使用强度调制和直接检测的高容量光数据传输的制作方法

本发明涉及光传输系统领域，尤其涉及一种强度调制和直接检测光接收器。

背景技术：

由于光学和电子组件设计的进步，光链路的容量显著增加。使用复杂的调制格式(偏振和相干检测的主要状态)，可以在商业应用中通过长度超过2000km的长距离光网络传输100gb/s数据。与传统的非相干10gb/s传输相比，其可以增加十倍的流量。但是反过来，相干系统使用更昂贵的设备和先进的信号处理，这也导致功耗增加。然而，由于大规模组件生产已经变得更加成熟，100g相干转发器的价格已经下降到如此程度，以至于如今使用一个100g转发器比部署10个10g转发器更有益，例如在价格和尺寸方面。

相干设备配备了增强型数字信号处理(dsp)，在短传输应用中尚未充分利用。然而，这种增强型dsp的实现是繁重且高耗能的，因此大多数运营商已转向更便宜的高容量解决方案。因此，高集成度、廉价设备和复杂的dsp已引起越来越多的关注，强度调制和直接检测(im-dd)系统似乎是最有希望的候选者，因为它们的发送器和接收器成本远低于相干系统的价格。现代相干系统使用高带宽分量，并且可以有效地补偿色散(cd)和偏振模色散(dsp)。与相干系统不同，当在标准第三窗口(即，1510nm和1600nm之间的波段)内选择携带信息的波长时，非相干系统可用于非常有限的应用中，并且部署在色散补偿链路中。第三窗口中的色散(cd)通常使用具有相反色散符号的光纤的组合来补偿。更具体地说，可以通过将波段上一段具有负色散的光纤添加到系统中来进行色散补偿，所述系统的所述带中具有正色散的光纤。然而，传统的光纤具有接近16ps/(nm*km)的色散系数，并且色散补偿光纤(dcf)通常比一个光学跨度(长约80km)短并且具有更高的色散系数。此外，使用dcf会产生一些负面影响，例如更高的噪声、非线性效应和更高功率的需求。因此，非相干系统中的最大挑战是从严重失真的光信道中提取时钟并检测数据。没有增强的架构和dsp的情况下，这只能在短光链路中，并且也在很大程度上取决于波特率。

因此，优选使用更廉价的技术在没有色散补偿光纤的短光链路中传输高波特率数据。然而，这种系统中的主要问题是色散现象，例如模式色散(md)、色散(cd)和偏振模色散(pmd)，其对光纤性能的整体影响被称为符号间干扰(isi)，不仅降低了信号的质量和性能，还降低了提取时钟音调的质量。

在发送器侧，几种用于在没有色散补偿光纤的光链路上传输10gb/s数据廉价的技术包括开关键控(ook)技术、双二进制传输或啁啾管理直接调制激光器(cml)技术，ook技术是最廉价的，但在较长的链路中提供最差的性能。

在接收器侧，在没有色散补偿光纤的光链路中，必须对受到色散现象影响的信号进行均衡。接收器可以使用前馈均衡器(ffe)、判定反馈均衡器(dfe)、最大似然序列估计器(mlse)或其组合。然而，ffe受到噪声增强和误码增值的dfe的影响，而mlse代表了最好和最贵的解决方案。

图1示出了传统的直接检测10gb/s光传输系统100。

在发送器侧，数据通过调制器驱动器(md)被放大。放大的数据通过电吸收调制器(eam)调制分布式反馈(dfb)激光信号，所述电吸收调制器通常集成在传输光学子组件(tosa)中。调制的光信号随后被通过几个跨度朝向接收器的光学前端(ofe)传输，所述跨度分别由光纤和掺铒光纤放大器(edfa)组成。

在接收器侧，pin光电二极管或雪崩光电二极管(apd)检测光信号并将其转换为电信号。然后，与光信号功率成比例的光电二极管(pdiode)的输出被通过跨阻放大器(tia)放大，该放大器通常与光电二极管一起集成在接收光学子组件(rosa)中。随后，当使用电均衡时，放大的电信号可以被传输到自动增益控制电路(agc)以被调整到模数转换器(adc)的输入。agc监控信号功率变化，产生适合adc输入范围的几乎恒定的信号摆幅。实际上，为了防止受到色散的信号被削波影响，优选地具有相当大的信号，这导致选择性adc输入范围。在通过模数转换器从模拟域转换到数字域之后，在均衡器(eq)(例如mlse均衡器)处接收受到噪声和符号间干扰影响的所得数字信号。

然而，在激活均衡器之前，必须将本地振荡器(即接收器振荡器)锁定到负责数据计时的发送器振荡器。更具体地说，这两个振荡器必须同步，同时允许小的偏差，因为不可能完美地跟踪发送器时钟源。在这种程度上，包含定时信息的数字信号被提供给定时恢复(tr)电路中的相位检测器(pd)(例如，mueller-muel1er相位检测器(mmpd)、alexander相位检测器(apd)或加gardner相位检测器(gpd))。然后使用相位检测器执行时钟提取，输出关于采样时钟是高还是低的定时信息。模式相关的噪声和由放大器和其他元件缺陷引起的噪声使得该信息是有噪声的，因此必须在进入接收器振荡器(例如，压控振荡器(vco))之前通过定时恢复电路内的滤波器(例如，比例积分(pi)滤波器)进行滤波。

此外，可以使用采样相位调整(spa)电路来调整接收器振荡器的时钟相位。通过寻求最小化fec输入误差的数量，可以通过前向纠错(fec)来控制和优化spa的采样相位，最佳采样相位是对比特误码率(ber)进行最小化的相位。

然而，这种定时恢复电路仍然受到与高色散相关的符号间干扰(isi)的强烈影响，这不仅降低了信号的质量和性能，而且还降低了由定时恢复电路提取的时钟音调的质量。特别是，这个问题比使用一些均衡技术来应对isi更严重。例如，在10gb/sook系统中，mlse均衡器可以均衡来自300km链路的信号，而大多数传统相位检测器的时钟音调在100km后消失。因此，在接收器侧，必须首先提取时钟，然后均衡数字信号。此外，巨大的isi会产生大的抖动，接收器极易出现符号滑动。

图2示出了包括mlse均衡器的传统直接检测接收器200。

mlse均衡器在所有上述均衡技术中提供最佳性能。这是使用非常复杂和能量密集的算法实现的。复杂性取决于信号传播和将进行均衡的得到的isi。通常，viterbi算法用于mlse架构。mlse复杂度随着信道存储器呈指数增长，信道存储器必须等于符号间隔的数量，如果想要获得最佳均衡器性能，则存在隔离符号扩展。在mlse引擎中有两种更新指标的方法：盲估计和训练。

训练方法使用已知的符号序列来估计信道条件。这引入了额外的冗余并且需要增强的同步算法。然而，在严重失真的信道中，使用训练符号是不切实际的，盲估计方法则是优选的。

训练方法使用已知的符号序列来估计信道条件。这引入了额外的冗余并且需要增强的同步算法。然而，在严重失真的信道中，使用训练符号是不切实际的，盲估计方法则是优选的。

盲估计方法使用精心设计的起始信道模型，mlse均衡器从该模型粗略地均衡失真信号。即使输出ber不令人满意，仍然可以使用误差的解码比特来进一步改进mlse信道模型(度量)。在多个信道模型更新之后，信道模型(cm)单元提供mlse均衡器的度量，这几乎可以实现最佳性能。通过cm单元的分支度量计算(bmc)可以基于直方图或平均值。在基于直方图的方法中，估计每个符号模式的概率密度函数(pdf)，然后使用pdf的对数来计算分支度量。在基于均值的方法中，假设所有噪声被分布在具有相同方差的情况下是正常的，并且基于简单的欧几里德距离来计算分支度量。

