间隔值。
上述方案中，所述第1偏振态数据为x偏振态数据时，所述第2偏振态数据为y偏振态数据；
所述第1偏振态数据为y偏振态数据时，所述第2偏振态数据为x偏振态数据。
本发明实施例提供的一种光传输信道中频偏估计的方法和装置中，利用系统频偏估计值对本次获得的第1偏振态数据和本次获得的第2偏振态数据进行补偿；根据共轭相乘间隔值为n的剩余频偏估计算法，对进行补偿后的第1偏振态数据进行剩余频偏估计，得出所述本次获得的第1偏振态数据对应的第1剩余频偏估计值；根据共轭相乘间隔值为1的剩余频偏估计算法，对进行补偿后的第2偏振态数据进行剩余频偏估计，得出所述本次获得的第2偏振态数据对应的第2剩余频偏估计值；n为大于0的整数；根据所述第1剩余频偏估计值和所述第2剩余频偏估计值，得到当前辅助频偏估计值；根据所述当前辅助频偏估计值，确定对下一次经补偿后的获得的第1偏振态数据进行剩余频偏估计时使用的共轭相乘间隔值；根据所述当前辅助频偏估计值，对所述系统频偏估计值进行更新；如此，克服了现有技术中采用相关符号间的相位差来直接进行频偏估计时，实时性弱，精度低，收敛速度慢，无法达到最优性能的缺点，具有实时性强、精度高、收敛速度快、自适应稳定调整和性能稳定等特点。
附图说明
图1为现有技术中的dsp芯片应用场景图；
图2为本发明光传输信道中频偏估计的方法的第一实施例的流程图；
图3为本发明实施例中剩余频偏估计算法原理图；
图4为本发明实施例中环路滤波的原理图；
图5为本发明实施例光传输信道中频偏估计的方法原理图；
图6为本发明光传输信道中频偏估计的方法的第二实施例的流程图；
图7为本发明实施例计算剩余频偏估计值的平均值的原理图；
图8为本发明实施例共轭相乘间隔值的自适应调整流程图；
图9为本发明实施例光传输信道中频偏估计的装置的组成结构示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。
第一实施例
图2为本发明光传输信道中频偏估计的方法的第一实施例的流程图，如图3所示，该方法包括：
步骤200：利用系统频偏估计值对本次获得的第1偏振态数据和本次获得的第2偏振态数据进行补偿。
本步骤中，将系统频偏估计值θ表达成指数形式e-jθ，对本次输入的第1偏振态数据和本次输入的第2偏振态数据分别乘以e-jθ，便可以消除获得数据中的频偏现象。
这里，第1偏振态数据为x偏振态数据时，第2偏振态数据为y偏振态数据；第1偏振态数据为y偏振态数据时，所述第2偏振态数据为x偏振态数据。
步骤201：根据共轭相乘间隔值为n的剩余频偏估计算法，对进行补偿后的第1偏振态数据进行剩余频偏估计，得出所述本次获得的第1偏振态数据对应的第1剩余频偏估计值；根据共轭相乘间隔值为1的剩余频偏估计算法，对进行补偿后的第2偏振态数据进行剩余频偏估计，得出所述本次获得的第2偏振态数据对应的第2剩余频偏估计值；n为大于0的整数。
图3为本发明实施例中剩余频偏估计算法原理图，如图3所示，本步骤中，对进行补偿后的第k次获得的第i偏振态数据进行剩余频偏估计可以包括如下步骤：
步骤a1：计算第k-q次获得的第i偏振态数据vk-q的共轭数据
步骤a2：将第k次获得的第i偏振态数据vk，和第k-q次获得的第i偏振态数据vk-q的共轭
步骤a3：对所述第k个矢量数据zk进行p次方运算，得到第k个p次方矢量数据
本步骤中，对矢量据进行p次方运算，其中p可以取2、4、8、16等等，本发明实施例中p取值为4。
步骤a4：得到第k-1个p次方矢量数据
步骤a5：计算第k-n+1个p次方矢量数据
本步骤中，n值可以取2048，对连续获得的2048个第i偏振态数据对应的p次方矢量数据计算累加和，即
步骤a6：对上述累加和求角度值。
示例性的，如果矢量数据累加和为zsum＝a+jb，则对应的角度值为angle(zsum)＝arctan(b/a)。
步骤a7：对所述角度值除以4q得到第k次获得的第i偏振态数据对应的第i剩余频偏估计值。
这里，对第1偏振态数据进行剩余频偏估计时，共轭相乘间隔值n可变，第2偏振态数据进行剩余频偏估计时，共轭相乘间隔值取固定值1。
步骤202：根据所述第1剩余频偏估计值和所述第2剩余频偏估计值，得到当前辅助频偏估计值。
可选地，当前辅助频偏估计值的计算方法包括：
