在数字无线电接收器中同步处理模拟和数字通路的系统和方法与流程

本公开涉及数字无线电广播接收器，并且尤其涉及用于同步处理数字无线电接收器中的模拟和数字通路的方法和系统。

背景技术：

数字无线电广播技术向移动、便携式和固定接收器提供数字音频和数据服务。被称为带内同频(iboc)数字音频广播(dab)的一种类型的数字无线电广播在现有的中频(mf)和超高频(vhf)无线电频带中使用地面发射器。由ibiquitydigitalcorporation开发的hdradio^tm技术是用于数字无线电广播和接收的iboc实现的一个示例。

iboc信号可以以包括模拟调制载波与多个数字调制载波组合的混合格式或以其中不使用模拟调制载波的全数字格式传输。使用混合模式，广播公司可以继续以更高质量和更健壮的数字信号同时传输模拟am和fm，从而允许他们自己及其听众能够从模拟转换到数字无线电，同时维持他们当前的频率分配。

数字传输系统的一个特征是同时传输数字化的音频和数据的固有能力。因此，该技术还允许来自am和fm无线电电台的无线数据服务。广播信号可以包括元数据，诸如艺术家、歌名或电台呼号。还可以包括关于事件、交通和天气的特殊消息。例如，当用户收听无线电电台时，交通信息、天气预报、新闻和比赛得分都可以在无线电接收器的显示器上滚动。

iboc技术可以提供优于现有模拟广播格式的数字质量音频。由于每个iboc信号在现有am或fm信道分配的频谱掩模(spectralmask)内传输，因此不需要新的频谱分配。iboc促进频谱的经济性，同时使广播公司能够向目前的听众群体提供数字质量的音频。

多播(通过am或fm频谱中的一个信道传递若干音频节目或流的能力)使电台能够在主频率的单独的补充信道或子信道上广播多个流。例如，多个数据流可以包括可替代的音乐格式、本地交通、天气、新闻和体育。可以使用调谐或搜寻功能以与传统电台频率相同的方式访问补充信道。例如，如果模拟调制信号以94.1mhz为中心，那么iboc中的相同广播可以包括补充信道94.1-1、94.1-2和94.1-3。可以将补充信道上高度专业化的节目传送给紧密的目标听众，从而为广告商提供将其品牌与节目内容进行整合的更多机会。如本文所使用的，多播包括在单个数字无线电广播信道中或在单个数字无线电广播信号上传输一个或多个节目。通过iboc传输的多播内容可以包括主节目服务(mps)；补充节目服务(sps)，节目服务数据(psd)和/或其它广播数据。

由国家广播公司协会和消费者电子协会赞助的标准制定组织，即国家无线电系统委员会，于2005年9月采用了指定为nrsc-5a的iboc标准。其公开内容通过引用被结合于此的nrsc-5阐述了对通过am和fm广播信道广播数字音频和辅助数据的要求。该标准及其参考文档包含rf/传输子系统和运输及服务复用子系统的详细说明。该标准的副本可以在http://www.nrscstandards.org/standards.asp处从nrsc获得。ibiquity的hdradio技术是nrsc-5iboc标准的实现。关于hdradio技术的更多信息可以在www.hdradio.com和www.ibiquity.com处找到。

其它类型的数字无线电广播系统包括卫星系统，诸如卫星数字音频无线电服务(sdars，例如，xmradio^tm，)、数字音频无线电服务(dars，例如，)和地面系统，诸如数字无线电调幅(drm)、eureka147(以dab为品牌)、dab版本2和如本文所使用的，短语“数字无线电广播”包括数字音频和数据广播，其包括带内同频广播以及其它数字地面广播和卫星广播。

数字无线电广播系统使用各种音频编码/解码技术。这些技术通常需要数字无线电发射器和接收器中的时钟之间的同步以匹配音频采样率。以前，在这样的系统中，模拟和数字通路是分开的，并且因此是异步处理的。例如，在软件实现中，模拟和数字解调过程被视为使用不同软件线程的单独任务。这种分离需要进行调度和上下文切换的附加任务，这可能增加实现的复杂性和所需的mips(每秒百万条指令)。此外，这种分离可能会使为了混合的目的而进行的模拟和数字信号的时间对准所需的处理复杂化。因此，在某些系统中，需要以允许同步处理数字无线电广播信号的模拟分量和数字分量的方式调整音频采样率(samplerate)。

技术实现要素：

根据示例性实施例，一种在数字无线电接收器中处理数字无线电广播信号的方法包括：以第一采样率接收基带信号采样；基于接收器时钟和发射器时钟之间的差异调整基带信号的采样率，以便以第二采样率产生经调整的基带信号采样；对经调整的基带信号采样进行滤波以分离采样的数字分量和采样的模拟分量，其中数字分量和模拟分量是同步的；以及分别解调数字分量和模拟分量以产生数字输出信号和模拟输出信号。

