一种多径信道下OFDM/OQAM时频联合同步方法与流程

本发明属于通信技术领域，尤其涉及一种多径信道下OFDM/OQAM时频联合同步方法。

背景技术：

近年来，OFDM/OQAM调制系统由于没有循环前缀，具有较高的频谱利用率，并且引用了具有优良的时频聚焦特性的IOTA滤波器，能够同时抵抗符号间干扰(ISI)和载波间干扰(ICI)，已成为5G通信中重要技术之一。作为多载波调制系统，OFDM/OQAM调制系统对同步误差特别敏感，并且由于其没有循环前缀，良好的盲同步方法已成为目前研究热点。赵宇等人将双选信道建模为复指数基扩展模型，证明了存在载波频偏情况下OFDM/OQAM接收信号的二阶循环平稳性，在此基础上，提出一种OFDM/OQAM系统载波频率偏差的盲估计算法，但是这种方法需要已知信道的状态和发射信号的功率(赵宇，陈西宏，薛伦生，OFDM/OQAM系统中基于BEM信道模型的盲载波频偏估计算法，系统工程与电子技术，2016，38(6)：1435-1437)。Davide Mattera等人根据OFDM/OQAM信号的突发序列的开始部分的近似共轭对称性提出了一种新的盲时频联合估计方法，但是这种方法只应用于特殊的OFDM/OQAM信号的突发序列的结构，严格限定了滤波器函数的参数，并且在低信噪比处的估计性能差。(Davide Mattera and Mario Tanda,Blind Symbol Timing and CFO Estimation for OFDM/OQAM Systems[J].IEEE Transactions on Wireless Communication,2013,12(1):268-277.)。P.Ciblat等人提出了一种基于OFDM/OQAM接收信号二阶共轭循环平稳性的盲频偏估计方法，这种方法通过迭代的方法搜索接收信号的非共轭循环累积量的最大值确定频偏值，但这种方法需要优化初始值的选择，计算量很大，并且在低信噪比下性能较差(P.Ciblat and E.Serpedin,A fine blind frequency offset estimator for OFDM/OQAM systems[J],IEEE Transactions on Signal Processing,2004,52(1):291–296.)。T.Fusco等人提出了一种基于近似的最大似然算法的盲频偏估计算法，但是这种方法适用于高斯信道，在多径信道中的性能差。(T.Fusco and M.Tanda,Blind frequency-offset estimation for OFDM/OQAM systems[J],IEEE Transactions on Signal Processing,2007,55(5):1828–1838.)

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种多径信道下OFDM/OQAM时频联合同步方法，旨在解决非合作通信中低信噪比多径信道下OFDM/OQAM的时延和频偏估计性能较差的问题。

本发明是这样实现的，一种多径信道下OFDM/OQAM时频联合同步方法，所述多径信道下OFDM/OQAM时频联合同步方法给OFDM/OQAM系统中的每个子信道赋予不同的权重值；将多径信道建模为并行的具有平坦瑞利衰落特性衰落的一系列子信道，其中每一个子信道上的衰减系数的模值服从瑞利分布，相位服从(0,2π)的均匀分布；接着计算出接收信号的循环累积量；在不需要已知信道参数和OFDM/OQAM发射信号功率的情况下，根据循环累积量在不同循环频率处的比值估计时延，根据循环累积量在不同时延处的比值估计频偏，从而实现了非合作通信中多径信道下OFDM/OQAM时频联合同步。

进一步，所述对接收的OFDM/OQAM信号的子载波赋予不同的权重值ω_k,k＝0,1...N-1，即每个子载波的发射功率不相同，其中，N为OFDM/OQAM信号的子载波数。

进一步，在多径信道中，子信道数目N足够大，则第k个子信道近似等效为平坦衰落信道，衰落因子为μ_k，其中，k＝0,....N-1。

进一步，所述估计时延包括：将接收端OFDM/OQAM信号的循环累积量在不同循环频率处做比值：

其中，n_e为时延值，f_e为频偏值，β为循环频率，并且β≠0，k为区间内的整数，g[l]为滤波器函数。

k为区间内的整数；

取k＝1：

其中

进一步，所述频偏通过下式估计得到：

其中，k₁为[1,τ_max]之间的整数，τ_max为信道的相干时间，

本发明的另一目的在于提供一种利用所述多径信道下OFDM/OQAM时频联合同步方法的OFDM/OQAM调制系统。

本发明提供的多径信道下OFDM/OQAM时频联合同步方法，当信噪比在0～20dB之间时，时延和频偏的均方误差的波动范围都不大，说明本发明不易受噪声的影响，并且在低信噪比下也具有良好的估计性能；当信噪比在0～20dB之间时，时延估计均方误差能够达到10^-4数量级，频偏估计均方误差能够达到10^-2数量级，说明本发明在非合作通信中多径信道下是有效可行的。图2表示在归一化频偏f_e＝0.15，时延n_e＝T_s,2T_s,5T_s,9T_s时，不同信噪比下时延估计的均方误差，当信噪比在0～20dB之间，时延估计的均方误差均能达到10^-3以下，图3表示在时延n_e＝2T_s，归一化频偏f_e＝-0.2,-0.1,0.05,0.15,0.25时，不同信噪比下归一化频偏估计的均方误差，当信噪比大于10dB时，归一化频偏估计的均方误差均能达到0.04以下，因此，本发明的时频联合同步方法是有效可行的。由此说明本发明方法在低信噪比多径信道下，对时延和频偏联合盲估计具有较好的性能。