计算所述第1剩余频偏估计值θe1和所述第2剩余频偏估计值θe2的平均值；对所述平均值进行环路滤波处理，得到当前辅助频偏估计值θ′。
或者，对所述第1剩余频偏估计值θe1进行环路滤波处理，得到当前辅助频偏估计值θ′。
这里，由于得到的第1和第2剩余频偏估计值的平均值，或者第1剩余频偏估计值的瞬时值具有一定的波动，因此，在频偏估计的方法中加入了环路滤波处理，从而加速辅助频偏估计值的收敛和平滑处理。
图4为本发明实施例中环路滤波的原理图，如图4所示，将获得的剩余频偏估计值的平均值θe_avg，或者第1剩余频偏估计值θe1进行环路滤波处理后，得到稳定的辅助频偏估计值θ′。这里，在使用环路滤波处理时，将进行环路滤波处理时使用的第一比例系数和第二比例系数设置为固定值，或者根据实际应用场景设置进行环路滤波处理时使用的第一比例系数和第二比例系数。
下面列举出环路滤波中参数的4种设置方式：
方式1：第一比例系数kp和第二比例系数ki可设置，采用二阶环路滤波实现。此方式的优点在于根据实际的应用场景进行设置，灵活性好，产品使用场景不受限制，收敛速度快。
方式2：第一比例系数kp和第二比例系数ki固定，采用二阶环路滤波实现。此方式的优点在于硬件实现简单，缺点在于系数固定后，不能根据实际的应用场景进行设置，具有灵活性差，产品使用场景受限制。
方式3：第一比例系数kp和第二比例系数ki可设置，采用一阶环路滤波实现。此方式的优点在于减少资源占用，缺点在于收敛速度慢于二阶环路滤波。
方式4：第一比例系数kp和第二比例系数ki固定，采用一阶环路滤波实现。此方式的优点在于硬件实现简单，减少资源占用，缺点在于系数固定后，不能根据实际的应用场景进行设置，具有灵活性差，产品使用场景受限制，收敛速度慢于二阶环路滤波。
步骤203：根据所述当前辅助频偏估计值，确定对下一次经补偿后的第1偏振态数据进行剩余频偏估计时使用的共轭相乘间隔值；根据所述当前辅助频偏估计值，对所述系统频偏估计值进行更新。
本步骤中，根据当前辅助频偏估计值，确定对下一次获得的第1偏振态数据进行剩余频偏估计时使用的共轭相乘间隔值可以包括：共轭相乘间隔值n满足预设的调整条件时，增大本次获得的第1偏振态数据进行剩余频偏估计时使用的共轭相乘间隔值，将增大后的共轭相乘间隔值作为下一次经补偿后的第1偏振态数据进行剩余频偏估计时使用的共轭相乘间隔值。
这里，预设的调整条件可以是：不满足预设的第一相位模糊判定子条件，且满足预设的第一频偏稳定子条件；或者，不满足预设的第二相位模糊判定子条件，且满足预设的第二频偏稳定子条件。
进一步的，所述预设的第一相位模糊判定子条件包括：所述第2剩余频偏估计值减去连续的m个第1剩余频偏估计值的平均值后的绝对值大于第一阈值，且n大于1；所述连续的m个第1剩余频偏估计值包括：所述本次获得的第1偏振态数据对应的第1剩余频偏估计值、以及本次之前获得的m-1个第1偏振态数据对应的第1剩余频偏估计值。
所述预设的第一频偏稳定子条件包括：当前辅助频偏估计值减去上一次得到的辅助频偏估计值后的绝对值小于第二阈值、连续的m个第1剩余频偏估计值的平均值的绝对值小于第三阈值、以及n小于预设的上限值nmax。
所述预设的第二相位模糊判定子条件包括：所述第2剩余频偏估计值减去所述第1剩余频偏估计值后的绝对值大于第一阈值，且n大于1。
所述预设的第二频偏稳定子条件包括：当前辅助频偏估计值减去上一次得到的辅助频偏估计值后的绝对值小于第二阈值、所述第1剩余频偏估计值的绝对值小于第三阈值、以及n小于预设的上限值nmax。
这里，第一阈值、第二阈值、第三阈值均支持寄存器配置，可以根据具体使用场景和信道质量进行灵活设置。优选地，第一阈值的缺省值为0.5/n，n为当前共轭相乘间隔值，第二阈值的缺省值为0.5，第三阈值的缺省值为0.0509/16。
预设的调整条件还可以包括：满足预设的跳转子条件，所述预设的跳转子条件包括：跳转计数器的值大于等于跳转等待块数，所述跳转计数器的初始值为0，在不满足所述预设的跳转子条件时，所述跳转计数器的值自增1。
可以理解的是，第1偏振态数据进行剩余频偏估计时使用的共轭相乘间隔值发生跳转时，可以根据具体应用场景和信道质量，进行跳转等待块数的配置。例如，实际信道质量稳定时，跳转等待块数配置少，跳转等待时间短；实际信道质量不稳定时，跳转等待块数配置多，跳转等待时间长。共轭相乘间隔值跳转等待的目的是，减少在链路条件异常时导致误判现象，增加系统的抗干扰能力。