在另一个实施例中，一种用于处理数字无线电广播信号的接收器包括：处理系统，被配置为以第一采样率接收基带信号采样；基于接收器时钟和发射器时钟之间的差异调整基带信号的采样率，以便以第二采样率产生经调整的基带信号采样；对经调整的基带信号采样进行滤波以分离采样的数字分量和采样的模拟分量，其中数字分量和模拟分量是同步的；以及分别解调数字分量和模拟分量以产生数字输出信号和模拟输出信号。

在另一个实施例中，一种制造品包括计算机可读存储介质，该计算机可读存储介质包含适于使处理系统执行处理数字无线电广播信号的上述方法的可执行指令。

附图说明

关于以下描述、所附权利要求和附图，本公开的这些和其它特征、方面和优点将变得更好理解，其中：

图1是根据某些实施例的示例性iboc发射器的功能框图；

图2是根据某些实施例的示例性发射器基带处理器的功能框图；

图3是根据某些实施例的示例性iboc接收器的功能框图；

图4是常规示例性接收器基带处理器的功能框图；

图5是调整接收器音频采样时钟的示例性常规技术的功能框图；

图6是常规基带处理器的功能框图；以及

图7是根据实施例的示例性基带处理器的功能框图；

图8是根据另一个实施例的示例性基带处理器的功能框图；

图9是示例性跟踪算法的功能框图；以及

图10是根据某些实施例的示例性估计和控制技术的功能框图。

具体实施方式

本文描述的实施例允许同步处理数字无线电广播信号的数字分量和模拟分量。虽然在示例性iboc系统的上下文中给出了本公开的各方面，但是应该理解的是，本公开不限于iboc系统，并且本文的教导也适用于其它形式的数字无线电广播。

在整个说明书中，将使用术语“采样”、“采样时钟”、“采样周期”和“采样率”。采样是指将输入信号转换为按预定量(例如，在时间上均匀地)间隔开的采样的对应序列的过程。采样时钟是指可以为数字采样部件提供公共参考电子脉冲串的设备或功能，诸如本地振荡器或软件例程。采样周期是指输入信号的采样之间的时间段(例如，通常是固定的持续时间)。采样周期由采样时钟控制，并且在其中采样周期为固定持续时间的情况下，采样周期将是采样时钟的整数倍。采样率是采样周期的倒数并且是指在一段时间内取得的采样的数量(例如，22.7微秒采样周期表示大约每秒44,100个采样或44.1khz)。

参考附图，图1是广播数字无线电广播信号的示例性数字无线电广播发射器10的框图。例如，示例性数字无线电广播发射器可以是数字无线电广播发射器，诸如am或fmiboc发射器。输入信号源12提供要发射的信号。源信号可以采取许多形式，例如，可以表示语音或音乐的模拟节目信号和/或可以表示诸如交通信息之类的消息数据的数字信息信号。基带处理器14根据各种已知的信号处理技术(诸如源编码、交织和前向纠错)处理源信号，以在线路16和18上产生复合基带信号的同相和正交分量，并且在线路20上产生发射器基带采样时钟信号。数模转换器(dac)22使用线路20上的发射器基带采样时钟信号将基带信号转换成模拟信号，并在线路24上输出模拟信号。模拟信号在频率上向上移位并由上变频器块26滤波。这在线路28上产生处于中频fif的模拟信号。中频滤波器30拒绝假频以在线路32上产生中频信号fif。本地振荡器34在线路36上产生信号flo，它通过混频器38与线路32上的中频信号混频，以在线路40上产生和信号和差信号。不想要的互调分量和噪声被图像拒绝滤波器42拒绝，以在线路44上产生经调制的载波信号fc。高功率放大器(hpa)46然后将这个信号发送到天线48。

在一个示例中，数字无线电广播信号的基本传输单位是调制解调器帧，其持续时间通常为秒级。示例性am和fmiboc传输系统以调制解调器帧为单位来布置数字音频和数据。在一些实施例中，通过向每个调制解调器帧指派固定数量的音频帧来简化和增强系统。音频帧周期是渲染(例如，为用户回放音频)音频帧中的采样所需的时间的长度。例如，如果音频帧包含1024个采样，并且采样周期是22.7微秒，那么音频帧周期将是大约23.2毫秒。调度器确定分配给每个调制解调器帧内的音频帧的总位数。调制解调器帧持续时间是有利的，因为它可以启用足够长的交织时间以减轻衰落和短暂中断或噪声突发的影响，诸如可能在数字音频广播系统中预期的那些。因此，主数字音频信号可以以调制解调器帧为单位进行处理，并且音频处理、错误减轻和编码策略可以能够利用这个相对大的调制解调器帧时间而没有额外的惩罚。