技术实现要素：

因此，本发明的目的是提供一种用于在多信道光收发器中接收数据信号的装置；一种用于在多信道光收发器中传输和接收数据信号的系统；以及一种在调整后采样相位在多信道光收发器的接收器内均衡输入样本的方法。通过所提供的装置、系统和方法，可以在极限带宽限制的系统中相对于奈奎斯特频率执行来自噪声和色散光信号的增强的时钟提取，并且通过所提供的装置、系统和方法可以使用简单算法最佳地获得均衡器性能。

该目的通过独立权利要求的特征实现。根据从属权利要求、说明书和附图，本发明的其他实施例是显而易见的。

根据第一方面，本发明涉及一种用于在多信道光收发器中接收数据信号的装置，该装置包括适于处理从单个发送器或发送器的组合的多个m个信道接收的多个m1个信道的接收器，每个信道具有相应的波特率，其中，接收器具有单个主信道，其余信道是从信道，接收器的主信道是在多个m1个信道中具有最高波特率的信道，从信道的波特率等于或低于主信道的最高波特率，并且主信道和从信道中的接收器的每个信道包括适于控制第一内插器的采样相位的定时恢复电路。

因此，可以执行使用主信道和从信道的灵活数据接收。多个m个信道可以由光多路复用器多路复用，并且多个m1个信道可以通过光学解复用器解复用。为了使在接收器处从单个发送器或发送器的组合的多个m个信道接收的m1个信道的数量等于或低于m个信道的数量，可以提供可重新配置的光分插复用器以连接光多路复用器和光解多路复用器。

根据第一方面的装置的第一实现方式，定时恢复电路包括：当从单个发送器的多个m个信道接收到多个m1个信道时，第一装置适于在第一相位中获得第一定时控制信号，以控制主信道的振荡器的相位和频率；选择单元适于在第一相位之后的第二相位中，在多个可选择的有限脉冲响应滤波器中选择第一和第二有限脉冲响应滤波器，并且计算第一和第二滤波器的系数，以便获得调整的第一和第二滤波器；第二装置适于在第二相位之后的第三相位中，使用所选择的第一和第二有限脉冲响应滤波器和调整的第一滤波器获得第一内插器的采样相位，并使用所选择的第一和第二有限脉冲响应滤波器和调整的第一和第二滤波器获得第二定时控制信号，以便控制主信道的振荡器的相位和频率。

因此，主信道的定时恢复电路可以控制第一内插器的采样相位以及振荡器的相位和频率，从而可以获得主信道的可靠时钟。

根据第一方面的第一实现方式的装置的第二实现方式，多个m1个信道由主信道的振荡器生成的相同时钟信号控制。

因此，可以通过主信道的振荡器获得所有信道的可靠时钟。此外，该时钟允许保存几个振荡器，因为仅使用了一个振荡器，即主信道的振荡器。

根据第一方面的装置的第三实现方式，定时恢复电路包括：适于一个相位的选择单元，当从发送器组合的多个m个信道接收到多个m1个信道时，在多个可选择的有限脉冲响应滤波器中选择第一和第二有限脉冲响应滤波器，并计算第一和第二滤波器的系数以便获得调整的第一和第二滤波器；适于后续相位的装置，使用所选择的第一和第二有限脉冲响应滤波器和调整的第一滤波器获得第一内插器的采样相位。

因此，接收器的每个信道可以分别地和单独地控制其相应的第一内插器的采样相位。可以通过估计和补偿相位抖动来执行采样相位控制。

根据第一方面的第三实现方式的装置的第四实现方式，多个m1个信道由作为参考时钟信号的相同时钟信号控制，所述参考时钟信号被生成为具有比多个m1个信道中的每个时钟信号的最高频率更高的频率。

因此，可以通过单个参考时钟执行所有信道的可靠时钟，该参考时钟将高于从所有信道接收的任何其他数据时钟。因此，接收器的每个信道具有相应的定时恢复电路，其仅在“内部”反馈回路中操作以跟踪快速信号相位变化。

根据第一方面的装置的第五实现方式，接收器的每个信道包括自动增益控制设备，适于通过控制模拟数据信号的偏置信号和模拟数据信号的幅度，将模拟数据信号调整到模数转换器的输入。

因此，可以获得优化的增益控制，以允许通过在其输入处接收最佳量化信号来更有效地使用模数转换器。

根据第一方面的装置的第六实现方式，接收器的每个信道包括传递函数补偿器，适于通过补偿多信道光收发器的光学和电子组件的有限带宽，来处理来自模数转换器的数字数据信号。处理的数字数据信号被提供给第一内插器的输入。

因此，可以补偿或减轻由于光学和电子组件的有限带宽以及连接而引起的接收信号的有限频谱导致的性能下降。此外，接收器的传递函数补偿器可以适于增加中频的信号频谱。

根据第一方面的第六实现方式的装置的第七实现方式，接收器的每个信道包括最大似然序列估计均衡器，适于基于使用与最大似然序列估计均衡器的输出的误码率成线性比例的质量参数的性能估计，并且基于使用大多数临界误差事件的概率的采样相位调整，在调整后的采样相位将输入样本均衡为解码的数据。

因此，可以最佳地调整采样相位，从而可以改善最大似然序列估计均衡器的性能。此外，性能估计可以依赖于质量参数(cmq)而不是误码率(ber)，cmq和ber的值在对数标度上彼此线性地成比例。

根据第一方面的第七实现方式的装置的第八实现方式，最大似然序列估计均衡器从存储在起始信道模型列表设备中的起始信道模型开始以盲模式操作。

因此，与训练模式不同，盲模式中不需要复杂的同步算法。

根据第一方面的第八实现方式的装置的第九实现方式，最大似然序列估计均衡器包括：最大似然序列估计解码器，适于通过从被选择为具有最低质量参数的存储的起始信道模型开始，在调整后的采样相位将输入样本解码为解码的数据；分支度量计算设备，适于控制最大似然序列估计解码器，并使用最大似然序列估计解码器的输入样本更新相应的信道以及从最大似然序列估计解码器输出的解码的数据；采样相位选择器，适于使用最大似然序列估计解码器的输入样本和从最大似然序列估计解码器输出的解码的数据，确定不同采样相位处的采样相位估计值，还适于选择对应于最高采样相位估计值的采样相位；以及采样相位调整设备，适于将所选择的采样相位调整为调整后的采样相位。

从而，可以获得最佳采样相位。在对应于在获取期间完成的粗略采样相位调整的第一相位中，选择对应于最高采样相位估计值的采样相位。在第一相位之后的并且对应于在获取之后完成的精细采样相位调整的第二相位中，获得最佳采样相位。此外，采样相位调整设备可以包括第二内插器，接收从第一内插器输出的内插信号，并且采样相位选择器可以部分地或完全地嵌入微控制器中，以便当采样相位没有经历快速变化时，降低复杂性。

根据第一方面的第九实现方式的装置的第十实现方式，接收器的每个信道包括前向误差校正器，适于消除从最大似然序列估计解码器输出的解码的数据中的误差。

因此，解码的数据可以是无差错数据，然后使用解复用器对其进行解复用。

根据第二方面也解决了上述目的。

根据第二方面，本发明涉及一种用于在多信道光学收发器中发送和接收数据信号的系统，该系统包括根据第一方面或第一方面的任何一个实现方式的装置，以及如在第一方面中指定的单个发送器或在第一方面和第一方面的第三实现方式中指定的发送器的组合的装置。

根据第二方面的系统的第一实现方式，单个发送器或发送器的组合的多个m个信道中的每个信道具有相应的波特率，单个发送器或发送器的组合中的每个发送器具有单个主信道，每个发送器的剩余信道是从信道，单个发送器或发送器组合中每个发送器的主信道是具有最高波特率的信道，从信道的波特率等于或者低于主信道的最高波特率。