本步骤中，根据所述当前辅助频偏估计值，对所述系统频偏估计值进行更新可以是，利用系统频偏估计值和当前辅助频偏估计值相加后的值更新系统频偏估计值。
本发明实施例中，克服了现有技术中采用相关符号间的相位差来直接进行频偏估计时，实时性弱，精度低，收敛速度慢，无法达到最优性能的缺点，采用了一种光传输信道中频偏估计的方法，其中利用剩余频偏估计值的平均值，使得到的剩余频偏值更精确；利用环路滤波处理剩余频偏值，加速辅助频偏估计值的收敛和平滑处理；对共轭相乘间隔值n的自适应调整，使光传输信道中的频偏估计具有实时性强、精度高、收敛速度快等特点。
第二实施例
为了能更加体现本发明的目的，在本发明第一实施例的基础上，进行进一步的举例说明。
图5为本发明实施例光传输信道中频偏估计的方法原理图，如图5所示，本发明实施例光传输信道中频偏估计方法可以采用100gdsp芯片实现，这里，x偏振态数据为第1偏振态数据，y偏振态数据为第2偏振态数据，剩余频偏估计时p取4。
图6为本发明光传输信道中频偏估计的方法的第二实施例的流程图，结合图5和图6，该方法包括：
步骤600：利用系统频偏估计值对本次获得的x偏振态数据和y偏振态数据进行补偿。
步骤601：分别计算补偿后的x偏振态数据和y偏振态数据对应的剩余频偏估计值θex和θey。
步骤602：计算θex和θey的平均值。
图7为本发明实施例计算剩余频偏估计值的平均值的原理图，如图7所示计算x偏振态的剩余频偏估计值θex和y偏振态的剩余频偏估计值θey的相加值，将相加值右移一位得到平均值θe_avg，这里，由于在实际应用的硬件系统中数据是以二进制形式存储的，因此，右移一位可实现除以2的操作。
步骤603：对平均值进行环路滤波处理，得到当前辅助频偏估计值。
本步骤中，将步骤602计算的平均值θe_avg进行环路滤波处理后，得到当前辅助频偏估计值θ′。
在一种可选的实施例中，也可以跳过步骤602，直接将x偏振态的剩余频偏估计值θex送入步骤603进行处理，这样做的优点在于节约资源，但是由于未考虑y偏振态的剩余频偏估计值，会导致得到的频偏估计值不够精确。
步骤604：利用当前辅助频偏估计值，确定对下一次经补偿后的x偏振态数据进行剩余频偏估计时使用的共轭相乘间隔值。
图8为本发明共轭相乘间隔值的自适应调整流程图，如图8所示，共轭相乘间隔值的自适应调整可以包括以下步骤：
步骤6041：初始化设置，间隔值n置1，跳转计数器的值置0。
可以理解的是，在系统重新上电后，执行步骤6041进行系统初始化设置，否则，直接执行步骤6042。
步骤6042：判断是否获得新θex，如果是，执行步骤6043；如果否，继续执行步骤6042。
步骤6043：对获得的连续m个θex求平均值θex_mean。
本步骤中可以采用如下两个方案实现：
方案1，对连续m个θex进行滑动求平均值θex_mean。示例性的，m可以取16，对获得的连续16个x偏振态的剩余频偏估计值θex1、θex2到θex16求平均值，当再次获得新的θex17，去掉最初x偏振态的剩余频偏估计值θex1，对θex2、θex3到θex17求最新的平均值。
方案2，跳过步骤6043，直接利用步骤6042中获得的新的x偏振态的剩余频偏估计值θex进行下面的判断。
可以理解的是，采用方案1对θex进行滑动求平均值，在链路不稳定时，具有很好的抗干扰能力；采用方案2虽然节约了资源，简化了处理步骤，但抗干扰能力较差。
步骤6044：跳转计数器的值是否大于等于跳转等待块数，如果是，执行步骤6046；如果否，执行步骤6045。
示例性的，在信道质量稳定的环境中，跳转等待块数th_count设置为32，当跳转计数器的值counter小于跳转等待块数th_count时，数据链路还不稳定，不能执行共轭相乘间隔值的调整；当跳转计数器的值counter等于跳转等待块数th_count，则表示当前共轭相乘间隔值对应的数据链路稳定，执行步骤6046。
步骤6045：跳转计数器的值自增1，并继续执行步骤6042。
步骤6046：判断是否满足相位模糊条件，如果是，返回步骤6041；如果否，执行步骤6047。