在典型的实现中，音频编码器可以用于以对无线电信道上的iboc信号的传输和接收更高效和健壮的方式将音频采样压缩成音频帧。音频编码器使用每个调制解调器帧的位分配来编码音频帧。调制解调器帧中的剩余位通常被复用数据和开销消耗。任何合适的音频编码器可以初始地产生压缩音频帧，诸如通过杜比实验室公司(dolbylaboratories，inc.，999brannanstreet，sanfrancisco，ca94103-4938usa)的编码技术开发的hdc编码器；高级音频编码(aac)编码器；mpeg-1音频层3(mp3)编码器；或windows媒体音频(wma)编码器。典型的有损音频编码方案(诸如aac、mp3和wma)利用修改后的离散余弦变换(mdct)压缩音频数据。基于mdct的方案通常以固定大小的块压缩音频采样。例如，在aac编码中，编码器可以使用长度为1024个采样的单个mdct块或128个采样的8个块。因此，例如，在使用aac编码器的实现中，每个音频帧可以由1024个音频采样的单个块组成，并且每个调制解调器帧可以包括64个音频帧。在其它典型的实现中，每个音频帧可以由2048个音频采样的单个块组成，并且每个调制解调器帧可以包括32个音频帧。可以针对每个调制解调器帧利用采样块大小和音频帧的任何其它合适的组合。

图2中图示了用于组装调制解调器帧的过程的示例性功能框图。例如，在图2中示出的功能可以在图1的基带处理器14中执行。可以是数字或模拟的音频信号输入60在线路62上供应。对于模拟音频信号，数字音频接口64使用发射器音频采样时钟66以发射器音频采样率将模拟音频转换为数字音频。在典型的实现中，发射器基带采样时钟20可以与发射器音频采样时钟66同步。对于数字音频信号，数字音频接口可以对输入进行上采样或下采样以匹配发射器音频采样率。

音频编码器68(例如，aac、mp3、hdc或wma)扫描数字音频接口64中的音频信息的音频内容，其保持要在下一个调制解调器帧中传输的音频信息。完成扫描以估计那个调制解调器帧的音频信息的复杂度或“熵”。该熵估计可以用于投影传送期望的音频质量所需的期望的位数量。使用该熵估计，调度算法可以在调制解调器帧中分配期望的位数量。美国专利no.6,721,337中描述了示例性调度算法。

在为下一个调制解调器帧分配多个位之后，音频编码器68对下一个调制解调器帧的所有音频帧(例如，64个音频帧)中的采样块进行编码，并将其结果传递给多路复用器(mux)70。由音频帧消耗的实际位数量被呈现给mux中的调度算法，使得它可以充分利用未使用的位分配(如果有的话)。mux接收来自音频编码器68的音频帧和来自数据源72的数据，并将多路复用的音频帧和数据输出到调制器74。调制器74将音频帧和任何数据报文调制成用于调制解调器帧的基带采样，并在线路76上输出基带采样和在线路78上输出发射器基带采样时钟20。

接收器执行与针对发射器描述的一些功能相反的功能。图3是示例性数字无线电广播接收器90的框图。例如，示例性数字无线电广播接收器90可以是数字无线电广播接收器，诸如am或fmiboc接收器。数字无线电广播信号在天线92上被接收。带通预选滤波器94通过感兴趣的频带，包括处于频率fc的期望信号，但拒绝处于fc-2fif的图像信号(对于低旁瓣注入本地振荡器)。低噪声放大器(lna)96放大信号。放大后的信号在混频器98中与由可调谐本地振荡器102在线路100上供应的本地振荡器信号flo混合。这在线路104上产生和(fc+flo)信号和差(fc-flo)信号。中频滤波器106通过中频信号fif并且衰减感兴趣的调制信号的带宽之外的频率。模数转换器(adc)108使用前端时钟110进行操作以在线路112上产生数字采样。数字下变频器114对信号进行频移、滤波和抽取以在线路116和118上产生较低采样率同相和正交信号。数字下变频器114还在线路120上输出接收器基带采样时钟信号。基带处理器122使用主时钟124进行操作，该主时钟124可以从或可以不从与前端时钟110相同的振荡器生成，然后该基带处理器122提供附加的信号处理。基带处理器在线路126上产生用于输出音频信宿(sink)128的输出音频采样。输出音频信宿可以是用于渲染音频的任何合适的设备，诸如音频-视频接收器或汽车立体声系统。在常规的系统中，基带处理器还可以在线路130上提供与如下所述的发射器音频采样时钟信号66同步的经调整的音频采样时钟信号。

在图4中图示了用于解调来自调制解调器帧的音频信号和数据信号的过程的示例性功能框图。例如，图4中所示的功能可以在图3的基带处理器122中执行，其可以包括处理系统，该处理系统可以包括被配置为(例如，用软件和/或固件编程为)执行本文描述的功能的一个或多个处理单元(例如，处理器或其它电路系统)，其中基带处理器的处理系统可以适当地耦合到任何合适的存储器(例如，ram、闪存rom、rom)。解调器140接收要在线路142上处理的基带信号，并执行音频和数据信息的解交织、码组合、fec解码和错误标记的所有必要操作。基带信号然后被传递到解复用器(demux)144，解复用器144将音频信号和数据信号分离。数据(如果有的话)在从音频到数据输出146的单独路径上输出。