此外，单个发送器或发送器的组合的每个信道可以包括传递函数补偿器，适于通过补偿多信道光学收发器的光学和电子组件的有限带宽来处理数字数据信号。

另外，单个发送器或发送器的组合的传递函数补偿器可以适于增加高频信号频谱。

根据第三方面也解决了上述目的。

根据第三方面，本发明涉及一种用于在多信道光收发器的接收器中以调整后的采样相位均衡输入样本的方法，该方法包括使用质量参数估计最大似然序列估计均衡器的性能，所述质量参数与最大似然序列估计均衡器的最大似然序列估计解码器的输出的误码率成线性比例，最大似然序列估计均衡器从存储在起始信道模型列表设备的多个起始信道模型开始以盲模式操作，执行第一采样相位调整，以便选择对应于最高采样相位估计值的采样相位，并执行第二采样相位调整，以便将所选择的采样相位调整为调整后的采样相位。

根据第四方面也解决了上述目的。

根据第四方面，本发明涉及一种计算机程序，包括用于当在计算机上执行时执行根据第三方面的方法的程序代码。

因此，可以以自动且可重复的方式执行该方法。

计算机程序可以由任一装置执行。可以可编程地布置该装置以执行计算机程序。

本发明的实施例可以用硬件、软件或其任何组合来实现。

还应该理解，本发明的优选实施例也可以是从属权利要求或上述实施例与相应独立权利要求的任何组合。

本发明的这些和其他方面将是显而易见的，并且将参考下文描述的实施例进行阐明。

附图说明

在本公开的以下详细部分中，将参考附图中示出的示例性实施例更详细地解释本发明，其中：

图1示出了传统的直接检测10gb/s光传输系统；

图2示出了包括mlse均衡器的传统的直接检测接收器；

图3示出了根据本发明第一实施例的多信道强度调制直接检测(im-dd)收发器；

图4示出了一个光波长开关，其将发送器侧的光多路复用器和接收器侧的光解多路复用器连接在一起，并根据本发明的第二实施例以固定运行模式(图4a)或自由运行模式实现(图4b)实现；

图5示出了当y＝x(图5a)和y＝1.3x(图5b)时，以及根据本发明的第三实施例(图5c)当y＝1.3x+0.15时，agc输出信号y的三个直方图作为agc输入信号幅度x的函数；

图6示出了根据本发明第四实施例的贝塞尔滤波器的频域中h(db)的示例；

图7示出了根据本发明第五实施例的定时恢复电路的方框图；

图8示出了根据本发明第六实施例的选择电路的方框图；

图9示出了根据本发明第七实施例的定时恢复电路的方框图；

图10示出了根据本发明第八实施例的说明性的自由运行模式的多信道多波长接收器；

图11示出了根据本发明第九实施例的起始信道模型选择电路；

图12示出了根据本发明第十实施例的示例性二进制4状态mlse解码器的网格；

图13示出了根据本发明第十一实施例的基本解码块(图13a)和mlse解码器的解码块(图13b)；

图14示出了根据本发明第十二实施例的mlse网格；

图15示出了根据本发明第十三实施例，在一个符号一个样本和一个符号两个样本的情况下，ber值作为对数标度上cmq值的函数的仿真结果图；

图16示出了根据本发明第十四实施例的作为采样相位的函数的ber值的仿真结果图；

图17示出了根据本发明第十五实施例的用于根据两相位调整在调整后的采样相位处均衡输入样本的mlse均衡器；

图18示出了根据本发明第十六实施例的每个mlse符号的一个样本的bspe值和ber值作为采样相位的函数的仿真结果曲线图。

相同的附图标记用于相同或至少功能上等同的特征。

具体实施方式

图3示出了根据本发明第一实施例的多信道im-dd收发器300，其包括多信道发送器300-tx和多信道接收器300-rx。

多信道发送器300-tx包括具有不同或相等比特率的n个信道(从1到n编号)，其通过多路复用器(mux)多路复用成m个信道(从1到m编号)，其可能不具有相同的比特率。m个信道中的每一个分别包括前向纠错(fec)设备、数字信号处理(dsp)设备、数模转换器(dac)、调制器驱动器(md)和光调制器(mod)。

m个信道中具有最高波特率(fbmax)的信道被表示为主信道，其对应于我们的示例性第一实施例中的信道1，并且具有等于或低于fbmax的波特率(fbi)的其余信道被表示为从信道。从信道的波特率fbi由下面的等式(1)给出：

fbi＝(k+δ)*fbmax(1)

其中，有理数k的偏差δ较小(例如，10^-4)，当δ≠0时，k是小于1的有理数，当δ＝0时，k等于1。

每个信道由相应的fec设备保护，其开销可能对于每个信道是不同的。

每个相应的发送器dsp(txdsp)设备执行到pam-n格式的比特映射，其中，n可以是任何整数，因此，不一定是2的幂，并且形成具有由以下等式(2)给出的频率fs的样本的信号形状：

fs＝m*fbmax(2)

其中，m＞1。

此外，每个txdsp包括相应的传递函数补偿(tfc)设备，补偿多信道发送器300-tx的电子和光学组件的有限带宽。

dac输入接收由txdsp处理的数字信号，而dac输出则被传输到调制器驱动器(md)。

md放大从dac输出的模拟信号，然后通过光调制器(mod)将其调制成光信号，光调制器包括分布式反馈(dfb)激光器和电吸收调制器(eam)。

然后，m个光信号由光多路复用器(omux)多路复用成多载波光信号，该多载波光信号通过具有由光纤和掺铒光纤放大器(edfa)单独组成的若干跨度的光路传输。通过光路传播，多载波光信号受到光纤(cd、pmd、非线性效应、光学滤波)和放大器(光学噪声、非线性)缺陷的影响。

图4示出了一个光波长开关，其将发送器侧的光多路复用器(omux)和接收器侧的光解多路复用器(odmux)连接在一起，并根据本发明第二实施例以固定运行模式(图4a)或自由运行模式(图4b)实现。

如图4a所示，当处于固定运行模式时，在接收器处接收的多路复用光信号来自相同的多信道发送器。如图4b所示，当处于自由运行模式时，接收器处接收的多路复用光信号来自多个不同的多信道发送器。在两种模式中，接收的多路复用光信号的数量可以等于或小于m。如图4所示，这可以通过提供光波长开关来实现，例如可重新配置的光分插复用器(roadm)。因此，在接收器输入端可以组合m1个光信号，且m1≤m。

如图3所示，然后，m1个光信号(从1到m1编号)由光学解复用器(odmux)解复用，并由相应光学前端(ofe)检测，所述相应光学前端(ofe)适于将相应的多路复用光信号转换为电信号。

图3示出了多信道接收器300-rx，其适于通过接收来自相同多信道发送器300-tx的多路复用光信号在固定运行模式下工作。多信道接收器300-rx的m1个信道中的具有最高波特率(fbmax)的信道是主信道，并且具有等于或低于fbmax的波特率(fbi)的其余信道是从信道。如图所示，主信道在我们的示例性实施例中对应于信道1，从信道对应于从2到m1个的剩余信道。

在送至相应的模数转换器(adc)的输入之前，先在相应的agc控制(agcc)设备的控制下通过相应的自动增益控制(agc)阵列调整每个电信号。如通常所做的那样，图3的agc阵列不是通过控制其功率或其均方根(rms)值来消除dc分量和调整电信号，而是适于改变dc分量和电信号的摆动，以最佳地使用adc。

图5示出了当y＝x(图5a)和y＝1.3x(图5b)时，以及根据本发明的第三实施例(图5c)当y＝1.3x+0.15时，agc输出信号y的三个直方图作为agc输入信号幅度x的函数，其中，agc输入信号幅度x被分组为例如32个区间的范围，以便在该示例性情况下，当adc为5比特adc时，将adc输入从[-1；+1]映射至32个数字。

在图5a中，电信号具有等于零的dc分量和等于1的agc放大值，使得agc无dc输出信号y验证以下等式(3)：

y＝x(3)