本发明具体实施例中，如果步骤6043中执行的是方案1，则本步骤中判断是否满足第一相位模糊判定子条件。第一相位模糊判定子条件可以包括：判断y偏振态的剩余频偏估计值θey减去连续的m个x偏振态的剩余频偏估计值的平均值θex_mean后的绝对值大于第一阈值a，且当前x振态数据的共轭相乘间隔值n大于1，即|θey-θex_mean|＞a且n＞1。
如果步骤6043中执行的是方案2，则本步骤中判断是否满足第二相位模糊判定子条件。第二相位模糊判定子条件可以包括：y偏振态的剩余频偏估计值θey减去x偏振态的剩余频偏估计值θex后的绝对值大于第一阈值a，且n大于1，即|θey-θex|＞a且n＞1。
步骤6047：判断是否满足频偏稳定条件，如果是，执行步骤6048；如果否，返回步骤6042。
本发明具体实施例中，如果步骤6043中执行的是方案1，则本步骤中判断是否满足第一频偏稳定子条件。第一频偏稳定子条件可以包括：当前辅助频偏估计值θk′减去上一次获得的数据的辅助频偏估计值θk′-1后的绝对值小于第二阈值b、连续的m个x偏振态的剩余频偏估计值的平均值θex_mean的绝对值小于第三阈值c、当前x偏振态数据的共轭相乘间隔值n小于调整的上限值nmax，即|θk′-θk′-1|＜b、|θex_mean|＜c且n＜nmax。
除了本发明中的nmax设计成可配置之外，还可以将nmax设计成某一大于0的固定值。nmax设计成大于0的固定值实施例的优点是硬件实现简单，缺点是不能根据实际的应用场景进行调节，导致灵活性差，产品使用场景遭到限制。
如果步骤6043中执行的是方案2，则本步骤中判断是否满足第二频偏稳定子条件。第二频偏稳定子条件可以包括：当前辅助频偏估计值θk′减去上一次获得的数据的辅助频偏估计值θk′-1后的绝对值小于第二阈值b，x偏振态的剩余频偏估计值θex的绝对值小于第三阈值c、当前x偏振态数据的共轭相乘间隔值n小于调整的上限值nmax，即|θk′-θk′-1|＜b、|θex|＜c且n＜nmax。
需要说明的是，当n＝nmax时，一直使用共轭相乘间隔值的上限值nmax，作为x偏振态数据进行剩余频偏估计时使用的共轭相乘间隔值，当x的剩余频偏估计值发生相位模糊，或者实际系统不稳定时，才将n值重新设置为1。
步骤6048：确定下一次x偏振态数据进行剩余频偏估计时的共轭相乘间隔值，跳转计数器的值置0。
本步骤中，需要增大n值，可选地n值的递增顺序方案包括：
方案1：n值递增顺序设计成1、2、4、8、……、nmax。将下一次x偏振态数据进行剩余频偏估计时的共轭相乘间隔值更新为2*n。
方案2：n值递增顺序设计成1、2、3、4、5、……、nmax。将下一次x偏振态数据进行剩余频偏估计时的共轭相乘间隔值更新为n+1。
这里，采用方案2存在资源消耗增大的缺点。由于里面存在3、5、6、7、9等不是2的n次方的数字，因此在4次方剩余频偏估计过程中除以4n时，只能采用除法器实现，导致n值的收敛速度变慢；而在采用方案1时，n值均为2的n次方，在4次方剩余频偏估计过程中除以4n时，可以采用移位的方法实现除法操作，达到节约资源的目的。
步骤605：利用当前辅助频偏估计值，对系统频偏估计值进行更新。
本步骤中，将系统频偏估计值θ和当前辅助频偏估计值θ′相加后的值作为更新后的系统频偏估计值。
这里，不对步骤604和步骤605的先后执行顺序进行限定，步骤605可以在步骤604之前执行，步骤605也可以和步骤604同时执行。
第三实施例
针对本发明实施例的方法，本发明实施例还提供了一种光传输信道中频偏估计的装置。图9为本发明实施例光传输信道中频偏估计的装置的组成结构示意图，如图9所示，该装置包括补偿模块900、计算模块901、处理模块902和调整模块903；其中，
补偿模块900，用于利用系统频偏估计值对本次获得的第1偏振态数据和本次获得的第2偏振态数据进行补偿。
计算模块901，用于根据共轭相乘间隔值为n的剩余频偏估计算法，对进行补偿后的第1偏振态数据进行剩余频偏估计，得出所述本次获得的第1偏振态数据对应的第1剩余频偏估计值；根据共轭相乘间隔值为1的剩余频偏估计算法，对进行补偿后的第2偏振态数据进行剩余频偏估计，得出所述本次获得的第2偏振态数据对应的第2剩余频偏估计值；n为大于0的整数。