来自每个调制解调器帧的音频信息由音频解码器148处理。音频解码器148解码音频信号并将数字音频采样的每个音频帧输出到数字音频接口150。音频解码器148可以包括每当数字音频采样的当前音频帧已经被数字音频接口150处理时被调用的功能，数字音频接口150是可以与诸如汽车立体声系统的输出通信以向用户渲染音频的数字接口和/或可以存储数字音频数据的数字处理器。当音频解码器148被调用时，它通常将输出音频采样的单个音频帧，例如，用于aac解码器的1024个音频采样或用于其它典型解码器的2048个音频采样。在一些实施例中，可以使用直接存储器访问(dma)信道将音频采样的音频帧从音频解码器148传送到数字音频接口150。因此，dma缓冲区通常可以针对诸如1024或2048个采样的的固定大小的块进行编程。在可替代实施例中，来自音频解码器的输出音频采样可以在处理单元(例如，在基带处理器中)的控制下被复制到数字音频接口150。数字音频接口150然后将音频采样输出到输出音频信宿128。

返回参考图2，发射器的音频编码器68可以由发射器音频采样时钟66驱动。如以上所讨论的，发射器音频采样时钟66可以与发射器基带采样时钟20同步。但是，接收器基带采样时钟不同于发射器基带采样时钟，因为它是从独立的前端时钟110导出的。因此，可以调整接收器基带采样率以补偿发射器基带采样时钟和接收器基带采样时钟之间的差异。而且，参考图3和图4，从前端时钟110导出的接收器基带采样时钟120可以不与可以从独立的主时钟124导出的接收器音频采样时钟152同步。前端时钟110可以从与主时钟154相同的振荡器生成，或者它可以从不同的振荡器生成。因此发射器音频采样时钟和接收器音频采样时钟不同步。

音频采样时钟速率(clockrate)之间的差异意味着由发射器音频采样时钟驱动的发射器音频采样率可以不同于由接收器音频采样时钟驱动的接收器音频采样率。采样率的这种差异可能最终导致接收器的音频解码器缓冲区上溢或下溢，这会导致输出音频信号的失真。例如，假设发射器采样周期为22.7微秒，并且接收器采样周期为22.8微秒。在这种情况下，音频编码器将在5.1529毫秒内生成227个采样，而音频解码器将尝试在5.1756毫秒内解码227个采样。因此，音频解码器将落后于编码器，从而导致缓冲区上溢。随着时间的推移，这种差异可能导致音频失真。因此，为了在接收器中正确解码音频(例如，不产生音频失真)，接收器音频采样率应该与发射器音频采样率同步。在常规系统中，这通过调整接收器音频采样时钟152以匹配发射器音频采样时钟66来完成。

调整接收器音频采样时钟的常规方法的示例性功能框图在图5中图示。常规方法类似于锁相环(pll)，其计算发射器音频采样时钟和接收器音频采样时钟之间的相位误差，并相应地调整接收器音频采样时钟。图5中所示的功能可以在图3的基带处理器122中执行。发射器基带采样时钟与接收器前端时钟之间的第一误差信号170由发射器基带采样/前端时钟误差计算块166计算。块166可以例如在基带处理器的解调器中执行。生成这种误差信号的示例性技术在共同拥有的美国专利no.7,733,983中描述，该专利描述了用于amiboc数字无线电接收器的示例性符号跟踪算法。对于fm传输，符号跟踪可以通过使用任何合适的实现方法(诸如例如在美国专利no.6,671,340中所述的)观察在时间或频率上(跨子载波)从符号到符号的相位漂移来完成。此外，接收器前端时钟与接收器音频采样时钟152之间的第二误差信号172由前端/接收器音频采样时钟误差计算块168来计算。

第一误差信号170和第二误差信号172由相位误差累加器174求和，该相位误差累加器174通常包括加法器和寄存器，其中具有从寄存器到加法器的反馈，从而生成具有发射器基带采样时钟和接收器音频采样时钟之间的总误差的输出误差信号176。由于发射器基带采样时钟与如先前描述的发射器音频采样时钟同步，因此该输出误差信号176表示发射器音频采样时钟和接收器音频采样时钟之间的差异。该输出误差信号176被输入到低通环路滤波器178，该低通环路滤波器178使接收器音频采样时钟中的突然变化最小化。然后滤波后的误差信号被输出到接收器音频采样时钟调整块180，其类似于典型pll中的压控振荡器(vco)进行操作。为了说明，假设初始地接收器音频采样时钟处于几乎与发射器音频采样时钟相同的频率。然后，如果接收器音频采样时钟落后于发射器音频采样时钟，则接收器音频采样时钟调整块180增加接收器音频采样时钟的时钟速度。类似地，如果接收器音频采样时钟在发射器音频采样时钟之前攀升(creep)，则接收器音频采样时钟调整块180降低接收器音频采样时钟的时钟速度。