可以看出，几个外部区间是空的，使得所述agc输出信号y没有很好地映射到adc输入。

在图5b中，电信号具有等于零的dc分量和等于1.3的agc放大值，使得agc无dc输出信号y验证以下等式(4)：

y＝1.3x(4)

可以看出，接近+1的一些正区间是空的，而信号经历-1以上的严重削波，使得所述agc输出信号y未完全良好地映射到adc输入。

在描述本发明第二实施例的图5c中，电信号具有等于0.15的dc分量和等于1.3的agc放大值，使得agc输出信号y验证以下等式(5)：

y＝1.3x+0.15(5)

可以看出，没有区间是空的，并且在+/-1上发生非常弱的削波，使得可以认为所述agc输出信号y被完全良好地映射到adc输入。

为了获得由下面的等式(6)定义的控制函数y：

y＝ax+b(6)

其中，a表示agc放大，b表示可以通过在adc前面添加dc信号来实现的dc分量。我们设置两个参数p1和p2，其中，p1定义一组外部区间，p2定义外部区间占用率，例如以百分比表示。由于直方图的对称性不是强制性的，因此这样的集合可以包括不相等的负外部和正外部区间。

迭代地调整agc放大(a)和dc分量(b)，直到参数p2在由附加参数p3定义的某些限制内。因此，当外部区间p1中的信号百分比满足不等式(7)时，系统是稳定的并且不需要任何进一步的调整：

p2-p3≤p1≤p2+p3(7)

一次迭代能够对a进行调整，而参数b则通过控制正和负区间中的对称性来调整。

从相应的adc输出的数字信号被提供给相应传递函数补偿(tfc)设备的输入，用于补偿多信道接收器300-rx的电子和光学组件的有限带宽。

实际上，电子和光学组件以及连接的有限带宽可能严重限制接收的信号的频谱，从而导致性能下降。为了部分地补偿该劣化，多信道接收器300-rx(以及如上所述的多信道发送器300-tx)处的信号可以由传递函数整形块处理。频谱整形器(srs)之后的信号在特定频率范围内具有更强的高频分量。srs使用时域或频域方法。时域srs(td-srs)具有比频域(fd-srs)稍弱的性能。然而，对于td-srs的非常低的复杂性可以容忍该差异，这可以通过具有几个抽头的有限脉冲响应(fir)滤波器来实现，例如，7个抽头，而fd-srs需要更高的复杂性，特别是当需要高水平的并行数据处理时。

虽然发送器tfc(txtfc)可以使用一些fir抽头，其唯一目的是增加dac之后的高频信号频谱，rxtfc使用另一种特定配置。rxtfc的补偿传递函数(h)根据以下步骤计算：

1、定义频域中的系统传递函数(h1)；

2、定义频域中的目标传递函数(h2)；

3、根据频域中的h＝h2/h1计算补偿传递函数(h)；以及

4、当在时域中实现h时，找到补偿传递函数(h)的脉冲响应(h)并窗口化对n个fir抽头的响应。

因此，与估计系统传递函数(h1)并使用其来导出h的一些传统srs方法不同，我们使用估计的传递函数(tf)，其唯一目的是找到任何弱频率部分。最重要的信息是3db截止频率，而tf形状则不那么重要。接下来，我们假设由3db截止和顺序定义的传递函数(tf)。例如，这种tf可以是贝塞尔滤波器，其中，h1和h2可以具有不同的阶数和3db截止值。h的第一估计(h′)由以下等式(8)给出：

h′＝(h2/h1)*k(8)

其中，k是任意有理数，取k＝k1/k2，其中，k1和k2是整数。

然后，可以根据以下等式(9)计算h的第二估计(h″)：

h″＝a＊(h′/h′(1))-a(9)

其中，a是任何正实数，h′(1)是dc分量。

参数a影响补偿函数的形状，因此噪声放大不太重要。最后一步允许最终补偿传递函数(h)从以下等式(10)导出：

h＝10(h″/20)(10)

图6示出了根据本发明第四实施例的在h1和h2中使用的贝塞尔滤波器的频域(f/fs)中的h(db)的示例。

通过相应的第一内插器(i1)对补偿信号进行内插，然后将内插信号提供给相应的定时恢复(tr)电路，该电路控制相应的第一内插器(i1)的采样相位，并且还提供给相应的合适的均衡器(eq)的输入，通过包括第二内插器(i2)的采样相位调整(spa)设备调整采样相位。

图7示出了根据本发明第五实施例的定时恢复(tr)电路400的框图。

在第一相位中，tr电路400包括第一路径400a和平行于第一路径400a的第二路径400b，输入信号通过第一路径400a和第二路径400b。tr电路400的输入信号可以是电数字信号输出，例如，来自如图3所示的模数转换器(adc)，并且通过内插器(int)，例如，如图3所示的i1，在由tr电路400的输出提供的采样相位处进行插值。第一路径400a包括有限脉冲响应(fir)滤波器410a、相位检测器(pd)420a和无限脉冲响应(iir)滤波器430a。另一方面，第二路径400b包括正交电路440、有限脉冲响应滤波器410b、相位检测器420b和无限脉冲响应滤波器430b。另外，tr电路400包括角度检测器450、解包器460、内部滤波器470、积分器480和外部滤波器490。

fir滤波器410a、410b的系数根据信道条件选择，例如光纤参数、链路长度和光信噪比(osnr)，以便能够在预定义噪声内和符号间干扰(isi)工作范围内获得频率和相位。

第一路径400a的fir滤波器410a接收并对tr电路400的输入信号的同相分量进行滤波，而第二路径400b的fir滤波器410b接收并对tr电路400的输入信号的正交相位分量进行滤波。正交相位分量可以通过正交电路440(例如内插器)获得，以将tr电路400的输入信号移位其时间周期(t)的四分之一，即t/4。然后，根据以下等式(11)，将得到的滤波输入信号(x)分别发送到pd420a、420b，以转换成相应的相位信号(y)：

y(n)＝abs(x(n))^ksign(x(n))sign(x(n+2))

-abs(x(n+2))^ksign(x(n+2))sign(x(n))(11)

其中，y表示各个pd420a、420b的输出信号；x表示各个pd420a、420b的输入信号，输入信号x是在符号周期(即，t/2)的半个周期的距离处的采样；n表示采样时刻；k表示可选择的参数，以最小化抖动。每个pd420a、420b对每个符号使用一个样本，并且通过考虑信道条件(例如光纤参数、链路长度和osnr)来选择参数k，使得k的值可以例如在0.5到2的范围内被选择。

依次，相位信号(y)分别被发送到iir滤波器430a、430b，例如一阶iir滤波器，以进行滤波，并且通过角度检测器450处理相应的得到的输出信号以确定两个输出信号之间的复信号的角度。角度值范围为0π到2π弧度。

基于所确定的角度，角度检测器450输出向解包器460发送的角度信号，目的是避免任何循环滑动。因此，角度信号的相位值通过有限的解包传递函数解包，该函数阻碍由任何不受控制的大频率偏移引起的一些负面影响。

由内部滤波器470(例如比例积分(pi)滤波器)对得到的未解包信号进行滤波，然后将得到的滤波信号累积在积分器480中，例如数控振荡器(nco)的相位累加器。

积分器480的输出信号被发送到内插器(int)以便控制其采样相位，从而形成“内部”反馈回路，还发送到外部滤波器490，从而形成“外部”反馈回路。

应当注意，积分器480和内插器(int)可以是nco的一部分，nco的功能包括校正主要由光收发器内的发送器时钟源的缺陷引起的快速信号相位变化。此外，虽然每个pd420a、420b对每个符号使用一个样本，但是内插器(int)可能需要对每个符号使用一个以上的样本，以提供可接受的内插性能。例如，内插器(int)对每个符号可以使用1.25或更多个样本。