附图说明

图1是本发明实施例提供的多径信道下OFDM/OQAM时频联合同步方法流程图。

图2是本发明实施例提供的在不同信噪比下时延估计的均方误差示意图。

图3是本发明实施例提供的在不同信噪比下频偏估计的均方误差示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

下面结合附图对本发明的应用原理作详细的描述。

如图1所示，本发明实施例提供的多径信道下OFDM/OQAM时频联合同步方法包括以下步骤：

S101：给OFDM/OQAM系统中的每个子信道赋予不同的权重值；

S102：将多径信道模型等效为多个平坦衰落的子信道模型；接着计算出接收信号的循环累积量；

S103：在不需要已知信道参数和OFDM/OQAM发射信号功率的情况下，根据循环累积量在不同循环频率处的比值估计时延，根据循环累积量在不同时延处的比值估计频偏，实现非合作通信中多径信道下OFDM/OQAM时频联合同步。

下面结合具体实施例对本发明的应用原理作进一步的描述。

本发明实施例提供的多径信道下OFDM/OQAM时频联合同步方法包括以下步骤：

S1对接收的OFDM/OQAM信号的子载波赋予不同的权重值ω_k,k＝0,1...N-1，即每个子载波的发射功率不相同，其中，N为OFDM/OQAM信号的子载波数。

需要说明的是，步骤S1中设置不同的子载波权重的原理为：

接收信号的循环累积量为：

其中，n_e为时延值，f_e为频偏值，β为循环频率，并且β≠0，g[l]为滤波器函数。

根据若设置ω_k为相同的值，则从而，C(β,τ)＝0。所以，在设置子载波权重时，每个子载波权重ω_k不能完全相同，即每个子载波的发射功率不同。

S2将多径信道模型等效为多个平坦衰落的子信道模型。在多径信道中，如果子信道数目N足够大，则第k个子信道可以近似等效为平坦衰落信道，衰落因子为μ_k，其中，k＝0,....N-1。

S3根据OFDM/OQAM循环累积量在不同循环频率处的比值可以消去多径和频偏的影响，并且不需要已知发送信号的功率，从而估计时延值，其中n_e为时延值，β为循环频率，k为区间内的整数，g[l]为滤波器函数。

需要说明的是，步骤S3中的接收信号的时延估计原理为：

接收信号的时变累积量为：

其中，为了方便得到循环累积量，将时变累积量进行简单变形：

其中，*为卷积运算。

设F{}为傅里叶变换，那么将时变累积量进行傅里叶变换，接收信号的循环累积量将为：

其中

根据若设置ω_k为相同的值，则从而，C(β,τ)＝0。所以，在设置子载波权重时，每个子载波权重ω_k不能完全相同，即每个子载波的发射功率不同。

将接收端OFDM/OQAM信号的循环累积量在不同循环频率处做比值：

其中，n_e为时延值，f_e为频偏值，β为循环频率，并且β≠0，k为区间内的整数，g[l]为滤波器函数。

由上式可见，接收信号的循环累积量在不同循环频率处做了比值之后，将频偏f_e和多径的影响消去了，待估计的时延值n_e仅存在表达式的相位上，因此可以通过下述方法估计时延：

设则时延可以通过以下式子估计得到：

其中，k为区间内的整数。

为了能够遍历到所有循环频率的取值，进一步提高时延估计的准确性，我们取k＝1：

S4根据OFDM/OQAM循环累积量在不同时延处的比值可以消去多径和时延的影响，从而估计频偏值，其中f_e为频偏值，k₁为[1,τ_max]区间内的整数，τ_max为信道的相干时间，g[l]为滤波器函数。

需要说明的是，步骤S4中的接收信号的时延估计原理为：

接收信号的循环累积量估计方法跟S3中一样，为：

其中，n_e为时延值，f_e为频偏值，β为循环频率，并且β≠0，g[l]为滤波器函数。

将接收端OFDM/OQAM信号的循环累积量在不同循环频率处做比值：

其中k₁为[1,τ_max]之间的整数，τ_max为信道的相干时间。

由上式可见，接收信号的循环累积量在不同时延τ处做了比值之后，将待估计时延n_e和多径的影响消去了，待估计的频偏值f_e仅存在表达式的相位上，因此可以通过下述方法估计时延：

设则频偏可以通过以下式子估计得到：

其中，k₁为[1,τ_max]之间的整数，τ_max为信道的相干时间。

下面结合实验对本发明的应用效果作详细的描述。

为了测试本发明的检验统计量的性能，进行了200次蒙特卡洛实验，参数设置如下：子载波数N＝1024；子载波调制类型为16QAM；采样频率为7MHz；信道带宽为7.68MHz；接收到的OFDM/OQAM符号数为10，过采样参数值为4，多径信道模型为Rec.ITU-RM.225标准中所用的ITU_I_B多径衰落信道，3条径的不同时延为{0ns,300ns,500ns}所对应的功率增益{0dB，-3.6dB，-7.2dB}。

图2表示在归一化频偏f_e＝0.15，时延n_e＝T_s,2T_s,5T_s,9T_s时，不同信噪比下时延估计的均方误差，当信噪比在0～20dB之间，时延估计的均方误差均能达到10^-3以下，图3表示在时延n_e＝2T_s，归一化频偏f_e＝-0.2,-0.1,0.05,0.15,0.25时，不同信噪比下归一化频偏估计的均方误差，当信噪比大于10dB时，归一化频偏估计的均方误差均能达到0.04以下，因此，本发明的时频联合同步方法是有效可行的。由此说明本发明方法在低信噪比多径信道下，对时延和频偏联合盲估计具有较好的性能。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。