在图5的常规布置中图示的类型的音频采样时钟调整仅在其中接收器基带处理器是接收器音频采样时钟的主处理器的接收器配置中是可能的。如果接收器音频采样时钟由接收器中的另一个部件控制，则接收器基带处理器无法对其进行调整。例如，在利用媒体导向系统传输50(most50)网络体系架构的蜂窝电话和汽车数字无线电接收器中，可能是这种情况。因此，为了最小化解码后的数字音频信号中的伪像，可以使用在共同拥有的美国专利no.8,040,989中描述的可替代的音频采样率调整方案，该专利的公开内容通过引用并入本文。

图6图示了示例性常规基带处理器中的模拟和数字通路的部分。线路190上可以由数字下变频器生成并且包括基带信号的模拟部分和数字部分两者的iq采样进入隔离滤波器192，其中基带信号被拆分到线路194上的数字信号通路中和线路196上的模拟信号通路中。这些滤波器对于本领域技术人员是已知的。基带输入采样频率通常为744.1875khz。该频率由接收器的本地时钟决定。在数字通路中，必须对接收到的ofdm符号进行帧化，使得其边界与传输符号的边界对准。由于可能由时钟振荡器不稳定而导致的接收器和发射器之间的时钟差异，可能出现符号对准不一致。符号时间调整模块198校正接收器时钟与发射器时钟之间的差异。调整基于从跟踪模块202接收到的线路200上的采样滑移(slip)校正值进行。跟踪模块对应于图5的方框166，其中计算发射器基带采样时钟和接收器前端时钟之间的第一误差信号170。取决于滑移的记号(sign)，符号时间调整模块使用采样滑移校正值来将ofdm符号提前或延迟1个采样。然后在块204中对经调整的符号进行常规的ofdm解调。同时，相应地调整音频时钟(未示出)以防止音频缓冲区(未示出)的上溢或下溢。线路206上的ofdm解调器输出在被传递到混合功能212之前在块208中进行纠错并且在音频解码器210中进行音频解码。

在模拟通路中，在解调之前不会对接收器时钟和发射器时钟之间的差异进行调整。相反，采样被传递到模拟解调器214和异步采样率转换器216，使得模拟路径中的解调音频信号的采样率根据对音频时钟进行的调整来调整。基于从跟踪模块接收到的采样率校正值，asrc(异步采样率转换器)动态改变采样率转换比率。这也确保了模拟解调器214的输出端处的音频采样的采样率等于音频解码器210的输出端处的音频采样的采样率。这对于混合的目的是必要的。

图6中所示的实现的缺点在于数字和模拟解调是异步执行的。因此，在软件实现中，例如，数字和模拟解调过程被视为使用不同软件线程的不同任务。这种实现需要任务调度和上下文切换，这对实现复杂性和mips(每秒数百万条指令)有不利影响。此外，由于在数字和模拟音频处理通路中难以维持相同的延迟，因此这个实现使模拟音频和数字音频之间为混合目的而进行的时间对准复杂化。关于混合的讨论，参见美国专利no.6,178,317、no.6,590,944、no.6,735,257、no.6,901,242和no.7,546,088，其公开内容通过引用整体并入本文。

为了解决这个问题，下面描述的实施例图示了用于估计发射器和接收器之间的采样频率差异的新的跟踪方案，以及通过使用异步采样率转换器(asrc)以正确的频率(即，发射器的基带采样率)对采样进行重新采样来对差异进行补偿。

图7图示了基带处理器的示例性实施例中的模拟和数字通路的部分。图7所示的基带处理器允许同步执行数字和模拟解调。

线路220上可以由数字下变频器生成并且包括基带信号的模拟部分和数字部分两者的的iq采样进入异步采样率转换器(asrc)222。异步采样率转换器(asrc)222响应于线路224上的采样率校正值来调整iq采样的采样率。线路226上结果得到的经调整的采样被传递到隔离滤波器228，其中基带信号被拆分到线路230上的数字信号通路中和线路232上的模拟信号通路中。这种滤波器对于本领域技术人员而言是已知的。

异步采样率转换器222校正接收器时钟与发射器时钟之间的差异。调整基于从跟踪模块234接收到的线路224上的采样率校正值进行。跟踪模块对应于图5的方框166，其中计算发射器基带采样时钟和接收器前端时钟之间的第一误差信号170。然后在ofdm解调器236中对包含具有经调整的采样率的采样的ofdm符号进行常规的ofdm解调。同时，相应地调整音频时钟(未示出)以防止音频缓冲区(未示出)的上溢或下溢。线路238上的ofdm解调器输出在被传递到混合功能244之前在块240中进行纠错并且在音频解码器242中进行音频解码。