然后，对在外部滤波器490处接收的信号进行滤波，以获得定时控制信号，该定时控制信号随后可以被发送到振荡器，例如图3所示的压控振荡器(vco)，以控制其相位及其频率。反过来，振荡器可以生成提供给adc的时钟。

从上面可以看出，“内部”反馈回路使得能够跟踪快速信号相位变化，而“外部”反馈回路能够获取发送器和接收器侧的相应振荡器之间的频率偏移。另外，与振荡器的通信通常由同步串行数据协议(例如，串行外围接口(spi))执行，使得“内部”反馈回路被配置为比“外部”反馈回路更快地操作。

图8示出了根据本发明第五实施例的选择电路500的框图。

在第二相位，选择电路500被配置为在获得定时控制信号之后操作选择，定时控制信号通过图7的定时恢复(tr)电路400获得。选择电路500包括第一路径500a和平行于第一路径500a的第二路径500b，在获得定时控制信号的tr电路400的操作后，tr电路400的输入信号(即由内插器(int)提供的输出信号)通过该第一路径500a和第二路径500b。第一路径500a包括抖动估计器501，其适于估计抖动并输出估计的抖动信号，该估计的抖动信号又包括有限脉冲响应(fir)滤波器510a、相位检测器(pd)520a和低通滤波器(lpf)530a。另一方面，第二路径500b包括定时误差检测器特性(tedc)斜率估计器502，其适于估计tedc的斜率(即，系数kpd的值)或相位检测器(pd)增益(即，系数kpd的值)，并输出估计的tedc斜率信号，该信号又包括时间位移器540、有限脉冲响应滤波器510b、相位检测器520b和低通滤波器530b。另外，选择电路500包括乘法器550、第一计算器560、选择器570和第二计算器580。

第一路径500a的fir滤波器510a接收并滤波内插器(int)的输出信号的同相分量，而第二路径500b的fir滤波器510b接收并滤波内插器(int)的输出信号的相移分量。可以通过时间移位器540(例如内插器)获得相移分量，以将内插器(int)的输出信号移位其时间周期(t)的值。该值可以确定为接近tedc的过零点(即，接近平衡点)，因为周期性tedc(其不总是正弦函数)在平衡点附近更线性。因此，在进入fir滤波器510b之前，内插器(int)的输出信号可以移位例如其时间周期(t)的八分之一，即t/8。

在选择电路500中，fir滤波器510a和fir滤波器510b是可选择的fir滤波器，以在多个可选择fir滤波器中单独测试。对可选择的fir滤波器所做的选择可以绑定信道条件。因此，第一路径500a中的fir滤波器510a和第二路径500b中的fir滤波器510b可以彼此相同或彼此不同。

然后，根据与上述相同的等式(11)，将每个第一和第二路径500a、500b中的所得滤波信号(x)分别发送到相位检测器(pd)520a、520b，以转换成相应的相位信号(y)。其中，y表示相应的pd520a、520b的输出信号；x表示相应的pd520a、520b的输入信号，输入信号x在符号周期的半个周期(即，t/2)的距离处被采样；n表示采样时刻；k表示可选择的参数，以最小化抖动。每个pd520a、520b对每个符号使用一个样本，并且通过考虑信道条件(例如光纤参数、链路长度和osnr)来选择参数k，使得k的值例如可以在0.5到2的范围内选择。

从pd520a、520b输出的信号由相应的低通滤波器(lpf)530a、530b平均，以更准确地估计第一路径500a中的采样相位处的抖动和第二路径500b中的pd增益或tedc斜率。关于第一路径500a的lpf530a，第二路径500b的lpf530b可以具有较低的截止频率，因为pd增益或tedc斜率估计仅需要平均值估计。相反，关于第二路径500b的lpf530b，第一路径500a中的采样相位处的抖动估计可以使具有更高截止的lpf530a允许检测相位变化，该抖动包括通过内插器(int)的输出信号的来自tr电路400的抖动和由fir滤波器510a生成的抖动。

从第二路径500b的lpf530b输出的信号在乘法器550处乘以预定系数kb，其对pd增益或tedc斜率估计进行加权，以便提高其精度并且可以呈现例如小于1的值。

从第一路径500a的lpf530a输出的信号a对应于从抖动估计器501输出的估计的抖动信号，而从乘法器550输出的信号b对应于从tedc斜率估计器502输出的估计的tedc斜率信号。信号a和b被发送到第一计算器560，第一计算器560组合这两个信号a、b以计算由以下数学公式(12)得到的值：

计算值被提供给选择器570，选择器570适于选择多个可选的fir滤波器中的可选的fir滤波器510a、510b作为所选择的fir滤波器，得到最小的计算值，即最小的抖动。

然后，将选择结果发送到第二计算器580，第二计算器580适于计算两个滤波器的系数，例如比例积分(pi)滤波器，并且在下文中表示为调整的滤波器。

应当注意，如图8所示的电路(即，tr电路400和选择电路500)可以在微控制器中实现并且被编程为以被低速使用，以便跟踪信道随时间的缓慢变化。因此，相应的fir滤波器和滤波器系数的选择和计算过程可以是自适应的。

图9示出了根据本发明第六实施例的定时恢复(tr)电路600的框图。

在第三相位中，tr电路600被配置为在选择fir滤波器510a、510b并计算通过选择电路500获得的pi滤波器的系数之后操作定时恢复。tr电路600包括第一路径600a和平行于第一路径600a的第二路径600b，输入信号通过第一路径600a和第二路径600b。tr电路600的输入信号可以是电数字信号输出，例如，来自如图3所示的模数转换器(adc)，并且通过内插器(int)，例如，如图3所示的i1，在由tr电路600的输出提供的采样相位处进行插值。第一路径600a包括抖动估计器601，其适于估计抖动并输出估计的抖动信号，该抖动信号又包括有限脉冲响应(fir)滤波器610a和相位检测器(pd)620a。另一方面，第二路径600b包括定时误差检测器特性(tedc)斜率估计器602，其适于估计tedc的斜率(即，系数kpd的值)或相位检测器(pd)增益(即，系数kpd的值)并输出估计的tedc斜率信号，该信号又包括时间移位器630，例如内插器、有限脉冲响应滤波器610b、相位检测器620b和低通滤波器640。另外，tr电路600包括处理器650、内部滤波器660、积分器670、控制器680和外部滤波器690。

第一路径600a的fir滤波器610a接收并对tr电路600的输入信号的同相分量进行滤波，即内插器(int)的输出信号，而第二路径600b的fir滤波器610b接收并且对tr电路600的输入信号的相移分量进行滤波。相移分量可以通过时间位移器630(例如，内插器)获得，以使tr电路600的输入信号(即，内插器(int)的输出信号)移位其时间周期(t)的值。该值可以被确定为接近tedc的过零点(即，接近平衡点)，因为周期性tedc(其不总是正弦函数)在平衡点附近更线性。因此，在进入fir滤波器610b之前，内插器(int)的输出信号可以移位例如其时间周期(t)的八分之一，即t/8。

在该tr电路600中，fir滤波器610a和fir滤波器610b对应于通过图8的选择电路500获得的相应的选择的fir滤波器。因此，第一路径600a中的fir滤波器610a和第二路径600b中的fir滤波器610b可以彼此相同或彼此不同，选择的fir滤波器610a、610b以在给定信道条件下生成最低抖动。

然后，根据与上述相同的等式(11)，将每个第一和第二路径600a、600b中的所得滤波信号(x)分别发送到相位检测器(pd)620a、620b，以转换成相应的相位信号(y)。其中，y表示相应的pd620a、620b的输出信号；x表示相应的pd620a、620b的输入信号，输入信号x是在符号周期的半个周期(即，t/2)的距离处的采样；n表示采样时刻；k表示可选的参数，以使抖动最小化。每个pd620a、620b对每个符号使用一个样本，并且通过考虑信道条件(例如光纤参数、链路长度和osnr)来选择参数k，使得k的值可以例如在0.5到2的范围内选择。