处理模块902，用于根据所述第1剩余频偏估计值和所述第2剩余频偏估计值，用于得到当前辅助频偏估计值。
调整模块903，用于根据所述当前辅助频偏估计值，确定对下一次经补偿后的第1偏振态数据进行剩余频偏估计时使用的共轭相乘间隔值；根据所述当前辅助频偏估计值，对所述系统频偏估计值进行更新。
这里，第1偏振态数据为x偏振态数据时，第2偏振态数据为y偏振态数据；第1偏振态数据为y偏振态数据时，第2偏振态数据为x偏振态数据。
处理模块902，具体用于计算所述第1剩余频偏估计值和所述第2剩余频偏估计值的平均值；对所述平均值进行环路滤波处理，得到当前辅助频偏估计值；或者，对所述第1剩余频偏估计值进行环路滤波处理，得到当前辅助频偏估计值。
处理模块902，还用于将进行环路滤波处理时使用的第一比例系数和第二比例系数设置为固定值，或者根据实际应用场景设置进行环路滤波处理时使用的第一比例系数和第二比例系数。
调整模块903，具体用于在所述共轭相乘间隔值n满足预设的调整条件时，重新确定下一次经补偿后的第1偏振态数据进行剩余频偏估计时使用的共轭相乘间隔值。
调整条件包括：不满足预设的第一相位模糊判定子条件，且满足预设的第一频偏稳定子条件；或者，不满足预设的第二相位模糊判定子条件，且满足预设的第二频偏稳定子条件。
第一相位模糊判定子条件包括：所述第2剩余频偏估计值减去连续的m个第1剩余频偏估计值的平均值后的绝对值大于第一阈值，且n大于1；所述连续的m个第1剩余频偏估计值包括：所述本次获得的第1偏振态数据对应的第1剩余频偏估计值、以及本次之前获得的m-1个第1偏振态数据对应的第1剩余频偏估计值。
第一频偏稳定子条件包括：当前辅助频偏估计值减去上一次得到的辅助频偏估计值后的绝对值小于第二阈值、连续的m个第1剩余频偏估计值的平均值的绝对值小于第三阈值、以及n小于预设的上限值nmax。
第二相位模糊判定子条件包括：所述第2剩余频偏估计值减去所述第1剩余频偏估计值后的绝对值大于第一阈值，且n大于1。
第二频偏稳定子条件包括：当前辅助频偏估计值减去上一次得到的辅助频偏估计值后的绝对值小于第二阈值、所述第1剩余频偏估计值的绝对值小于第三阈值、以及n小于预设的上限值nmax。
调整条件还包括：预设的跳转子条件，跳转子条件包括：跳转计数器的值大于等于跳转等待块数，所述跳转计数器的初始值为0，在不满足所述预设的跳转子条件时，所述跳转计数器的值自增1。
调整模块903，还用于增大本次获得的第1偏振态数据进行剩余频偏估计时使用的共轭相乘间隔值，将增大后的共轭相乘间隔值作为下一次经补偿后的第1偏振态数据进行剩余频偏估计时使用的共轭相乘间隔值。
在实际应用中，所述补偿模块900、计算模块901、处理模块902和调整模块903均可由位于终端设备中的cpu、dsp、微处理器(microprocessorunit，mpu)、或现场可编程门阵列(fieldprogrammablegatearray，fpga)等实现。
本领域内的技术人员应明白，本发明的实施例可提供为方法、系统、或计算机程序产品。因此，本发明可采用硬件实施例、软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本发明可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质(包括但不限于磁盘存储器和光学存储器等)上实施的计算机程序产品的形式。
本发明是参照根据本发明实施例的方法、设备(系统)、和计算机程序产品的流程图和/或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框、以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。
这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。
这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。
以上所述，仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。