在模拟通路中，线路232上的采样被传递到模拟解调器246。线路248上的模拟解调器的输出被传递到混合功能244，在那里它与来自数字通路的信号混合以在线路250上产生音频输出信号。在这个方案中，不需要在模拟解调器的输出端处使用asrc，因为在模拟音频通路中的采样率已经由模块222基于从跟踪模块234接收到的采样率校正值进行了调整。此外，由于采样率调整同时应用于模拟和数字通路，因此这些通路中的处理是同步的。它简化了实现，包括使模拟音频和数字音频为混合目的而进行的时间对准更容易。

反馈给asrc的采样率校正值可以例如通过表示采样滑移s(k)来确定，其中k是ofdm符号索引。另一个变量d(k)表示在第k个ofdm符号持续时间中发生的附加采样滑移。即，d(k)反映了采样滑移s(k)的变化率或采样率偏移。

s(k)和d(k)之间的关系可以被定义为：

s(k)＝s(k-1)+d(k-1)+ws(k)，(1)

其中ws(k)是捕获s(k)的动力学不确定性的零均值随机噪声。在一个示例中，s(k)和d(k)可以被建模为高斯随机变量，具有均值并且协方差矩阵即，(s(k)，d(k))～n(m(k)，c(k))。均值m(k)将是对采样滑移和采样率偏移的估计。ws(k)的方差控制模型可以多快地跟踪s(k)的变化。它可以被设置为某个值，使得它可以跟随在实际情况下可能发生的最快变化。

采样率偏移的常见测量是ppm(partspermillion，百万分之一)。等式(2)将d(k)转换为对应的ppm值p(k)：

p(k)＝d(k)/l·10⁶，(2)

其中l是一个ofdm符号中的采样的数量。

可以使用随机游走模型来对d(k)的动力学进行建模，如以下等式：

d(k)＝d(k-1)+wd(k)，(3)

其中wd(k)是零均值随机噪声。利用这个模型，d(k)被允许随机漂移，这与模数转换器(adc)时钟的采样率偏移随温度和其它因素漂移的实际情况相匹配。wd(k)的方差控制模型可以多快地跟随现实世界中的漂移。它可以被设置为某个值，使得它可以跟随在实际情况下可能发生的最快漂移。

等式(1)和(2)可以如下被置于矩阵形式中。

随机噪声变量ws(k)和wd(k)被假定为零均值高斯随机变量。表示和w(k)的协方差矩阵w(k)，那么w(k)～n(0，w(k))。

用于估计s(k)和d(k)的观测值是从参考子载波计算出的原始采样滑移估计。表示观测y(k)以产生以下关系：

y(k)＝s(k)+v(k)(5)

其中，v(k)～n(o，v(k))是具有方差v(k)的随机观测噪声。

等式(4)和(5)是对没有控制输入的采样滑移和采样率偏移进行建模的状态空间等式。他们形成系统状态的观测者。接下来将给出控制器方案。

跟踪环路的目的是将采样滑移s(k)和采样率偏移d(k)两者都驱动为零并将它们维持在零。为了实现这一目标，需要控制设备和控制信号。有两种类型的控制设备可用。一种是符号时间调整模块，它可以将符号边界移位整数个采样。另一种是可以改变采样率的重新采样设备，诸如asrc。采样率可以通过调整asrc的采样率转换比率来改变。改变采样率不仅可以同步发射器和接收器之间的采样率，而且还可以逐步调整和维持正确的ofdm符号边界。

状态空间模型(包括控制信号)示出了如何可以在跟踪环路中应用控制信号。表示采样移位控制信号us(k)和采样率控制信号ud(k)。

当us(k)和ud(k)被整合到等式(4)中时，我们具有：

状态空间等式(6)和(5)是用于包括控制信号的全跟踪环路的完整模型。

如下所述，控制信号us(k)和ud(k)可以基于s(k)和d(k)的估计。

虽然所描述的跟踪算法可以消除对符号时间调整模块的需要，但是在跟踪的初始阶段使用符号时间调整模块仅仅短的时间段(短至100个符号)可以快得多地朝向零驱动采样滑移。而且，在初始阶段中使用符号时间调整模块不会使模拟和数字通路之间的音频对准复杂化，这是因为在跟踪的初始阶段期间数字音频还不可用。

图8是包括符号时间调整模块的示例性基带处理器的功能框图。图8包括图7的元件，并且还包括符号时间调整模块252和开关254和256。在符号跟踪过程的初始阶段，开关254和256在上部位置闭合，从而将符号时间调整模块连接在隔离滤波器和ofdm解调器之间；并且将来自跟踪块的采样滑移校正值连接到符号时间调整模块。然后，对于正常操作，开关在较低位置闭合，从而返回到图7中描述的过程。值得注意的是，在图9所示的跟踪模块中包括另一个开关276，因此在初始阶段中，跟踪模块输出采样滑移校正值，而在正常操作中它输出采样率校正值。