从pd620b输出的信号(y)由低通滤波器(lpf)640平均，以获得第二路径600b中的相位检测器(pd)增益或定时误差检测器特性(tedc)斜率的更准确估计。应当注意，lpf640可以具有低截止频率，因为pd增益或tedc斜率估计仅需要平均值估计。

从第一路径600a的pd620a输出的信号a对应于从抖动估计器601输出的估计的抖动信号，而从第二路径600b的lpf640输出的信号z对应于从tedc斜率估计器602输出的估计的tedc斜率信号。

从lpf640输出的信号z在处理器650处被接收，以利用从pd620a输出的信号a进行处理，以便将信号a归一化为具有单位pd增益或tedc斜率(即，kpd＝1)。因此，可以获得对信道条件变化的免疫。在时移具有例如t/8的值的情况下，信号a将被归一化为a/8z。

从处理器650输出的归一化信号被发送到内部滤波器660，例如比例积分(pi)滤波器，其对应于通过图8的选择电路500获得的相应的调整滤波器。

然后将得到的滤波信号累积在积分器670中，例如数控振荡器(nco)的相位累加器。

从积分器670输出的信号被发送到控制器680，以便控制内插器(int)的采样相位，从而形成“内部”反馈回路；还发送到外部滤波器690，从而形成“外部”反馈回路。

从积分器670输出并在外部滤波器690处接收的信号对应于通过图8的选择电路500获得的相应调整滤波器，然后被滤波以获得定时控制信号。相对于通过图7的tr电路400获得的定时控制信号，通过图9的tr电路600获得的定时控制信号被优化，并且之后可以被发送到例如vco的振荡器，如图9所示，以控制其相位和频率。反过来，振荡器可以生成要提供给adc的增强时钟。因此，可以在极限带宽系统中执行来自噪声和色散光信号的增强时钟提取，例如带宽小于波特率的四分之一的系统。

应当注意，积分器670、控制器680和内插器(int)可以是nco的一部分，其功能包括校正主要由光收发器内的发送器时钟源的缺陷引起的快速信号相位变化。此外，虽然每个pd620a、620b对每个符号使用一个样本，但是内插器(int)对每个符号需要一个以上的样本，以提供可接受的内插性能。例如，内插器(int)可以对每个符号使用1.25或更多个样本。

从上面可以看出，“内部”反馈回路能够跟踪快速信号相位变化，而“外部”反馈回路能够获取发送器和接收器侧的相应振荡器之间的频率偏移。另外，与振荡器的通信通常由同步串行数据协议(例如串行外围接口(spi))执行，使得“内部”反馈回路被配置为比“外部”反馈回路更快地操作。

在固定运行模式中，主信道(信道1)和从信道(信道2到信道m1)中的多信道接收器300-rx的每个信道在顺序应用第一、第二和第三相位之后，控制其相应的第一内插器(11)的采样相位。仅主信道的tr电路适于通过在第一和第三相位中获得的定时控制信号来控制单个振荡器(vco)的相位和频率。因此，在固定运行模式下工作的多信道接收器300-rx的多个m1个信道可以由主信道(信道1)的振荡器生成的相同时钟信号(rx-clk)控制。因此，在固定运行模式中，每个信道的tr电路具有相应的“内部”反馈回路，而仅主信道的tr电路另外具有“外部”反馈回路。

在另一实施例中，当在接收器处接收的多路复用光信号来自多个不同的多信道发送器时，多信道接收器300-rx还可以适于在自由运行模式下工作。

图10示出了根据本发明第八实施例的处于自由运行模式的说明性多信道多波长接收器，其中，符号λ表示波长。

由于信道时钟是独立的，每个信道的tr电路仅具有相应的“内部”反馈环路而没有“外部”反馈环路。在顺序地应用第二和第三相位之后，主信道(信道1)和从信道(信道2到信道m1)中的多信道接收器300-rx的每个信道控制其相应的第一内插器(内插器)的采样相位，第一相位没有被使用。然后，多个m1个信道由作为参考时钟信号(refclk)的相同时钟信号控制，该参考时钟信号被生成为具有比多个m1个信道中的每个接收时钟信号的最高频率更高的频率。为此，最高频率可以增加少量df(例如，f的30ppm)。因此，在所接收的时钟信号具有从f′到f″范围的频率的示例性情况中，其中，f″＞f′，则参考时钟信号的频率将等于f”+df＝f”+30*f”/10^-6。每个信道的所有adc都将接收相同的参考时钟信号(refclk)。此外，当相应内插器的缓冲区已满时，控制单元(cb)将通知时钟管理单元(cmu)为相应信道生成时钟间隙，除adc和缓冲区外，所有cmos模块都将停止工作。

在其输入处接收内插信号的均衡器(eq)可以包括最大似然序列估计(mlse)解码器，其可以对每个符号使用一个或两个样本进行工作并且具有可重新配置的状态数。

mlse均衡器(eq)还可以从精心设计的起始信道模型(scm)开始以盲模式工作。由于scm列表包含至少两个起始信道模型，因此必须选择更好的模型。在这种程度上，scm选择可以通过图11的scm选择电路来执行，该电路包括mlse解码器、信道模型(cm)设备、信道模型质量估计(cmqe)设备、起始信道模型列表(scml)设备和控制单元(cu)。

scm首先存储在scml设备中，其列表包含至少两个scm。第一个scm被提供给mlse解码器。在几次迭代之后，新的cm在cm设备中导出。在最后的迭代中，mlse解码器向信道模型质量估计(cmqe)设备提供最佳路径差(bpd)矢量，然后cmqe设备计算所考虑的scm的新的可变信道模型质量(cmq)值，该值被存储在控制单元(cu)中。接下来，对于存储在scml设备中的每个其他scm迭代地重复这些步骤，然后cu选择具有最小cmq值的scm，从而对应于存储在scml设备中的scm中的最佳scm。之后，mlse解码器可以使用所选的scm工作。

定期检查cmq值，并且如果cmq值达到或超过定义例如信道损失的预定义阈值，则重复选择最佳scm的整个步骤。

通常，mlse解码器在n个符号的所有可能发送序列中选择最佳序列，其中，n可以是无穷大。尽管存在大量可能的组合，但是通过使用维特比算法(va)限制最佳候选者的数量，可以大大减少这种选择方法的复杂性。实际上，va-mlse保持解码序列候选的数量等于mlse状态的数量s。

为了更容易地描述选择方法，图12描绘了用于示例性二进制4状态mlse解码器的网格。n个小区被串联，并且可以在n个符号的整个序列之后或在l个符号的序列之后做最终决定，其中，l是解码深度。在二进制情况下，两个分支进入和离开四个状态中的每一个，状态在图12中由00、01、10和11表示。分配给每个状态的参数p表示在这个给定的时间处序列处于该状态的概率。每个新状态具有两个输入，并且基于两个新计算的概率仅选择它们中的一个。在使用基于欧几里德距离(ed)的度量的mlse解码器中，分支度量(ed)验证以下等式(13)：

ed＝(x-μ0)²(13)

其中，x是量化样本，μ0是从图11的cm设备获得的期望值。

在每个符号有两个样本的情况下，分支度量(ed)验证以下等式(14)：

ed＝(x1-μ01)²+(x2-μ02)²(14)

其中，x和μ用对应于两个样本的具有索引1和2标记。

比较两个路径(p)并选择更好的路径。如在示例性图12中从时刻t＝n开始所描述的，两个路径p(11，11)和p(01，11)被识别为在时刻t＝n+1的状态11的候选。通过使用三位表示法标记时间转换，我们得到以下等式(15、16)：

p(11，11)＝p11(n)+ed111(n+1)(15)

和

p(01，11)＝p01(n)+ed011(n+1)(16)

由于p11(n)+ed111(n+1)＞p01(n)+ed011(n+1)，选择下部路径，即p(01，11)，使得p11(n+1)＝p01(n)+ed011(n+1)。

与p相同，一个解码矢量(dv)被分配给每个状态并改变位置。dv在每个单元之后将长度增加1，使得dv(n+1)的长度减去dv(n)的长度等于1。对于所考虑的状态11，我们获得dv11(n+1)＝dv01(n)和dv11(n+1，n+1)＝d，其中，d表示分配给从状态01到11的分支的解码比特(0，1)，即分支011。

在快速通信系统中，mlse解码器解码数据块。在简单的配置中，如图13a所示，mlse解码器可以包括要从当前块解码的k个比特、来自前一个块的l个比特和来自下一个块的l个比特。

图13b示出了mlse解码器的解码块，表示为mlse解码块，其中，n是mlse解码块的大小(以比特为单位)；k是每块的解码比特数；m是信道存储器长度；l是在许多应用中验证方程l＝(n-k)/2并且近似等于4m的重叠因子或解码深度；并且s是在二进制mlse解码器的情况下验证关系s＝2^m的状态的数量。

如果每个时钟可以处理一个比特，则mlse解码块必须同时处理n个数据块。块k+1从块k继承路径值和解码矢量(dv)并处理下一个符号。根据n和l值，dv矢量可以具有长度l或k+l。在较长的矢量配置中，在处理所有比特之后执行解码，而在较短的矢量配置中，通过在每个mlse小区之后解码一个比特来执行解码。

为了获得bpd矢量，我们引入s(n-l)矩阵pd来存储进入相同状态的两个竞争者之间的绝对差异。例如，如图14的mlse网格所示，其中，pd矩阵填充在第l个符号之后开始，pd(2，1)＝abs(p(3，2)-p(1，2))，pd(0，2)＝abs(p(2，0)-p(0，0))，pd(0，3)＝abs(p(2，0)-p(0，0))和pd(1，4)＝abs(p(2，1)-p(0，1))。

与解码矢量填充相同，bpd矢量包含两个路径的差异。在整个序列之后，选择最佳状态sb，然后bpd矢量等于pd(sb，：)。

然后，cmq的值可以如下计算(17)：

由于pd矩阵需要高复杂度，我们开发了一种简化的配置，使算法可行。因此，引入s个条目的矢量(pds)以替换矩阵pd。在l个符号之后，基于q的新定义生成pds矢量，如(18)所给出的：

在时刻t＝l+1处，我们设置pds(i，1)＝q(i)。在处理下一个符号之后，通过使用pds(i，2)＝pds(j，1)+q(i)来导出新的pds值，其中，j对应于最佳到达路径的索引，知道有两个路径或二进制mlse中的方向。在数据块结束时，选择最佳状态(sb)，cmq的值可以如下(19)进行计算：

这种简单的配置不需要存储s*n1个值，而是每个状态只需要一个大小为s的矢量、一个比较器和一个二进制加法器。

bpd限制(bpdl)取决于mlse解码器中使用的每个符号的采样数。如果我们在每个符号一个样本的情况下将bpdl设置为z，那么对于每个符号n个样本，bpdl等于n*z，其中，z取决于adc分辨率。为了获得更准确的结果，因为cmq参数的估计精度类似于使用蒙特卡罗方法的ber估计，cmq的值应在若干块上计算，例如，如下(20)的p块：

为了验证估计方法，使用强度调制和直接检测接收器离线处理数据。通过在具有导致从10^-4到0.3ber的输入光功率的不同的链路传输28gb/s的仿真数据。已经分别测试了每个符号使用一个和两个样本的mlse解码器，并且mlse状态的数量是16和64。所有估计数据在图15中绘制。估计结果表明cmq和ber的对数值是彼此成线性比例的。图15的图示出了cmq估计被与蒙特卡洛ber估计类似地分散。在前fecber为2x10^-3的情况下，当ber已经达到fec限制时，重新获取触发可以被设置为3x10^-3以重启系统。

tr电路在一个单位(符号)间隔(ui)内以特定采样相位对接收信号进行采样。采样相位通常不是最理想的，甚至可能提供极差的性能。我们已经模拟了失真信道(cd)并使用mlse解码器来补偿isi。在ui/4的步骤中，采样相位在4ui上变化，从而获得了12个估计。图16中提供的仿真结果表明，位置4和5处的采样相位提供了6x10^-5的最佳ber性能。然而，在盲模式中，采样相位和起始信道模型(scm)可能导致位置2处的锁定，其具有2.5x10^-4的相当大的ber。在这些条件下，问题是要知道如何检测最佳采样相位(bsp)。

解决方案是扫描采样相位，从fec获取有关输入误差的信息，并选择提供最小误差数的采样相位。然而，该解决方案导致许多问题：fec必须存在，在大的采样相位区域上的扫描可能导致业务中断和不良的ber性能，并且信道可能改变，使得搜索算法必须周期性地检查采样相位。

因此，我们提出一种更有效的搜索算法作为解决方案，该算法由两个相位组成：第一相位(相位1)，允许获得在获取期间执行的粗略采样相位调整；第二相位(相位2)，允许获得采样后的精细采样相位调整。

图17示出了mlse均衡器(eq)，用于根据两相调整在调整后的采样相位处均衡输入样本。

mlse均衡器(eq)工作在盲模式，因为训练模式需要复杂的同步算法，并从精心设计的起始信道模型(scm)开始。由于scm列表包含至少两个起始信道模型，因此必须选择更好的一个，并且通过图11的scm选择电路进行选择。

在相位1中，将采样相位选择(sps)方法应用于mlse均衡器(eq)，每个符号使用任意数量的样本。为了最小化复杂性，在实践中每个符号最多使用两个样本。但是，每个符号一个样本通常提供次优性能，并且对采样相位变化和抖动更敏感。尽管该算法使用量化符号，但其不限于量化系统。

在使用信道模型(cm)设备和mlse解码器更新一些信道之后，mlse输出ber仍然是次优的。如图17所示，sps设备使用mlse解码器之前和之后的数据。应当注意，sps设备可以部分或完全在微控制器(μc)中实现，以节省复杂性，因为采样相位不会经历快速变化。sps设备在仔细选择的采样相位处计算最佳采样相位估计(bspe)参数，并选择具有最高bspe值的采样相位。然后，从sps设备向采样相位调整(spa)设备发送关于最佳采样相位的信息，采样相位调整(spa)设备调整mlse解码器前面的采样相位，从而调整mlse均衡器(eq)。spa设备可以包括内插器，例如，三次样条内插器。

bspe使用通过直方图定义的信道模型。二进制l状态mlse均衡器使用2l不同的分支度量。其保持l＝2m，其中，m是信道存储器长度。每个分支度量由n-bin直方图(pdf)定义，其中，n是进入mlse均衡器的信号的分辨率。对直方图进行归一化，使得所有区间的总和等于1。在归一化之后，每个直方图由平均值μi和标准偏差σi定义，其中，i＝1，2，...，2l。

平均值的方差定义如下(21)：

应当注意，在量化之后，多个平均值的平均值不一定等于0，其仍然在等式(21)中给出。

以下度量集，其中，m+1个比特归属于每个分支，mlse均衡器可以使用一个或两个样本(表示为样本a和b)，可以定义如下：

h1表示解码1的所有分支(例如，16状态mlse均衡器中的xx1xx)，x＝0，1；

h0表示解码0的所有分支(例如，16状态mlse均衡器中的xx0xx)；

h11表示中间具有三个(111)的所有分支(例如，16状态mlse均衡器中的x111x)；

h00表示中间具有三个零(000)的所有分支(例如，16状态mlse均衡器中的x000x)；

h01表示中间具有三个零(000)或三个(111)的所有分支，使得h01＝h00+h11。

新变量介绍如下(22)：

每个符号一个样本的bspe值定义如下(23)：

每个符号两个样本的bspe值定义如下(24)：

计数器表(ct)用于bspe所需的信道模型估计。其是一个具有2m+1行和2n列的二维表。开始时，表格条目设置为0。可以为每个样本(a，b)提供两个ct，即一个ct用于样本a(cta)，一个ct用于样本b(ctb)。分支地址使用2m+1比特来寻址ct的行，并且量化的样本值位于列中。此外，定位的计数器内容增加1。