初始阶段的目标是快速将采样滑移s(k)驱动到接近零值。为此，可以使用调整符号时间调整模块的简单控制方案，并且不必使用ud(k)来控制asrc。在一个示例中，控制方案使用符号时间调整模块一次调整一个采样以补偿采样滑移，直到采样滑移小于一个采样。该方案的数学形式如下。

ud(k)=0

其中ms(k)是s(k)的估计。值得注意的是，在初始阶段使用符号时间调整模块是可选的。即，只有ud(k)可以用于从刚刚开始控制asrc。在这种情况下，初始地需要花费较长的一点时间才能将采样滑移驱动为零。

接下来描述仅使用ud(k)作为控制信号的算法。为了便于表示，等式(6)和(5)中的符号可以简化如下：

x(k)＝ax(k-1)+bud(k-1)+w(k)(7)

y(k)＝fx(k)+v(k)(8)

其中，

并且f＝[10]。值得注意的是，在等式(7)中，控制变量us(k)已被消除。

可以使用各种算法来导出控制信号ud(k)。在一个示例中，线性二次调节器(lqr)算法适用于跟踪环路。原因是它保证了该跟踪环路的稳定性，并且可以方便地调整环路响应速度以快速收敛。

对于等式(7)中的状态变量x(k)，lqr算法寻找控制信号：

uc(k)＝-kx(k)(9)

其使以下成本函数最小化：

h(k)＝x(k)^thx(k)+ud(k)^tgud(k)

通过响应速度、建立时间和振铃(在稳定状态下振荡)之间的折衷，我们设置和g＝100/540²。k的解为：

k＝-(b^tpb+g)^tb^tpa

其中p是以下等式的解：

p＝a^tpa-a^tpb(b^tpb+g)^-1b^tpa+h。

值得注意的是，k被预先计算并存储在存储器中，并且不是实时计算的。

利用在跟踪环路中使用的控制规则x(k)的估计为：

ud(k)＝-km(k)(10)

接下来给出用于求解状态空间等式(7)(8)以获得m(k)的算法。

值得指出的是，如果ms(k)或md(k)中任一个非零，那么ud(k)非零。这意味着ud(k)将采样滑移s(k)和采样率偏移d(k)两者都驱动到零。

为了将如等式(10)中计算出的ud(k)应用到重新采样设备，我们需要将ud(k)转换为重新采样设备接受的形式，其通常是采样率转换比率。

表示r为采样率转换比率；fin和fout分别为输入和输出采样率；并且和分别作为输入和输出采样间隔。然后我们得到：

以上第5步中的近似是通过应用泰勒级数展开并实现非常小来获得的。

状态空间等式(7)(8)被实时地递归求解以估计采样滑移和采样率偏移。递归求解状态空间等式的过程也被称为kalman(卡尔曼)滤波。

为了求解等式，需要模型中的随机噪声w(k)和v(k)的方差。接下来我们首先给出标准的解决方案，假设w(k)和v(k)是已知的，并且然后我们将修改算法来处理这些未知数。步骤如下。

q＝frf′+v(k-1)

m(k)＝a+rf′q^-1(y(k)-f)(12)

c(k)＝r-rf′q^-1fr′(13)

其中，初始条件m(0)，c(0)和v(0)被设置以便快速收敛。在一个示例中，设置并且v(0)＝4。

在(12)中的m(k)是在第k个符号的的估计值。我们也可以把{m(k)}视为过滤后的{x(k)}的序列。协方差矩阵c(k)在(13)中更新。

为了处理未知的w(k)，我们采用已知的贴现因子(discountfactor)方法。这种方法消除了估计w(k)的需要，因此计算复杂度降低，同时仍然实现令人满意的性能。

值得注意的是，在(11)中，w(k-1)具有使r更大的效果。我们可以指定贴现因子δ∈[0，1]并将等式(11)改变为：

较小的δ导致估计值与实际值之间的滞后较小。但较小的δ也会使估计值较不稳定。在这个跟踪方案中，δ被实时调整为先前估计出的采样滑移mz(k)的函数。如果由于任何原因，采样滑移大或变大，那么估计应该快速地将它反映出，从而控制信号可以快速响应并且使采样滑移更小。如果采样滑移增长超过循环前缀的长度，那么作为相位误差相量的对跟踪环路的输入质量将显著降级，并导致环路失败。当采样滑移小时，可以将δ设置为更大的值以具有m(k)的更稳定的估计并因此到asrc的控制信号更稳定，这导致重新采样的ofdm采样的质量更好。

基于上述考虑，δ可以根据以下公式设置。

i＝round(min(|m3(k)|，5))