所有表(任何表)条目的总和等于l＝k-2m。直方图(行)的平均值定义如下(25)：

其中，行i的总和表示为si，每行表示某个比特模式的量化直方图。此外，两行的总和(例如，行i的si和行j的sj)不需要相同。

然后，如下计算方差直方图(行)(26)：

信号首先从具有采样点0的定时恢复(tr)电路到达(定时恢复采样相位)。mlse均衡器(eq)使用起始信道模型(scm)，起始信道模型(scm)从该模型收敛到实际信道条件，并且假设将成功获取。

bspe算法使用粗略和精细采样相位扫描。在对应于粗略采样相位扫描的第一相位中，在不同位置(例如，0，±ui/2，...，±nui/2)计算bspe值，并且选择具有最大bspe值的采样相位kui。在粗略采样相位扫描期间，mlse均衡器使用采样相位0处的未更新的信道模型，并且计数器表(ct)用于bspe所需的信道模型估计。通过简单的采样移位实现粗略采样相位扫描。

处理实验28gb/s-80km传输的离线数据。使用电吸收调制器和通过pin二极管的直接检测。每个mlse符号使用一个样本的bspe估计和5个单位间隔(ui)的ber在图18中示出，样本由5比特adc量化。最大bspe值(本文对应于约0.4ui的采样相位)表示最佳ber。在粗略采样相位扫描期间，选择采样相位0.5ui。

尽管相位1提供了非常好的结果，但是在一些特定信道中，粗略的bspe值可能生成大的误差(例如，ber比最佳采样相位处的ber高几倍)。因此，可能优选的是从相位1切换到相位2，以便获得最佳或近似最佳的采样相位。

相位2基于最严重的误差事件。为了区分相位1的bspe和相位2的bspe，相位2的bspe在下文中表示为代表超级bspe的sbspe。

mlse均衡器可以生成误差，这些误差可以具有不同的长度，使得误差以突发形式分组。根据信道条件和mlse存储器长度，误差突发可能具有不同的概率，并且具有最大长度为3的误差突发在以下被认为是最关键的。比特模式也具有不同的误差概率，并且下面考虑m＝4和6二进制mlse均衡器(16和64状态mlse均衡器)的最关键误差模式。

误差事件由2m+e比特定义，其中，m是存储器长度，e是误差突发的长度。因此，对于m＝4和e＝3，误差事件由11比特组成：b1b2b3b4b5b6b7b8b9b10b11，其中，b表示误差比特(即，误差)。在这种情况下，mlse均衡器使用分支(bi)：

b＝b1b2b3b4b5，b2b3b4b5b6，...，b7b8b9b10b11＝(b1b2b3b4b5b6b7)，

而不是使用分支(bi)：

b＝b1b2b3b4b5，b2b3b4b5b6，...，b7b8b9b10b11＝(b1b2b3b4b5b6b7)，

其中，每个分支(bi，bi)由0到2^m+1-1的数字表示，即在16状态mlse均衡器中从0到31。

让我们假设一个长度为2的误差事件：0101001011＝0101111011。如果最低有效比特(lsb)是二进制表示中的第一个(例如，10100＝5)，那么我们有：

b＝(1051892026)和b＝(262930152327)。

通过处理离线数据，我们的16和64状态mlse均衡器的仿真结果表明以下误差事件是最关键的。

对于16状态mlse均衡器：

-单个误差事件000101000

b＝(8201052)和b＝(24281473)

-双重误差事件1001011000

b＝(820261363)和b＝(2412221152)

-三重误差事件01011011000

b＝(241222271363)和b＝(82010211052)

对于64状态mlse均衡器：

-单个误差事件1000010100000

b＝(338040201052)和b＝(9711256281473)

-双重误差事件01111101111000

b＝(6295111119123613015)和b＝(1266395111119592914)

-三重误差事件011111101100111

b＝(1266395111552777102115)和b＝(62954787432174101114)

首先，估计误差事件的概率，并且仅指示采样相位更适合使用什么。

我们为每一对竞争对手定义了3个不同的q因子(q1，q2，q3)，b和b是包含竞争对手的矢量：

当应用于每个符号的一个样本时，我们定义两个不同的误差事件估计(e1，e2)：

在每个符号有更多样本的情况下，为每个样本定义q值，并对所有样本进行求和。

最后，每个符号一个样本的sbspe由(27)定义：

sbspei＝|ei(1)||ei(2)||ei(3)|，i＝1，2(27)

其中，ei(1)表示与单个误差事件相关的误差事件估计；ei(2)表示与双重误差事件相关的误差事件估计；ei(3)表示与三重误差事件相关的误差事件估计。ei(2)示出比ei(1)更好的结果。

在每个符号有两个样本(a和b)的情况下，e1中的q1是为每个样本定义的，而在ei(2)中，我们使用qmin，如下(28)所示：

通常，虽然可以省略或添加一些误差事件，但sbspe可以由(29)定义：

其中，pi可以是任何非零正整数。在前一种情况下，我们使用了p1＝1、p2＝2和p3＝3。

然后，将解码的数据中的误差从均衡器(eq)发送到前向纠错(fec)设备以消除。然后，通过解复用器(dmux)将所得无差错数据解复用为k个信道(从1到k编号)，其中，k可以与n不同。

总之，本发明涉及一种包括至少一个发送器和接收器的多信道强度调制直接检测光收发器，以及一种使用与ber成线性比例的质量参数在调整后的采样相位处均衡输入样本的方法。数据发送和接收使用单个主信道和从信道，其波特率等于或低于主信道的波特率。当从单个发送器接收时，所有信道的可靠且相同的时钟通过主信道的接收器时钟获得；当从发送器的组合接收时，所有信道的可靠且相同的时钟通过频率高于所有信道中的最高时钟频率的参考时钟获得。还提供增强定时恢复电路以选择优化的有限脉冲响应滤波器、计算滤波器系数并生成主信道的接收器时钟。

虽然已经在附图和前面的描述中详细说明和描述了本发明，但是这样的说明和描述被认为是说明性或示例性的而非限制性的。本发明不限于所公开的实施例。通过阅读本公开，其他修改对于本领域技术人员而言将是显而易见的。这些修改可以涉及本领域中已知的并且可以代替或补充本文已经描述的特征的其他特征。特别地，传输系统不限于光传输系统。相反，本发明可以应用于任何有线或无线传输系统。所提出的系统的接收器设备可以在离散硬件中实现或者基于用于控制接收侧的信号处理器的软件例程来实现。

已经结合本文的各种实施例描述了本发明。然而，通过研究附图、公开内容和所附权利要求，本领域技术人员在实践所要求保护的发明时，可以理解和实现所公开实施例的其他变型。在权利要求中，词语“包括”不排除其他元件或步骤，并且不定冠词“一”或“一个”不排除多个。单个处理器或其他单元可以实现权利要求中记载的若干项的功能。在互不相同的从属权利要求中叙述某些措施的仅有事实并不表示这些措施的组合不能用于获益。计算机程序可以存储/分布在合适的介质上，例如，与其他硬件一起提供或作为其他硬件的一部分提供的光学存储介质或固态介质，但也可以以其他形式分布，例如通过因特网或其他有线或无线电信系统。

尽管已经参考本发明的具体特征和其实施例描述了本发明，但显然可以在不脱离本发明的精神和范围的情况下对其进行各种修改和组合。因此，说明书和附图应简单地视为由所附权利要求限定的本发明的说明，并且预期涵盖落入本发明范围内的任何和所有修改、变化、组合或等同物。