其它未知的v(k)、观测噪声的方差可以如下估计：

其中α∈（0,1]是预定义的值。更大的α值导致估计值和实际值之间的滞后较少。但是更大的α值也会导致估计更不稳定。在一个示例中，令

图9是可以在图8的跟踪块202中实现的示例性跟踪算法的功能框图。在该示例中，在线路260上输入在参考子载波上传输的符号的采样。包括参考子载波的iboc无线电信号的示例在美国专利no.7,305,043；no.6,982,948；和no.6,898,249中描述，这些专利的公开内容通过引用并入本文。块262中的参考子载波的解调在线路264上产生原始采样滑移估计。块266中的估计算法在线路268上产生采样滑移和采样率偏移估计。块270中的控制算法在线路272上产生采样滑移校正值并且在线路274上产生采样率校正值。开关276交替地将线路272上的采样滑移校正值和线路274上的采样率校正值连接到输出278和估计算法块两者。

图10是可以用在图9的跟踪算法中的示例性估计和控制技术的功能框图。来自等式(5)的观测y(k)在线路290上输入。根据块292中的等式，使用卡尔曼滤波器对观测进行处理以估计采样滑移和采样率偏移，其中块292中的等式使用与上述描述中相同的符号。例如，a、b和f是来自模型(7)和(8)的预定矩阵。c、m和v被初始化为在等式(13)之后在文档中示出的值。然后使用以上等式每次一个符号地迭代更新c、m和f。估计算法中的其它变量是其状态不需要从一次迭代携带到下一次迭代的中间变量。在块294中，采样滑移和采样率偏移估计m(k)从估计算法传递到控制算法。控制算法具有使用开关296和298选择的两条路径。在符号跟踪过程的初始阶段，开关296和298在较高位置闭合，因此采样滑移估计被传递到控制算法以确定由符号时间调整模块使用的采样滑移校正值。在正常操作中，开关296和298在较低位置闭合，因此采样滑移估计和采样率偏移估计被传递到控制算法，以计算采样率校正值来校正asrc的采样率转换比率。

在控制算法中，k是预先确定的向量，其值是使用lqr算法预先计算的。控制算法的输出在线路300上反馈给估计算法块。

在一个实施例中，即使信号丢失1分钟，也期望跟踪环路保持锁定。为了实现这个目标，跟踪环路需要检测信号的丢失并且然后检测信号的返回(回来)。这可以使用先前使用的信噪比sr跟踪方法来完成。当计算出的snr低于第一阈值时，声明信号丢失。当计算出的snr增长高于另一个阈值时，声明信号返回。

在声明信号丢失之后，控制信号u(k)被设置为零并且我们停止求解状态空间等式。在声明信号返回之后，m(k)的初始状态被设置为零，c(k)被重新初始化，并且我们重新开始求解状态空间等式。这种方法比在声明信号丢失之后保持模型运行更好。原因在于，利用新的跟踪算法，采样滑移s(k)和其变化率d(k)两者在信号丢失之前一直保持接近零。并且在信号丢失期间，s(k)和d(k)不应该从零漂移太远。

相反，如果我们在信号丢失之后保持模型运行，那么由于仅有噪声输入，因此环路状态可能漂移到错误状态。如果它漂移太远，那么在信号返回之后，环路将难以再次收敛。

在所描述的实施例中，由数字下变频器生成并且包括基带信号的模拟部分和数字部分两者的iq采样进入异步采样率转换器，其基于从跟踪模块接收到的采样率校正值动态调整接收器时钟与发射器时钟之间的差异。可替代地，可以将异步采样率转换器实现为数字下变换器(图3中的块114)的一部分。之后，经调整的基带信号进入隔离滤波器，在隔离滤波器中信号被拆分到数字信号通路中和模拟信号通路中。这种滤波器是本领域技术人员已知的。在数字通路中，由于音频采样已经被调整，因此符号可以被组装并直接提供给ofdm解调器。因此，这种实现消除了对单独的符号时间调整功能的需要。此外，在图6的系统中将需要的并且用于去除由定时调整模块引起的数字子载波的相位旋转的相位均衡器模块将不再是必需的。

在模拟通路中，经调整的基带采样被直接提供给模拟解调器。模拟和数字处理通路同步进行，因为基带信号的采样率在它被拆分成数字和模拟分量之前被调整。因此，对于软件实现而言，模拟和数字通路可以一个接一个地被处理，而不需要调度，从而降低了复杂性和所需的mips。

所描述的示例性方法可以使用软件、固件和硬件的任何合适的组合来执行，并且不限于这些的任何特定组合。用于使用任何合适的处理系统来实现本文描述的示例性方法的计算机程序指令可以体现在计算机可读存储介质上，该存储介质是物理对象，诸如磁盘或其它磁存储器、光盘(例如，dvd)或其它光学存储器、ram、rom或任何其它合适的存储器，诸如闪存、存储卡等。

虽然已经根据若干实施例描述了本发明，但是对于本领域技术人员来说将显而易见的是，在不脱离由以下权利要求所限定的本发明的范围的情况下，可以对所公开的实施例进行各种改变。上述实施例和其它实施例在权利要求的范围内。